JPH09511371A

JPH09511371A - 固定及び調整可能帯域幅相互線形入力増幅器

Info

Publication number: JPH09511371A
Application number: JP7525838A
Authority: JP
Inventors: ローフェンバーガー，ジェームズ・ジェイ; ムーア，ジョージ・エス
Original assignee: ハネウエル・インコーポレーテッド
Priority date: 1994-04-01
Filing date: 1995-03-31
Publication date: 1997-11-11
Also published as: EP0755587B1; WO1995027332A1; DE69509648T2; DE69509648D1; EP0755587A1; US5432474A

Abstract

(57)【要約】従来の技術で起こる信号従属帯域幅変化を回避するように、相互線形回路及び他のモードの回路において使用するための高インピーダンス（電流モード）入力信号（２０及び２２）を処理する改良された方法及び回路。相互コンダクタンス利得素子（４６）を使用する非線形帰還構造（３６）は、帯域幅を拡張し且つ／又は従来の技術で現れていた帯域幅変化を抑制するために採用されている。本発明の用途の１つはギルバート増幅器トポロジーの拡張であり、それに付随して正規化と集積回路の実現に際して利点が得られ、非常にレベルの低い入力信号（２０及び２２）を伴う動作を帯域幅の広い用途に適用できる。本発明をさらに拡張すると、能動帯域幅制御を可能にする又は様々に異なる入力キャパシタンスを伴う信号源を補正するために、この相互コンダクタンス（４６）を電気的に調整できる。本発明は、対の感知された光検出器電流信号（６４及び６６）に対して前置増幅器として使用するのに特に適している。

Description

【発明の詳細な説明】固定及び調整可能帯域幅相互線形入力増幅器発明の背景発明の分野本発明は、信号レベル又は温度とは無関係に固定帯域幅を有する相互線形回路（ギルバート増幅器及び乗算器など）及び他の非相互線形回路について入力電流から電圧への非線形性を実現するために入力プリプロセッサ機能を実行する方法及び装置に関する。さらに、本発明の帯域幅の電気的な調整を可能にするために増幅器の相互コンダクタンスを電気的に調整する方法及び装置を開示する。背景技術ギルバート増幅器は、光検出器信号などの電流入力信号の処理のために広帯域幅応答を伴う電流利得モードにおける動作のような所望の属性を提供する特殊な回路技術である。図１は、ロンドンのＰｅｔｅｒＰｅｒｅｇｒｌｎｕｓＬｔｄ．により刊行（１９９０年）されたＣ．Ｔｏｕｍａｚｏｕ，Ｆ．Ｊ．Ｌｉｄｇｅｙ及びＤ．Ｇ．Ｈａｉｇｈ共編の「ＡｎａｌｏｇｕｅＩＣＤｅｓｉｇｎ：ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔ−ｍｏｄｅａｐｐｒｏａｃｈ」の第２章のＢ．Ｇｉｌｂｅｒｔによる「Ｃｕｒｒｅｎｔ−ｍｏｄｅＣｉｒｃｕｉｔｓＦｒｏｍＡＴｒａｎｓ− ｌｉｎｅａｒＶｉｅｗｐｏｉｎｔ：ＡＴｕｔｏｒｉａｌ」（１１〜１９ページ及び５５〜６４ページ）に開示されているような従来の技術のギルバート増幅器モデルを示す。光検出器の対は、並列キャパシタンス１４及び１４′を伴う電流源１０及び１２としてモデル化されている。出力電流差は入力光電流の差に比例し、利得係数は制御電流に比例する。二次的な影響を無視すると、この回路の総利得は次のように計算できる。式中、Ｉ_{out(differential)}は出力電流の差であり、Ｉ_ina及びＩ_inbは入力電流であり、Ｉ_ctrlは尾部電流である。従来の技術のギルバート増幅器の特徴は広帯域正規化、急速な過負荷回復、ＤＣ信号及び広帯域信号に対する適正な精度、自動利得制御の単純な実現並びにどのような入力条件に対しても得られる安定性である。従来の技術のギルバート増幅器の問題は、帯域幅がａ）ＤＣ入力電流レベル、ｂ）温度及びｃ）入力キャパシタンスの関数であるという点である。すなわち、帯域幅とグループ遅延（回路を介する時間遅延）は信号源特性及び温度によって決まる。光ディスクドライブは差動入力電流の形態をとるいくつかの入力信号、たとえば、フォトダイオードを有する。それらの信号は焦点誤差信号，磁気光学（ＭＯ）読取りチャネル信号及びアクチュエータ位置信号を含む。雑音やサーボ補正の関係上、通常は正規化増幅器を使用する。従来実現されている正規化増幅器、すなわち、ギルバート増幅器は、ＭＯ（消去可能）ドライブと関連する低い入力信号レベルでは、適切な帯域幅を提供しない。Ｊｏｈａｎｓｓｏｎ他の米国特許第４，３９６，８９１号はギルバート乗算器に関連する利得制御回路を説明しているが、高インピーダンス入力信号又は帯域幅の問題にはアドレスしない。Ｄｅｗｅｃｋの米国特許第４，４９２，９３１号は、相互線形増幅器（ギルバート）に反して相互インピーダンス増幅器を含む赤外線受信器フロントエンドを開示している。Ｄｅｗｅｃｋは妨害除去のための前置増幅器を開示しているが、帯域幅には対処していない。ＶａｎｄｅＰｌａｓｓｃｈｅ他の米国特許第４，５０２，０１７号は演算増幅器を開示しているが、相互線形回路と組合わせては使用できない。Ｓｉｅｇｅｌの米国特許第４，６０８，５４２号は、Ｄｅｗｅｃｋと同様に、相互インピーダンス増幅器の帯域幅制御を説明しているが、相互線形増幅器と組合わせては使用できない。Ｍｏｏｒｅ他の米国特許第４，９０２，９８２号は、高ダイナミックレンジ信号の過負荷を防止するために非線形帰還構造を使用する非線形非反転相互インピーダンス増幅器を説明している。この回路は相互線形ではなく、装置は帯域幅制御を扱っていない。Ｌａｕｆｆｅｎｂｕｒｇｅｒの米国特許第５，２５４，９５７号は最も類似する引例である。本発明は、温度及び信号レベルに伴う帯域幅の変化であるＬａｕｆｆｅｎｂｕｒｇｅｒの欠点を克服する。発明の概要本発明によれば、入力正規化、ＤＣ精度及び広帯域信号処理を実現するように高インピーダンス電流モード入力信号を増幅し且つ処理する装置が提供される。好ましい入力プリプロセッサは、単一入力ギルバート増幅器について電流モード入力信号の非線形変換を実行する。プリプロセッサは、入力電流に対する帯域幅の依存性を減少させる。プリプロセッサは、入力電流から電圧への非線形変換のために帰還素子として動作する共通ベーストランジスタから構成されている。相互コンダクタンス素子は、入力プリプロセッサの帯域幅を設定するトランジスタに印加される。装置は複数の電流入力を伴う複数のプリプロセッサをさらに具備することができる。この実施態様では、好ましい相互線形回路は差動ギルバート増幅器である。装置は、入力プリプロセッサを通過する電流を複製する少なくとも１つの複製トランジスタをさらに具備していても良い。複製電流ミラーは、共通ベーストランジスタと共通のエミッタ及び共通のベースを有するトランジスタを具備する。また、電流から電圧への非線形変換のために入力電流に対する帯域幅の依存性を減少させる方法も開示される。その過程は、まず、入力電流を電圧に非線形変換する帰還素子として共通ベーストランジスタを設けることを含む。次に、順方向利得を得るため、帰還素子に相互コンダクタンス素子を印加する。方法は、複数の電流入力に対して複数のプリプロセッサを提供する過程を含んでいても良い。それらの過程において、複数入力差動ギルバート増幅器が提供される。本発明の第１の目的は、低電流源に対してギルバート増幅器のあらゆる利点を提供することである。本発明の第１の利点は、ａ）低入力バイアス電流による動作；ｂ）入力信号の広帯域正規化；ｃ）急速な過負荷回復；ｄ）ＤＣ信号及び広帯域信号に対する適正な精度；ｅ）自動利得制御の単純な形態による実現；及びｆ）広範囲にわたる入力条件に対する安定性という所望の目標を達成する単純な回路構成を提供することである。本発明のその他の目的，利点及び新規な特徴並びにその他の適用可能範囲の一部を添付の図面と関連させた以下の詳細な説明の中で挙げるが、以下の説明を検討することによってそれらの目的，利点，新規な特徴及び適用可能範囲のいくつかは当業者には明白になるであろうし、あるいは、本発明の実施に際して習得されるであろう。