JPH09508260A - 直列補償変換器ステーションにおける不平衡の補償方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 高電圧直流送電設備に含まれている直列補償変換器ステーションは、少なくとも一つの６パルス・ブリッジ（ＢＲ）を有する変換器（ＳＲ１、ＳＲ２）を備えている。前記６パルス・ブリッジは直列コンデンサ（ＳＣＲ、ＳＣＳ、ＳＣＴ）を介して基本周波数（ｆ０１、ｆ０２）を有する３相交流電圧網（Ｎ１、Ｎ２）に接続される。制御機器（ＣＥ１、ＣＥ２）は影響され得る制限信号（ＡＭＡＸＬ）に従って前記６パルス・ブリッジに含まれる複数のバルブ（Ｖ１〜Ｖ６）に対する制御角（α）の指令値（ＡＯＬ）を発生する。前記６パルス・ブリッジの前記直流電圧（Ｕｄｂ）における前記基本周波数成分（Ｃｌｃｏｓ を形成し、かつ前記変換器ステーションにおける検知電圧（Ｕｎ１、Ｕｎ２）、及び前記振幅信号に従って補償信号（ＡＣＯＭＰ）を連続的に計算する。前記制限信号は前記直列コンデンサの前記電圧（ＵＣＲ、ＵＣＳ、ＵＣＴ）間が不平衡の場合に少なくとも予め選択された値（γp）に等しい前記バルブに対する前記転流余裕（γｍ）を保持するために、前記補償信号に従って形成される。

Description

【発明の詳細な説明】 直列補償変換器ステーションにおける不平衡の補償方法及び装置 技術分野 高電圧直流送電設備を含む直列補償変換器ステーションの制御方法、及びこの 方法を実行する装置に関する。 直列補償変換器は、この接続において変換器ステーションを意味し、その変換 器ブリッジは直列コンデンサを介して多分、中間変圧器により交流電圧回路網に 接続されている。 背景技術 ２つの交流電圧回路網間における高電圧直流送電設備は、２つの変換器ステー ションを有し、それぞれはその交流側を交流電圧回路網の独立した一つと、共通 直流接続とに接続されている。この直流接続はオーバーヘッド線及び／又はケー ブルの形式であってもよく、更に、ある複数部分では金属導体の代わりに大地又 は水からなる。各変換器ステーションは、変換器、直列コンデンサ、通常は少な くとも一つの変換器変圧器と共に、無効電力の発生及び高調波ろ波用のシャント ・フィルタを含む。通常、これらの変換器はライン転流の電流源変換器であり、 これによってこれら変換器のバルブ間における電流転流が交流電圧網に発生する 電圧により行われ、かつ変換器から見て、直流接続が固い（ｓｔｉｆｆ）一電流 源として存在するものと理解される。これら変換器が発生する高調波、特に第５ 及び第７高調波を減少させるために、通常、各変換器は互いに直列接続された２ つの６パルス・ブリッジからなり、変換器変圧器には３０°の相対的な移相を有 する２つの二次巻線が設けられている。各変換器ブリッジは直列コンデンサ及び 変換器変圧器の独立二次巻線を介して交流電圧網に接続されている。 通常動作において、以下、整流器と呼ぶ一方の変換器は、転流器動作により動 作し、以下、インバータと呼ぶ他方は、インバータ動作により動作する。それぞ れの変換器に対する制御機器は、変換器のバルブに点呼パルスを印加する制御角 αに対応した制御信号を発生する。変換器による無効電力の消費を最小化し、か つ変換器ステーションに含まれる構成要素へのストレスを減少させるために、制 御動作を損なうことなく、最小可能制御角αにより転流器を制御し、かつ最小可 能消弧角γ（転流の余裕）に帰結する制御角によりインバータを制御するのが都 合よい。従って、設備の制御システムは、通常、転流失敗、交流網上の電圧変動 、及びその他、電流制御において整流器を制御している間に発生し得る公称動作 からの逸脱に関する安全な余裕を考慮に入れて、インバータが設備の動作条件に 対する適当な最大直流電圧に制御されるように設計される。電流制御の基準値は 電流指令に従って形成され、更にこの電流指令が直流電流、従って転送された有 効電力が所望値に留まるように、電力指令及び優勢な直流電圧に従って形成され る。 通常、整流器及びインバータ用の制御機器は同一に設計され、これによって整 流器内では電流制御が活性化され、予め選択した最低値を下回らない消弧角を保 持するために制御するインバータ制御機器では予め選択された最低値が活性化さ れる。制御角αと、消弧角γと、重なり角μとの間には、既知の関係α＋γ＋μ ＝１８０°が成立している。通常、インバータの制御機器は、その制御角が制限 信号に従って形成されるように、設計される。更にこのような制限信号が直流電 流の検知値に従って、消弧角の予測値に従って、又は消弧角のフィードバック制 御により形成される。 通常、変換器の制御システムは、いわゆる等距離制御と呼ばれる相互に同一の 間隔によりそれぞれのバルブに対して点弧パルスを発生するように設計される。 直列補償により、いくつかの利点が得られる。直列コンデンサは、これらを介 して流れる電流により、周期的に充電され、かつこのようにして発生したこれら コンデンサ端の電圧が変換器のバルブ端の転流電圧に加えられる。この転流電圧 は、依然として交流電圧網の電圧に対する位相位置に関連した制御角及び消弧角 により、転流器動作においてバルブが０より小さな制御角により制御され、また インバータ動作において０より小さな消弧角により制御可能とされるように、交 流電圧網の電圧に対して移送されたものになる（勿論、バルブの転流電圧に関連 した転流余裕は０より大きい）。これは、変換器の無効電力消費を減少させるこ とを可能にする。このようにして、シャント・フィルタに無効電力を発生させる 必要性が減少し、従ってシャント・フィルタは高調波ろ波の必要性に基づいてそ の寸法がほぼ定められる。コンデンサの充電電流、従ってそれらの電圧は直流接 続における直流電流に比例しており、またコンデンサの寸法を適切に定めること により、直流電流の大きさに基づく重なり角の依存性を補償することができる。 これは、