本発明の目的及び利点は、添付の請求の範囲の中で特定して指摘する手段及び組合わせによって実現でき、達成できるであろう。図面の簡単な説明本明細書に取り入れられて、本発明の一部を成す添付の図面は本発明のいくつかの実施形態を例示しており、説明と共に、本発明の原理を説明するのに有用である。図面は単に本発明の好ましい一実施形態を例示することだけを目的としており、本発明を限定するものとして解釈されるべきではない。図面中：図１は、従来の技術のギルバート増幅器の１つのモデルである。図２は、従来のＡ型ギルバート増幅器の概略図である。図３は、好ましい一定帯域幅ギルバート増幅器の概略図である。図４は、帯域幅パラメータ計算のための帰還構造の１つのモデルである。図５は、実際の実現形態における好ましい一定帯域幅ギルバート増幅器の概略図である。図６は、本発明の好ましい集積回路の小さな信号伝達関数のグラフである。図７は、図６の条件及び値を有する集積回路のグループ遅延のグラフである。図８は、好ましい調整可能帯域幅増幅器の概略図である。好ましい実施形態の説明光検出器の前置増幅器は一般にいくつかの互いに矛盾する制約を伴い、それらの条件を満足させなければならない。典型的に重要な条件のいくつかを挙げると、帯域幅が広いこと、雑音が少ないこと、オフセットが少ないこと及び安定性にすぐれていることなどである。電流源を有する他の数多くの用途にも、同様の制約がある。そのような用途における典型的な前置増幅器の構成は、利得段を巡る抵抗器帰還から構成されるトランスインピーダンス増幅器である。この増幅器は帯域幅の点で非常にすぐれ、雑音も少ないのであるが、ａ）大きな入力過負荷に対する応答の能力が劣る；ｂ）様々な電流源インピーダンスに対する安定性に問題がある；及びｃ）利得制御を別個に実現しなければならないといったいくつかの欠点がある。そこで、数年前には、光検出器用前置増幅器の異なるトポロジーに関する探究を行った。その結果、有効な基本素子として、ギルバート乗算器又はギルバート増幅器として知られる相互線形回路「フラグメント」が選択されるに至った。ギルバート増幅器は、相互線形回路と呼ばれる一般的な種類の回路の中のごく一部である。相互線形という用語は、バイポーラトランジスタにおける相互コンダクタンスと電流との関係から派生している。すなわち、バイポーラトランジスタの相互コンダクタンスは電流と線形関係にある。相互線形技法を使用して数多くの線形回路を実現できるであろうが、数多くの非線形関数も実現しうる。相互線形トポロジーによって、平方、平方根、ベクトル絶対値、三角関数などの関数は容易に実現される。以下に、本発明を差動ギルバート増幅器に適用する場合を説明するが、本発明は、入力が単一であれ、複数であれ、あらゆる種類の相互線形回路に等しく適用可能である。さらに、この技術は、線形回路，非線形回路を問わず、入力電流信号の他の非線形電流／電圧変換を要求するさらに広い範囲の回路に適用できる。その例のいくつかと一般化の例をこの展開の結末で提示する。ギルバート増幅器は、一般に、の形態をとる正規化誤差信号を発生することが望まれる多くの関数に適用される。式中、Ａ及びＢは入力電流であり、Ｉ_gは利得係数である。多くの場合、所望の関数を得るためには、入力処理機能としてギルバート増幅器を使用することが必要である。電流入力レベルの値が非常に低く且つ寄生入力キャパシタンスが存在している場合、所望の帯域幅を得ることは困難であろう。小規模な信号解析で、帯域幅を迅速に評価できる。ギルバート増幅器への入力部は基本的にはダイオード接続トランジスタ又は共通ベース段であり、それらの入力抵抗は、共に、おおよそＶ_t／Ｉ_eによって表わされる。尚、Ｖ_tはｋＴ／ｑ（室温では約２６ｍＶ）、Ｉ_eは信号電流絶対値である。たとえば、室温で、４μＡの信号レベル（Ａ又はＢの一方の側）は６５００オームの入力インピーダンスを発生するであろう。信号源の分路キャパシタンスと並列であるダイオード又は共通ベース段の実効入力キャパシタンスを含む入力キャパシタンスはこの抵抗と反応して、１／２π ＲＣで単極ロールオフを発生する。信号源キャパシタンスが３μＦであり且つ信号レベルは４μＡであるとき、ダイオードキャパシタンスを考慮することもなく、帯域幅は８ＭＨｚ未満に限定される。電流レベルがさらに低下し且つ温度が高くなると、その結果、帯域幅は一層縮小する。加えて、帯域幅は信号が大きいという条件の下では、又は小さな信号が環境及びプロセスに応じて相当に大きく変動することもある大きなバイアスレベルによって左右されている場合には入力信号レベルの値の強力な関数であるので、重大な帯域幅変化が起こるであろう。非線形入力負荷（ダイオード接続トランジスタ又は共通ベース段）と、同様の伝達関数を与えるが、所定の入力信号レベル範囲にわたってより広く、より一様な帯域幅を可能にする帰還構造とを置き換えるときに、一定帯域幅のギルバート増幅器が見出される。あらゆるギルバート構造と同様に、このギルバート増幅器は、要求される装置パラメータ整合と温度結合を実現するための集積回路を実現するのに最も適している。さらに、集積回路の製造時には、実現しうる改善を制限する基本的な要素であることが実証される寄生キャパシタンスを最小限に抑えることができる。この回路の雑音性能をきわめて良いものと考えられるが、相互インピーダンス増幅器のような他の低雑音増幅器技法によって達成できる雑音性能に必ずしも近いとはいえないことは予期されるであろう。図２は、入力電流Ａ２０及びＢ２２に対して動作し、出力電流Ｘ２４及びＹ２６を発生する基本Ａ型ギルバート増幅器を示す。この用語は、Ｂ．Ｇｉｌｂｅｒｔの「Ｃｕｒｒｅｎｔ−ＭｏｄｅＣｉｒｃｕｉｔｓＦｒｏｍＡＴｒａｎｓｌｉｎｅａｒＶｉｅｗｐｏｉｎｔ：ＡＴｕｔｏｒｉａｌ」（ＡｎａｌｏｇｕｅＩＣＤｅｓｉｇｎ：ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔ−ｍｏｄｅａｐｐｒｏａｃｈ（Ｃ．Ｔｏｕｍａｚｏｕ，Ｆ．Ｊ．Ｌｉｄｇｅｙ，ＤＧＨａｉｇｈ共編、ロンドンのＰｅｔｅｒＰｅｒｅｇｒｉｎｕｓＬｔｄ．より１９９０年刊行）の第２章、１１〜１９ページおよび５５〜６４ページ）からとったものである。トランジスタ２８及び３０は、３２及び３４により形成される差動対を駆動するための入力信号電流に非線形負荷を与えるダイオード接続トランジスタである。図３は本発明の主要部分を示しており、図２の非線形入力負荷トランジスタ２８及び３０の代わりに、帰還素子として共通ベース段を採用する帰還構造３６及び３６′を配置している。Ｖ_bは線形領域における動作を得るように選択された固定バイアス電圧である。きわめて重要であるのは、電圧、利得ではなく、既知の相互コンダクタンスを供給する順方向増幅器４６である。帰還構造３６及び３６′によって、信号電流は共通ベース段を流れ、その結果、差動対４２及び４４を駆動するために必要とされる非線形電圧伝達関数が得られる。相互線形回路の設計に際して良く知られている技法は、精度を向上させ且つその他の利点を得るために、演算増幅器の帰還路の中にトランジスタを配置する。これは同じ概念であるが、相違点は演算増幅器の代わりに、広帯域、一定利得の相互コンダクタンス増幅器４６及び４８を使用していることである。ギルバートの文献で定義されている通り、この構造は図２の元来のＡ型関数と比較してＢ型構造であるが、取るに足らない反転を別として、所望の伝達関数は依然として得られることに注意する。図４は、先にこの関数に帰するものとして説明した所望の一定帯域幅属性を示すためにここで解析する帰還モデルを示す。帰還システムに関しては、Ｇ（ｓ）は−Ｇ_mと等しく、Ｈ（ｓ）はα／_sＣ_iにより表わされる。尚、αは帰還トランジスタの共通ベース電流利得である。Ｆ（ｓ）は１／_sＣ_iにより表わされる。この回路の帰還トランジスタ電流（エミッタ電流）から電流ｉｎへの総伝達関数は、下記のようであることがわかるＦ（ｓ）Ｇ（ｓ）／（１＋Ｇ（ｓ）Ｈ（ｓ））によって表わされる。エミッタ電流はちょうど１α入力電流であることに注意する。ベータの高いトランジスタの場合、この値は約１である。さらに重要な点として、極の時定数はＣ_i／Ｇ_mαにより表わされることに注意する。また、ベータの高いトランジスタの場合、この値はＣ_i／Ｇ_mとしても表わされるであろう。帯域幅は、増幅器の入力キャパシタンス及び相互コンダクタンスによって確定されることがわかる。この単純なモデルによれば、増幅器の相互コンダクタンスを単に選択することにより、帯域幅を選択できるであろう。増幅器の相互コンダクタンスが温度とは無関係であると仮定すると、帯域幅は入力信号レベル又は回路の温度の関数ではない。上記のモデルは帯域幅が信号レベルとは関係なく任意の大きさになるであろうということを示唆するという点で、幾分か過度に単純化されている。相互コンダクタンス増幅器の帯域幅は無限としてモデル化されているが、これが不可能であるのは自明である。ところが、多くの場合、十分に大きい相互コンダクタンス帯域幅はそれが第１の問題ではないように達成されるてあろう。第２の近似は周波数に伴って変化しないことである。現実には、共通ベース段は動作電流レベルによっても左右される有限の帯域幅を有する。同様に、これも必ずしも制限効果とはならない。共通ベース段に対する入力は拡散キャパシタンス、接合キャパシタンス及び値 α／Ｇ_mの入力抵抗と並列の基板キャパシタンスとしてモデル化できるであろう。Ｇ_mはｑＩｅ／ｋＴにより表わされる。Ｉｅは動作電流レベルであり、従って、抵抗は動作電流が減少するにつれて増加する。現実の実現形態は、このキャパシタンスに加えて、相互コンダクタンス増幅器の出力キャパシタンス及び相互接続キャパシタンスを含む他のキャパシタンスを有する。拡散キャパシタンスは動作電流レベルの低下に伴って減少するが、その他のキャパシタンスは相対的に一定である。電流レベルが十分に低いとき、それらのキャパシタンスは主要なキャパシタンスであり、共通ベース入力抵抗の増加に伴って、ループ中に別の重大な極を形成する。電流レベルが低下するにつれて、この極と相互コンダクタンス増幅器の位相遅れの結果、最終的には、ループ中の位相余裕は非常に低くなるか、さらには負になることもある。集積回路製造技法を使用すると、非常に小型のトランジスタを採用でき、それらのキャパシタンスは最小になるので、最大限の性能を達成できる。正式には解析していないが、信号入力キャパシタンスとこのノードにおけるキャパシタンスとの比は、この技術によって達成できる改善を確定すると考えられる。図５は、本発明を採用する一定帯域幅ギルバート増幅器の可能な１つの実現形態を示す。回路は対称形であるので、左側だけを説明する。入力電流源６４及び６６はフォトダイオードである。トランジスタ５２，５４，５６，５８及び６０は左側の相互コンダクタンス増幅器を形成する。エミッタ縮退を伴って５２及び５４により形成される差動段は基本相互コンダクタンス関数を与え、その相互コンダクタンスは抵抗器６８により設定される。抵抗器６８及び７０は内部であっても、外部であっても良い。トランジスタ５６，５８及び６０は、トランジスタ５４のコレクタのシングルエンド出力端子へ電流を鏡映するためのウィルソン電流ミラーを形成する。相互コンダクタンスはほぼ２／Ｒ１６８であることがわかる。トランジスタ７２は、差動対トランジスタ７４に対して非線形ギルバート負荷を形成する共通ベース帰還トランジスタである。Ｉ_gはギルバート利得を設定する。Ｖ_b1は、この実現形態においては、接地点の又はそれよりわずかに低いバイアス点である。この回路の右側は同様に動作する。図６は、この関数の集積回路モデルに関する小さな信号伝達関数を示す。ＰＮＰのＦ_tは約１ＧＨｚであり且つＮＰＮのＦ_tは約６ＧＨｚであった。信号源キャパシタンスは３ｐＦであり、図示するように、片側動作電流レベルはオクターブごとのステップを経て１μＡから３２μＡまで変化した。相互コンダクタンスを設定する抵抗器は２Ｋであり、相互コンダクタンスは約１ｍＳとなった。この結果、帯域幅は約３０ＭＨｚとなり、内部極が活動状態になるために帯域幅の縮小と何らかのピーク形成が見られる最低電流レベルのところを除いて、適度に一定のままであった。図７は、図６で説明したのと同一の条件についてグループ遅延を示す。この場合にも、ごく低い動作電流レベルを除いてグループ遅延は非常に一貫したままである。この実現形態は決して最適でも、独特でもない。図５のトランジスタ５４のベース電流は正規化伝達関数の分母の中の追加の付加定数項になるので、正規化をやや劣化させる。最低電流レベルでは、利得ステップの縮小によって示されるように、ベース電流は正規化の幾分かの損失をもたらす。４μＡ以上の値については良い正規化性能が観測される。再び図４を参照すると、できる限り低い電流でこのトランジスタ５４を動作させ且つベータの高いトランジスタを使用すれば、この効果は最小限に抑えられる。ベース電流相殺技術の使用は実現可能であろうが、雑音性能への影響を考慮しなければならない。この効果を最小にするために利用できる他の技術としては、トランジスタ５２及び５４として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を採用すること、又はトランジスタ５４のベースを入力ノードから隔離するためにＦＥＴソースフォロワを採用することなどがある。これらの変化が雑音に及ぼす影響を慎重に評価しなければならない。帰還トランジスタが確実に線形領域で動作するようにＶ_bを選択すれば、相互コンダクタンス増幅器における入力オフセット誤差は重大ではない。トランジスタ１つの相互コンダクタンス増幅器も使用して良い。トランジスタ５２を取り除くと、抵抗器６８は接地点に結合し、ミラーの代わりに、トランジスタ５４のエミッタ電流源に整合する電流源を配置すると、この変形が実現される。適切な電圧源を伴う抵抗器によって電流源を近似しても良い。これは、相互コンダクタンス設定抵抗器に上述の実現形態の場合のように４本の外部ピンを必要とすることがなく、外部ピンは２本あれば良いという利点を有する。場合によっては、入力電流６４及び６６を再利用のために利用できるようにすることが必要である。この要求を実現するために、トランジスタ７２及び７８と並列の２つ以上のトランジスタ（図示せず）を採用しても良い。ベースとエミッタは並列に接続している。追加のトランジスタのコレクタは７２及び７８の電流を鏡映して、入力信号の複製を形成する。重要な内部ノードにおけるキャパシタンスが増加するため、これが損失を伴わないことは自明である。信号源条件が異なれば、相互コンダクタンス利得（Ｇ_m）の値も異なることを要求される。従って、異なる信号源バイアスレベル及びキャパシタンスに対して所望の帯域幅を達成するために利得を調整可能にする手段（集積回路（ＩＣ）の外部）を開示する。最も単純な調整の手段は、フォトダイオードごとに２本のピンを設け、それらを介して抵抗器を接続することによってＧ_mを制御するというものである。しかしながら、単一のＩＣに多数のフォトダイオード前置増幅器がある場合には、フォトダイオードごとに２本のピンを設けると、ピンの数という点で重大な欠陥が生じる。別の実施形態においては、「固定帯域幅」トポロジーの相互コンダクタンス利得経路に調整可能利得段を挿入する。前置増幅器の帯域幅を変化させるために、この調整可能利得を（ＩＣの外部の単一のピンにより）制御できる。この実施形態を図８に示す。各々の相互コンダクタンス利得経路８６及び８８には、差動電流増幅器８０及び８２が挿入されている。これらの電流増幅器８０及び８２は追加のギルバート増幅器であるのが好ましいが、他の可変利得増幅器も利用できる。挿入された利得増幅器の電流利得はＩ_BWとして表わされている電流に正比例する。これにより、前置増幅器の総帯域幅を設定する正味相互コンダクタンス利得を直接に制御できる。製造後に調整能力を得るために、１本の外部ピンに制御電流８４を印加することができる。この制御電流を複数の増幅器に同時に印加できるように、制御電流を鏡映（複製）することが可能である（図示せず）。この前置増幅器の帯域幅は特殊な帰還段により確定され、およそ次のようになる。式中、Ｇ_mは入力誤差増幅器の相互コンダクタンス利得であり；Ｉ_BWは「新たな」利得段の尾部電流であり；Ｉ_kは定数であり；Ｃ_inはフォトダイオードキャパシタンスを含む総入力キャパシタンスである。従って、この実施形態は唯一つのピンで外部制御による帯域幅制御を実行することができる。これは、単一のＩＣにいくつかのフォトダイオード前置増幅器があり、ピンの本数を最小にすることが第１である用途においては特に重要である。たとえば、上記の調整可能利得段がない場合、フォトダイオード入力端子が１４あるＩＣは帯域幅制御を可能にするために余分に２８本のピンを必要とするであろう。この実施形態では、異なる種類の光検出器ごとに及び／又は帯域幅ごとに１本の外部ピンが設けられることになる。相互コンダクタンスを電気的に制御する別の方法は、相互コンダクタンスを設定する縮退抵抗器の代わりにＦＥＴを採用するというものであろう。ＦＥＴのソースはエミッタに（ＦＥＴ差動対を採用する場合にはソースに）接続しており、正の相互コンダクタンスを有する増幅器入力端子は（ＡＣ）接地点に接続しているので、ゲートに印加される調整可能電圧は電圧制御抵抗を実現する。第３の方法は縮退抵抗器を排除し、相互コンダクタンスを設定するために可変エミッタ尾部電流を採用する。接合部温度が一定であるならば、相互コンダクタンスは電流に比例する。この可変電流源をも絶対温度（ＰＴＡＴ）に比例させることにより、この技術を温度が広範囲で変化する用途に適用しても良い。この技術は相互コンダクタンス素子の入力端子におけるベース電流（及びそれに関連する誤差）を最小限に抑えるが、線形動作時、入力信号レベルは尾部電流に限定される。また、相互コンダクタンス増幅器におけるトランジスタのＦ_tｓは小さな値の尾部電流（相互コンダクタンス）に対して著しく減少するであろう。好ましい実施形態の説明は、方法を差動ギルバート増幅器に適用することを強調していた。しかしながら、ＢａｒｒｉｅＧｉｌｂｅｒｔによる「ＡＮｅｗＷｉｄｅ−ＢａｎｄＡｍｐｌｉｆｉｅｒＴｅｃｈｎｉｑｕｅ」（ＩＥＥＥＪｏｕｒｎａｌｏｆＳｏｌｉｄ−ＳｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ，ＳＣ− ３巻４号、１９４〜２０６ページ、（１９６８年１２月刊））に記載されているように、単一入力ギルバートトポロジーが存在しており、この技法も等しく適用可能である。以下に論じるように、数多くの単一入力非線形相互線形関数や複数入力非線形相互線形関数も存在しており、拡張された帯域幅に対してこのようにして入力信号を処理して、入力信号の電流レベルに対する感度を低下させ且つ／又は電気的に帯域幅を制御する方法も同様に適用できる。それらの関数のいくつかについては、入力の非線形性は単純なダイオード接合部の電流と電圧の関係より一層複雑であろう。たとえば、いくつかの二乗回路は入力信号電流を２つのダイオード接合部のカスケードを通して流した結果を変換とすることを要求する。帰還構造においては、これは共通ベース帰還素子のエミッタと、相互コンダクタンス増幅器の出力端子との商にダイオード接続トランジスタを挿入することによって容易に実行される。説明は相互線形回路に集中していたが、電流から電圧への非線形変換を要求する他の数多くの関数もこの技術から恩恵を受けるであろう。単純な１例は電流を複製する方法を使用するものである。電流ミラーの設計に際して共通の技術は、様々な理由により、放射測定整合抵抗器をエミッタと直列に配置する。その結果として増加する入力インピーダンスは、従来の実現形態の場合、帯域幅を尚一層制限する（ただし、電流レベルに対する感度を低下させる）ことに注意する。この電流ミラーの変形は新たな方法によって容易に実現されるが、抵抗器が追加されているため、そのようなミラーは厳密には相互線形ではなくなっている。相互線形関数からはさらに離れて、同様のＦＥＴ電流ミラーをソース抵抗器を伴って又は伴わずに実現できるであろう。従って、この方法は単純なダイオード接合部ばかりでなく、広範囲にわたる帰還非線形性に適用可能である。説明中、入力信号源としてフォトダイオードを採用している場合が多かった。それらは、寄生キャパシタンスと並列の電流源に近い信号源の良い例である。それらがそのような信号源であることは全く示唆されるべきではなく、方法はあらゆる高インピーダンス信号源にも等しく適用可能である。ここでは、特許法に従うと共に、新規な原理を適用し且つそのような特殊化された素子を必要に応じて構成し、使用するために必要とされる情報を当業者に提供するために、本発明をかなり詳細に説明した。しかしながら、特定の点で異なる機器や装置によって本発明を実施できること、及び機器の詳細と動作手続きの双方に関して、本発明自体の範囲から逸脱せずに様々な変形を実現できることを理解すべきである。先に引用した全ての引例，出願，特許及び刊行物と、対応するあらゆる出願の開示内容は参考として本出願に取り入れられている。

【手続補正書】特許法第１８４条の８【提出日】１９９６年４月８日【補正内容】補正明細書固定及び調整可能帯域幅相互線形入力増幅器発明の背景発明の分野本発明は、信号レベル又は温度とは無関係に固定帯域幅を有する相互線形回路（ギルバート増幅器及び乗算器など）及び他の非相互線形回路について入力電流から電圧への非線形性を実現するために入力プリプロセッサ機能を実行する方法及び装置に関する。さらに、本発明の帯域幅の電気的な調整を可能にするために増幅器の相互コンダクタンスを電気的に調整する方法及び装置を開示する。背景技術ギルバート増幅器は、光検出器信号などの電流入力信号の処理のために広帯域幅応答を伴う電流利得モードにおける動作のような所望の属性を提供する特殊な回路技術である。図１は、ロンドンのＰｅｔｅｒＰｅｒｅｇｒｉｎｕｓＬｔｄ．により刊行（１９９０年）されたＣ．Ｔｏｕｍａｚｏｕ，Ｆ．Ｊ．Ｌｉｄｇｅｙ及びＤ．Ｇ．Ｈａｉｇｈ共編の「ＡｎａｌｏｇｕｅＩＣＤｅｓｉｇｎ：ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔ−ｍｏｄｅａｐｐｒｏａｃｈ」の第２章のＢ．Ｇｉｌｂｅｒｔによる「Ｃｕｒｒｅｎｔ−ｍｏｄｅＣｉｒｃｕｉｔｓＦｒｏｍＡＴｒａｎｓ− ｌｉｎｅａｒＶｉｅｗｐｏｉｎｔ：ＡＴｕｔｏｒｉａｌ」（１１〜１９ページ及び５５〜６４ページ）に開示されているような従来の技術のギルバート増幅器モデルを示す。光検出器の対は、並列キャパシタンス１４及び１４′を伴う電流源１０及び１２としてモデル化されている。出力電流差は入力光電流の差に比例し、利得係数は制御電流に比例する。二次的な影響を無視すると、この回路の総利得は次のように計算できる。式中、Ｉ_{out(differential)}は出力電流の差であり、Ｉ_ina及びＩ_inbは入力電流であり、Ｉ_cntrlは尾部電流である。従来の技術のギルバート増幅器の特徴は広帯域正規化、急速な過負荷回復、ＤＣ信号及び広帯域信号に対する適正な精度、自動利得制御の単純な実現並びにどのような入力条件に対しても得られる安定性である。従来の技術のギルバート増幅器の問題は、帯域幅がａ）ＤＣ入力電流レベル、ｂ）温度及びｃ）入力キャパシタンスの関数であるという点である。すなわち、帯域幅とグループ遅延（回路を介する時間遅延）は信号源特性及び温度によって決まる。光ディスクドライブは差動入力電流の形態をとるいくつかの入力信号、たとえば、フォトダイオードを有する。それらの信号は焦点誤差信号、磁気光学（ＭＯ）読取りチャネル信号及びアクチュエータ位置信号を含む。雑音やサーボ補正の関係上、通常は正規化増幅器を使用する。従来実現されている正規化増幅器、すなわち、ギルバート増幅器は、ＭＯ（消去可能）ドライブと関連する低い入力信号レベルでは、適切な帯域幅を与えない。Ｄａｍｍ他の米国特許第４，１６３，９５０号は、回路の入力部分と出力部分を異なる電圧レベルで動作させるために互いに電気的に分離されている入力段及び出力段を有する差動増幅器を説明している。この回路は既知の電圧利得を与えるが、相互コンダクタンス利得は得られない。Ｊｏｈａｎｓｓｏｎ他の米国特許第４，３９６，８９１号はギルバート乗算器に関連する利得制御回路を説明しているが、高インピーダンス入力信号又は帯域幅の問題にはアドレスしない。Ｄｅｗｅｃｋの米国特許第４，４９２，９３１号は、相互線形増幅器（ギルバート）に反して相互インピーダンス増幅器を含む赤外線受信器フロントエンドを開示している。Ｄｅｗｅｃｋは妨害除去のための前置増幅器を開示しているが、帯域幅には対処していない。ＶａｎｄｅＰｌａｓｓｃｈｅ他の米国特許第４，５０２，０１７号は演算増幅器を開示しているが、相互線形回路と組合わせては使用できない。Ｓｉｅｆｅｌの米国特許第４，６０８，５４２号波、Ｄｅｗｅｃｋと同様に、相互インピーダンス増幅器の帯域幅制御を説明しているが、相互線形増幅器と組合わせては使用できない。Ｍｏｏｒｅ他の米国特許第４，９０２，９８２号は、高ダイナミックレンジ信号の過負荷を防止するために非線形帰還構造を使用する非線形非反転相互インピーダンス増幅器を説明している。この回路は相互線形ではなく、装置は帯域幅制御を扱っていない。Ｌａｕｆｆｅｎｂｕｒｇｅｒの米国特許第５，２５４，９５７号は最も類似する引例である。本発明は、温度及び信号レベルに伴う帯域幅の変化であるＬａｕｆｆｅｎｂｕｒｇｅｒの欠点を克服する。Ｅｌｅｋｔｒｏｎｉｋ第３５巻第１８号（ドイツ，ミュンヘン，１９８６年９月刊）のＪ．Ｐ．Ｃｌｏｓｅ，Ｌ．Ｗ．Ｃｏｕｎｔによる「Ｅｉｎｇａｎｇｓｓｔｒｏｍ５０ｆＡ」は高インピーダンス増幅器を説明しているが、帯域幅制御に関する記載はない。発明の概要本発明によれば、入力正規化、ＤＣ精度及び広帯域信号処理を実現するように高インピーダンス電流モード入力信号を増幅し且つ処理する装置が提供される。好ましい入力プリプロセッサは、単一入力ギルバート増幅器に対して電流モード入力信号の非線形変換を実行する。プリプロセッサは、入力電流に対する帯域幅の依存性を減少させる。プリプロセッサは、入力電流から電圧への非線形変換のために帰還素子として動作する共通ベーストランジスタから構成されている。相互コンダクタンス素子は、入力プリプロセッサの帯域幅を設定するトランジスタに印加される。装置は複数の電流入力を伴う複数のプリプロセッサをさらに具備することができる。この実施態様では、好ましい相互線形回路は差動ギルバート増幅器である。装置は、入力プリプロセッサを通過する電流を複製する少なくとも１つの複製トランジスタをさらに具備していても良い。複製電流ミラーは、共通ベーストランジスタと共通のエミッタ及び共通のベースを有するトランジスタを具備する。また、電流から電圧への非線形変換のために入力電流に対する帯域幅の依存性を減少させる方法も開示される。その過程は、まず、入力電流を電圧に非線形変換する帰還素子として共通ベーストランジスタを設けることを含む。次に、順方向利得を得るため、帰還素子に相互コンダクタンス素子を印加する。方法は、複数の電流入力に対して複数のプリプロセッサを提供する過程を含んでいても良い。それらの過程において、複数入力差動ギルバート増幅器が提供される。本発明の第１の目的は、低電流源に対してギルバート増幅器のあらゆる利点を提供することである。本発明の第１の利点は、ａ）低入力バイアス電流による動作；ｂ）入力信号の広帯域正規化；ｃ）急速な過負荷回復；ｄ）ＤＣ信号及び広帯域信号に対する適正な精度；ｅ）自動利得制御の単純な形態による実現；及びｆ）広範囲にわたる入力条件に対する安定性という所望の目標を達成する単純な回路構成を提供することである。本発明のその他の目的、利点及び新規な特徴並びにその他の適用可能範囲の一部を添付の図面と関連させた以下の詳細な説明の中で挙げるが、以下の説明を検討することによってそれらの目的、利点、新規な特徴及び適用可能範囲のいくつかは当業者には明白になるであろうし、あるいは、本発明の実施に際して習得されるであろう。本発明の目的及び利点は、添付の請求の範囲の中で特定して指摘する手段及び組合わせによって実現でき、達成できるであろう。図面の簡単な説明本明細書に取り入れられて、本発明の一部を成す添付の図面は本発明のいくつかの実施形態を例示しており、説明と共に、本発明の原理を説明するのに有用である。図面は単に本発明の好ましい一実施形態を例示することだけを目的としており、本発明を限定するものとして解釈されるべきではない。図面中：図１は、従来の技術のギルバート増幅器の１つのモデルである。図２は、従来のＡ型ギルバート増幅器の概略図である。図３は、好ましい一定帯域幅ギルバート増幅器の概略図である。図４は、帯域幅パラメータ計算のための帰還構造の１つのモデルである。図５は、実際の実現形態における好ましい一定帯域幅ギルバート増幅器の概略図である。図６は、本発明の好ましい集積回路の小さな信号伝達関数のグラフである。図７は、図６の条件及び値を有する集積回路のグループ遅延のグラフである。図８は、好ましい調整可能帯域幅増幅器の概略図である。好ましい実施形態の説明光検出器の前置増幅器は一般にいくつかの互いに矛盾する制約を伴い、それらの条件を満足させなければならない。典型的に重要な条件のいくつかを挙げると、帯域幅が広いこと、雑音が少ないこと、オフセットが少ないこと及び安定性にすぐれていることなどである。電流源を有する他の数多くの用途にも、同様の制約がある。そのような用途における典型的な前置増幅器の構成は、利得段を巡る抵抗器帰還から構成されるトランスインピーダンス増幅器である。この増幅器は帯域幅の点で非常にすぐれ、雑音も少ないのであるが、ａ）大きな入力過負荷に対する応答の能力が劣る；ｂ）様々な電流源インピーダンスに対する安定性に問題がある；及びｃ）利得制御を別個に実現しなければならないといったいくつかの欠点がある。そこで、数年前には、光検出器用前置増幅器の異なるトポロジーに関する探究を行った。その結果、有効な基本素子として、ギルバート乗算器又はギルバート増幅器として知られる相互線形回路「フラグメント」が選択されるに至った。ギルバート増幅器は、相互線形回路と呼ばれる一般的な種類の回路の中のごく一部である。相互線形という用語は、バイポーラトランジスタにおける相互コンダクタンスと電流との関係から派生している。すなわち、バイポーラトランジスタの相互コンダクタンスは電流と線形関係にある。相互線形技法を使用して数多くの線形回路を実現できるであろうが、数多くの非線形関数も実現しうる。相互線形トポロジーによって、平方、平方根、ベクトル絶対値、三角関数などの関数は容易に実現される。以下に、本発明を差動ギルバート増幅器に適用する場合を説明するが、本発明は、入力が単一であれ、複数であれ、あらゆる種類の相互線形回路に等しく適用可能である。さらに、この技術は、線形回路、非線形回路を問わず、入力電流信号の他の非線形電流／電圧変換を要求するさらに広い範囲の回路に適用できる。その例のいくつかと一般化の例をこの展開の結末で提示する。ギルバート増幅器は、一般に、の形態をとる正規化誤差信号を発生することが望まれる多くの関数に適用される。式中、Ａ及びＢは入力電流であり、Ｉ_gは利得係数である。多くの場合、所望の関数を得るためには、入力処理機能としてギルバート増幅器を使用することが必要である。電流入力レベルの値が非常に低く且つ寄生入力キャパシタンスが存在している場合、所望の帯域幅を得ることは困難であろう。小規模な信号解析で、帯域幅を迅速に評価できる。ギルバート増幅器への入力部は基本的にはダイオード接続トランジスタ又は共通ベース段であり、それらの入力抵抗は、共に、おおよそＶ_t／Ｉ_eによって表わされる。尚、Ｖ_tはｋＴ／ｑ（室温では約２６ｍＶ）、Ｉ_eは信号電流絶対値である。たとえば、室温で、４μＡの信号レベル（Ａ又はＢの一方の側）は６５００オームの入力インピーダンスを発生するであろう。信号源の分路キャパシタンスと並列であるダイオード又は共通ベース段の実効入力キャパシタンスを含む入力キャパシタンスはこの抵抗と反応して、１／２π ＲＣで単極ロールオフを発生する。信号源キャパシタンスが３μＦであり且つ信号レベルは４μＡであるとき、ダイオードキャパシタンスを考慮することもなく、帯域幅は８ＭＨｚ未満に限定される。電流レベルがさらに低下し且つ温度が高くなると、その結果、帯域幅は一層縮小する。加えて、帯域幅は信号が大きいという条件の下では、又は小さな信号が環境及びプロセスに応じて相当に大きく変動することもある大きなバイアスレベルによって左右されている場合には入力信号レベルの値の強力な関数であるので、重大な帯域幅変化が起こるであろう。非線形入力負荷（ダイオード接続トランジスタ又は共通ベース段）と、同様の伝達関数を与えるが、所定の入力信号レベル範囲にわたってより広く、より一様な帯域幅を可能にする帰還構造とを置き換えるときに、一定帯域幅のギルバート増幅器が見出される。あらゆるギルバート構造と同様に、このギルバート増幅器は、要求される装置パラメータ整合と温度結合を実現するための集積回路を実現するのに最も適している。さらに、集積回路の製造時には、実現しうる改善を制限する基本的な要素であることが実証される寄生キャパシタンスを最小限に抑えることができる。この回路の雑音性能はきわめて良いものと考えられるが、相互インピーダンス増幅器のような他の低雑音増幅器技法によって達成できる雑音性能に必ずしも近いとはいえないことは予期されるであろう。図２は、入力電流Ａ２０及びＢ２２に対して動作し、出力電流Ｘ２４及びＹ２６を発生する基本Ａ型ギルバート増幅器を示す。この用語は、Ｂ．Ｇｉｌｂｅｒｔの「Ｃｕｒｒｅｎｔ−ＭｏｄｅＣｉｒｃｕｉｔｓＦｒｏｍＡＴｒａｎｓｌｉｎｅａｒＶｉｅｗｐｏｉｎｔ：ＡＴｕｔｏｒｉａｌ」（ＡｎａｌｏｇｕｅＩＣＤｅｓｉｇｎ：ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔ−ｍｏｄｅａｐｐｒｏａｃｈ（Ｃ．Ｔｏｕｍａｚｏｕ，Ｆ．Ｊ．Ｌｉｄｇｅｙ，Ｄ．Ｇ．Ｈａｉｇｈ共編、ロンドンのＰｅｔｅｒＰｅｒｅｇｒｉｎｕｓＬｔｄ．より１９９０年刊行）の第２章、１１〜１９ページおよび５５〜６４ページ）からとったものである。トランジスタ２８及び３０は、３２及び３４により形成される差動対を駆動するための入力信号電流に非線形負荷を与えるダイオード接続トランジスタである。図３は本発明の主要部分を示しており、図２の非線形入力負荷トランジスタ２８及び３０の代わりに、帰還素子として共通ベース段を採用する帰還構造３６及び３６′を配置している。Ｖ_bは線形領域における動作を得るように選択された固定バイアス電圧である。きわめて重要であるのは、電圧、利得ではなく、既知の相互コンダクタンスを供給する順方向増幅器４６である。帰還構造３６及び３６′によって、信号電流は共通ベース段を流れ、その結果、差動対４２及び４４を駆動するために必要とされる非線形電圧伝達関数が得られる。相互線形回路の設計に際して良く知られている技法は、精度を向上させ且つその他の利点を得るために、演算増幅器の帰還路の中にトランジスタを配置する。これは同じ概念であるが、相違点は演算増幅器の代わりに、広帯域、一定利得の相互コンダクタンス増幅器４６及び４８を使用していることである。ギルバートの文献で定義されている通り、この構造は図２の元来のＡ型関数と比較してＢ型構造であるが、取るに足らない反転を別として、所望の伝達関数は依然として得られることに注意する。図４は、先にこの関数に帰するものとして説明しだ所望の一定帯域幅属性を示すためにここで解析する帰還モデルを示す。帰還システムに関しては、Ｇ（ｓ）は−Ｇ_mと等しく、Ｈ（ｓ）はα／_sＣ_iにより表わされる。尚、αは帰還トランジスタの共通ベース電流利得である。Ｆ（ｓ）は１／ｓＣ_iにより表わされる。この回路の帰還トランジスタ電流（エミッタ電流）から電流ｉｎへの総伝達関数は、下記のようであることがわかるＦ（ｓ）Ｇ（ｓ）／（１＋Ｇ（ｓ）Ｈ（ｓ））によって表わされる。エミッタ電流はちょうど１／α入力電流であることに注意する。ベータの高いトランジスタの場合、この値は約１である。さらに重要な点として、極の時定数はＣ_i／Ｇ_mαにより表わされることに注意する。また、ベータの高いトランジスタの場合、この値はＣ_i／Ｇ_mとしても表わされるであろう。帯域幅は、増幅器の入力キャパシタンス及び相互コンダクタンスによって確定されることがわかる。この単純なモデルによれば、増幅器の相互コンダクタンスを単に選択することにより、帯域幅を選択できるであろう。増幅器の相互コンダクタンスが温度とは無関係であると仮定すると、帯域幅は入力信号レベル又は回路の温度の関数ではない。上記のモデルは帯域幅が信号レベルとは関係なく任意の大きさになるであろうということを示唆するという点で、幾分か過度に単純化されている。相互コンダクタンス増幅器の帯域幅は無限としてモデル化されているが、これが不可能であるのは自明である。ところが、多くの場合、十分に大きい相互コンダクタンス帯域幅はそれが第１の問題ではないように達成されるであろう。第２の近似は周波数に伴って変化しないことである。現実には、共通ベース段は動作電流レベルによっても左右される有限の帯域幅を有する。同様に、これも必すしも制限効果とはならない。共通ベース段に対する入力は拡散キャパシタンス、接合キャパシタンス及び値 α／Ｇ_mの入力抵抗と並列の基板キャパシタンスとしてモデル化できるであろう。Ｇ_mはｑＩ_e／ｋＴにより表わされる。Ｉ_eは動作電流レベルであり、従って、抵抗は動作電流が減少するにつれて増加する。現実の実現形態は、このキャパシタンスに加えて、相互コンダクタンス増幅器の出力キャパシタンス及び相互接続キャパシタンスを含む他のキャパシタンスを有する。拡散キャパシタンスは動作電流レベルの低下に伴って減少するが、その他のキャパシタンスは相対的に一定である。電流レベルが十分に低いとき、それらのキャパシタンスは主要なキャパシタンスであり、共通ベース入力抵抗の増加に伴って、ループ中に別の重大な極を形成する。電流レベルが低下するにつれて、この極と相互コンダクタンス増幅器の位相遅れの結果、最終的には、ループ中の位相余裕は非常に低くなるか、さらには負になることもある。集積回路製造技法を使用すると、非常に小型のトランジスタを採用でき、それらのキャパシタンスは最小になるので、最大限の性能を達成できる。正式には解析していないが、信号入力キャパシタンスとこのノードにおけるキャパシタンスとの比は、この技術によって達成できる改善を確定すると考えられる。図５は、本発明を採用する一定帯域幅ギルバート増幅器の可能な１つの実現形態を示す。回路は対称形であるので、左側だけを説明する。入力電流源６４及び６６はフォトダイオードである。トランジスタ５２、５４、５６、５８及び６０は左側の相互コンダクタンス増幅器を形成する。エミッタ縮退を伴って５２及び５４により形成される差動段は基本相互コンダクタンス関数を与え、その相互コンダクタンスは抵抗器６８により設定される。抵抗器６８及び７０は内部であっても、外部であっても良い。トランジスタ５６、５８及び６０は、トランジスタ５４のコレクタのシングルエンド出力端子へ電流をミラーするためのウィルソン電流ミラーを形成する。相互コンダクタンスはほぼ２／Ｒ１６８であることがわかる。トランジスタ７２は、差動対トランジスタ７４に対して非線形ギルバート負荷を形成する共通ベース帰還トランジスタである。Ｉ_gはギルバート利得を設定する。Ｖ_b1は、この実現形態においては、接地点の又はそれよりわずかに低いバイアス点である。この回路の右側は同様に動作する。図６は、この関数の集積回路モデルに関する小さな信号伝達関数を示す。ＰＮＰのＦ_tは約１ＧＨｚであり且つＮＰＮのＦ_tは約６ＧＨｚであった。信号源キャパシタンスは３ｐＦであり、図示するように、片側動作電流レベルはオクターブごとのステップを経て１μＡから３２μＡまで変化した。相互コンダクタンスを設定する抵抗器は２Ｋであり、相互コンダクタンスは約１ｍＳとなった。この結果、帯域幅は約３０ＭＨｚとなり、内部極が活動状態になるために帯域幅の縮小と何らかのピーク形成が見られる最低電流レベルのところを除いて、適度に一定のままであった。図７は、図６で説明したのと同一の条件についてグループ遅延を示す。この場合にも、ごく低い動作電流レベルを除いてグループ遅延は非常に一貫したままである。この実現形態は決して最適でも、独特でもない。図５のトランジスタ５４のベース電流は正規化伝達関数の分母の中の追加の付加定数項になるので、正規化をやや劣化させる。最低電流レベルでは、利得ステップの縮小によって示されるように、ベース電流は正規化の幾分かの損失をもたらす。４μＡ以上の値については良い正規化性能が観測される。再び図４を参照すると、できる限り低い電流でこのトランジスタ５４を動作させ且つベータの高いトランジスタを使用すれば、この効果は最小限に抑えられる。ベース電流相殺技術の使用は実現可能であろうが、雑音性能への影響を考慮しなければならない。この効果を最小にするために利用できる他の技術としては、トランジスタ５２及び５４として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を採用すること、又はトランジスタ５４のベースを入力ノードから隔離するためにＦＥＴソースフォロワを採用することなどがある。これらの変化が雑音に及ぼす影響を慎重に評価しなければならない。帰還トランジスタが確実に線形領域で動作するようにＶ_bを選択すれば、相互コンダクタンス増幅器における入力オフセット誤差は重大ではない。トランジスタ１つの相互コンダクタンス増幅器も使用して良い。トランジスタ５２を取り除くと、抵抗器６８は接地点に結合し、ミラーの代わりに、トランジスタ５４のエミッタ電流源に整合する電流源を配置すると、この変形が実現される。適切な電圧源を伴う抵抗器によって電流源を近似しても良い。これは、相互コンダクタンス設定抵抗器に上述の実現形態の場合のように４本の外部ピンを必要とすることがなく、外部ピンは２本あれば良いという利点を有する。場合によっては、入力電流６４及び６６を再利用のために利用できるようにすることが必要である。この要求を実現するために、トランジスタ７２及び７８と並列の２つ以上のトランジスタ（図示せず）を採用しても良い。ベースとエミッタは並列に接続している。追加のトランジスタのコレクタは７２及び７８の電流をミラーして、入力信号の複製を形成する。重要な内部ノードにおけるキャパシタンスが増加するため、これが損失を伴わないことは自明である。信号源条件が異なれば、相互コンダクタンス利得（Ｇ_m）の値も異なることを要求される。従って、異なる信号源バイアスレベル及びキャパシタンスに対して所望の帯域幅を達成するために利得を調整可能にする手段（集積回路（ＩＣ）の外部）を開示する。最も単純な調整の手段は、フォトダイオードごとに２本のピンを設け、それらを介して抵抗器を接続することによってＧ_mを制御するというものである。しかしながら、単一のＩＣに多数のフォトダイオード前置増幅器がある場合には、フォトダイオードごとに２本のピンを設けると、ピンの数という点で重大な欠陥が生じる。別の実施形態においては、「固定帯域幅」トポロジーの相互コンダクタンス利得経路に調整可能利得段を挿入する。前置増幅器の帯域幅を変化させるために、この調整可能利得を（ＩＣの外部の単一のピンにより）制御できる。この実施形態を図８に示す。各々の相互コンダクタンス利得経路８６及び８８には、差動電流増幅器８０及び８２が挿入されている。これらの電流増幅器８０及び８２は追加のギルバート増幅器であるのが好ましいが、他の可変利得増幅器も利用できる。挿入された利得増幅器の電流利得はＩ_BWとして表わされている電流に正比例する。これにより、前置増幅器の総帯域幅を設定する正味相互コンダクタンス利得を直接に制御できる。製造後に調整能力を得るために、１本の外部ピンに制御電流８４を印加することができる。この制御電流を複数の増幅器に同時に印加できるように、制御電流をミラー（複製）することが可能である（図示せず）。この前置増幅器の帯域幅は特殊な帰還段により確定され、およそ次のようになる。式中、Ｇ_mは入力誤差増幅器の相互コンダクタンス利得であり；Ｉ_BWは「新たな」利得段の尾部電流であり；Ｉ_kは定数であり；Ｃ_inはフォトダイオードキャパシタンスを含む総入力キャパシタンスである。従って、この実施形態は唯一つのピンで外部制御による帯域幅制御を実行することができる。これは、単一のＩＣにいくつかのフォトダイオード前置増幅器があり、ピンの本数を最小にすることが第１である用途においては特に重要である。たとえば、上記の調整可能利得段がない場合、フォトダイオード入力端子が１４あるＩＣは帯域幅制御を可能にするために余分に２８本のピンを必要とするであろう。この実施形態では、異なる種類の光検出器ごとに及び／又は帯域幅ごとに１本の外部ピンが設けられることになる。相互コンダクタンスを電気的に制御する別の方法は、相互コンダクタンスを設定する縮退抵抗器の代わりにＦＥＴを採用するというものであろう。ＦＥＴのソースはエミッタに（ＦＥＴ差動対を採用する場合にはソースに）接続しており、正の相互コンダクタンスを有する増幅器入力端子は（ＡＣ）接地点に接続しているので、ゲートに印加される調整可能電圧は電圧制御抵抗を実現する。第３の方法は縮退抵抗器を排除し、相互コンダクタンスを設定するために可変エミッタ尾部電流を採用する。接合部温度が一定であるならば、相互コンダクタンスは電流に比例する。この可変電流源をも絶対温度（ＰＴＡＴ）に比例させることにより、この技術を温度が広範囲で変化する用途に適用しても良い。この技術は相互コンダクタンス素子の入力端子におけるベース電流（及びそれに関連する誤差）を最小限に抑えるが、線形動作時、入力信号レベルは尾部電流に限定される。また、相互コンダクタンス増幅器におけるトランジスタのＦ_tｓは小さな値の尾部電流（相互コンダクタンス）に対して著しく減少するであろう。好ましい実施形態の説明は、方法を差動ギルバート増幅器に適用することを強調していた。しかしながら、ＢａｒｒｉｅＧｉｌｂｅｒｔによる「ＡＮｅｗＷｉｄｅ−ＢａｎｄＡｍｐｌｉｆｉｅｒＴｅｃｈｎｉｑｕｅ」（ＩＥＥＥＪｏｕｒｎａｌｏｆＳｏｌｉｄ−ＳｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ，ＳＣ− ３巻４号、１９４〜２０６ページ、（１９６８年１２月刊））に記載されているように、単一入力ギルバートトポロジーが存在しており、この技法も等しく適用可能である。以下に論じるように、数多くの単一入力非線形相互線形関数や複数入力非線形相互線形関数も存在しており、拡張された帯域幅に対してこのようにして入力信号を処理して、入力信号の電流レベルに対する感度を低下させ且つ／又は電気的に帯域幅を制御する方法も同様に適用できる。それらの関数のいくつかについては、入力の非線形性は単純なダイオード接合部の電流と電圧の関係より一層複雑であろう。たとえば、いくつかの二乗回路は入力信号電流を２つのダイオード接合部のカスケードを通して流した結果となるように変換することを要求する。帰還構造においては、これは共通ベース帰還素子のエミッタと、相互コンダクタンス増幅器の出力端子との間にダイオード接続トランジスタを挿入することによって容易に実行される。説明は相互線形回路に集中していたが、電流から電圧への非線形変換を要求する他の数多くの関数もこの技術から恩恵を受けるであろう。単純な１例は電流を複製する方法を使用するものである。電流ミラーの設計に際して共通の技術は、様々な理由により、放射測定整合抵抗器をエミッタと直列に配置する。その結果として増加する入力インピーダンスは、従来の実現形態の場合、帯域幅を尚一層制限する（ただし、電流レベルに対する感度を低下させる）ことに注意する。この電流ミラーの変形は新たな方法によって容易に実現されるが、抵抗器が追加されているため、そのようなミラーは厳密には相互線形ではなくなっている。相互線形関数からはさらに離れて、同様のＦＥＴ電流ミラーをソース抵抗器を伴って又は伴わずに実現できるであろう。従って、この方法は単純なダイオード接合部ばかりでなく、広範囲にわたる帰還非線形性に適用可能である。説明中、入力信号源としてフォトダイオードを採用している場合が多かった。それらは、寄生キャパシタンスと並列の電流源に近い信号源の良い例である。それらがそのような信号源であることは全く示唆されるべきではなく、方法はあらゆる高インピーダンス信号源にも等しく適用可能である。ここでは、特許法に従うと共に、新規な原理を適用し且つそのような特殊化された素子を必要に応じて構成し、使用するために必要とされる情報を当業者に提供するために、本発明をかなり詳細に説明した。しかしながら、特定の点で異なる機器や装置によって本発明を実施できること、及び機器の詳細と動作手続きの双方に関して、本発明自休の範囲から逸脱せずに様々な変形を実現できることを理解すべきである。先に引用した全ての引例，出願，特許及び刊行物と、対応するあらゆる出願の開示内容は参考として本出願に取り入れられている。補正請求の範囲１．電流モード入力信号の単一入力ギルバート増幅器手段に対して非線形変換を実行し、前記入力電流に対する帯域幅依存性を減少させる入力プリプロセッサにおいて、共通ベーストランジスタからなり、入力電流を電圧に非線形変換する非線形帰還手段と；前記非線形帰還手段に印加され、前記入力プリプロセッサの帯域幅を設定する相互コンダクタンス手段とを具備する入力プリプロセッサ。２．複数の電流入力を伴う複数のプリプロセッサをさらに具備する請求項１記載の発明。３．前記相互線形回路手段は複数入力差動ギルバート増幅器手段を具備する請求項２記載の発明。４．前記入力プリプロセッサを通過する電流を複製する少なくとも１つの複製トランジスタをさらに具備する請求項１記載の発明。５．前記複製電流ミラー手段は、前記共通ベーストランジスタと共通のエミッタ及び共通のベースを有するトランジスタを具備する請求項４記載の発明。６．前記非線形帰還手段は共通ゲートトランジスタと、前記入力プリプロセッサを通過する電流を複製する少なくとも１つの複製トランジスタとを具備する請求項１記載の発明。７．前記少なくとも１つの複製トランジスタは、前記共通ゲートトランジスタと共通のソース及び共通のゲートを具備する請求項６記載の発明。８．電流から電圧への非線形変換のために入力電流に対する帯域幅従属性を減少させる方法において、ａ）差動ギルバート増幅器に対する入力プリプロセッサとして動作し、入力電流を電圧に非線形変換するための帰還として共通ベーストランジスタを接続し、ｂ）順方向利得を得るために帰還素子に相互コンダクタンスを印加することからなるプリプロセッサを与えることを含む入力電流に対する帯域幅従属性を減少させる方法。９．複数の電流入力を伴う複数のプリプロセッサを与える過程をさらに含む請求項８記載の方法。１０．少なくとも１つの複製トランジスタによって入力プリプロセッサを通過する電流を複製する過程をさらに含む請求項８記載の方法。１１．複製する過程は、共通ベーストランジスタと共通のエミッタ及び共通のベースを有するトランジスタを利用する電流ミラーを設けることから成る請求項１０記載の方法。１２．相互線形回路を提供する過程は単一入力ギルバート増幅器を提供することから成る請求項８記載の方法。１３．帰還素子を接続する過程は、共通ゲートトランジスタを接続すること及び少なくとも１つの複製トランジスタによって入力プリプロセッサを通過する電流を複製することから成る請求項８記載の方法。１４．複製する過程は、共通ゲートトランジスタと共通のソース及び共通のゲートを接続することから成る請求項１３記載の方法。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩＨ０４Ｂ 10/28

Claims

【特許請求の範囲】１．電流モード入力信号の単一入力ギルバート増幅器手段に対して非線形変換を実行し、前記入力電流に対する帯域幅依存性を減少させる入力プリプロセッサにおいて、共通ベーストランジスタから構成され、入力電流を電圧に非線形変換する非線形帰還手段と；前記非線形帰還手段に印加され、前記入力プリプロセッサの帯域幅を設定する相互コンダクタンス手段とを具備する入力プリプロセッサ。２．複数の電流入力を伴う複数のプリプロセッサをさらに具備する請求項１記載の発明。３．前記相互線形回路手段は複数入力差動ギルバート増幅器手段を具備する請求項２記載の発明。４．前記入力プリプロセッサを通過する電流を複製する少なくとも１つの複製トランジスタをさらに具備する請求項１記載の発明。５．前記複製電流ミラー手段は、前記共通ベーストランジスタと共通のエミッタ及び共通のベースを有するトランジスタを具備する請求項４記載の発明。６．前記非線形帰還手段は共通ゲートトランジスタと、前記入力プリプロセッサを通過する電流を複製する少なくとも１つの複製トランジスタとを具備する請求項１記載の発明。７．前記少なくとも１つの複製トランジスタは、前記共通ゲートトランジスタと共通のソース及び共通のゲートを具備する請求項６記載の発明。８．ほぼ一定の帯域幅伝達関数及び線形伝達出／入力関数を実現するための電流信号の差動対に対する差動増幅器回路において、それぞれが前記対の電流信号の一方を受信し且つその入力電流信号を電圧に対数変換する１対の共通ベース帰還手段と；それぞれが前記差動入力電流信号の一方における電圧を測定し且つ前記共通ベース帰還手段の一方を駆動するための比例電流を出力端子で発生する１対の相互コンダクタンス手段と；前記１対の相互コンダクタンス手段の出力端子における前記対数電圧の差によって駆動され、前記差動入力電流に関する線形差動出力電流を伴うバイポーラトランジスタの差動対とを具備する相互線形回路を具備する差動増幅器回路。９．入力電流信号に対する帯域幅従属性を減少させるための電流入力信号に対する電気的に調整可能な可変帯域幅入力プリプロセッサにおいて、入力電流を非線形電圧に非線形変換する非線形帰還手段と；前記非線形帰還手段に印加され、順方向利得を得る相互コンダクタンス手段と；前記相互コンダクタンス手段を電気的に変化させ且つ前記プリプロセッサの帯域幅を調整する可変利得増幅器とを具備する入力プリプロセッサ。１０．前記可変利得増幅器はギルバート増幅器である請求項９記載の発明。１１．前記電気的に変化させる手段は、縮退のための電圧制御抵抗を発生するユニポーラトランジスタから構成される請求項９記載の発明。１２．入力源からの帯域幅従属性を減少させ且つ帯域幅を電気的に制御する電気的可変帯域幅ギルバート増幅器回路において、差動入力電流信号としての１対のフォトダイオードと；入力電流信号の差動対数関数である電圧を供給する１対の非線形帰還回路と；それぞれが入力電流信号の一方における電圧を測定し且つ前記非線形帰還回路の一方を駆動するための比例電流を出力端子で発生する１対の相互コンダクタンス増幅器と；利得セルを構成する前記相互コンダクタンス増幅器の各々の相互コンダクタンスを電気的に変化させる回路と；前記１対の相互コンダクタンス増幅器の出力端子における対数電圧の差によって駆動され、前記差動入力電流信号に関する線形差動出力を伴うトランジスタの差動対とを具備する回路。１３．電流から電圧への非線形変換のために入力電流に対する帯域幅従属性を減少させる方法において、ａ）差動ギルバート増幅器に対する入力プリプロセッサとして動作し、入力電流を電圧に非線形変換するための帰還としての共通ベーストランジスタを設ける過程と；ｂ）順方向利得を得るために帰還素子に相互コンダクタンスを印加する過程とを含むプリプロセッサを提供する方法。１４．複数の電流入力を伴う複数のプリプロセッサを提供する過程をさらに含む請求項１３記載の方法。１５．少なくとも１つの複製トランジスタによって入力プリプロセッサを通過する電流を複製する過程をさらに含む請求項１３記載の方法。１６．複製する過程は、共通ベーストランジスタと共通のエミッタ及び共通のベースを有するトランジスタを利用する電流ミラーを提供することから成る請求項１５記載の方法。１７．相互線形回路を提供する過程は単一入力ギルバート増幅器を提供することから成る請求項１３記載の方法。１８．帰還素子を提供する過程は、共通ゲートトランジスタを提供すること及び少なくとも１つの複製トランジスタによって入力プリプロセッサを通過する電流を複製することから成る請求項１３記載の方法。１９．複製する過程は、共通ゲートトランジスタと共通のソース及び共通のゲートを提供することから成る請求項１８記載の方法。２０．１対の入力電流信号に対して帯域幅調整可能相互線形増幅器を電気的に変化させる方法において、ａ）１対の非線形帰還素子によって入力電流信号の差動非線形関数である電圧を供給する過程と；ｂ）１対の相互コンダクタンス手段を提供し、各相互コンダクタンス手段は、 i）入力電流信号の一方における電圧を測定する過程と； ii）入力電流信号からの帯域幅従属性を減少させるために、非線形帰還素子の一方を駆動する比例電流を発生する過程とを実行する過程と；ｃ）相互コンダクタンス手段を電気的に変化させる過程と；ｄ）線形出力を伴い、１対の相互コンダクタンス手段の電圧の差により駆動されるトランジスタの差動対を提供する過程とから成る方法。２１．電気的に変化させる過程は、可変利得増幅器によって相互コンダクタンス手段を調整することから成る請求項２０記載の方法。２２．可変利得増幅器はギルバート増幅器である請求項２１記載の方法。２３．電気的に変化させる過程は、電圧制御抵抗としてのユニポーラトランジスタを提供することを含む請求項２０記載の方法。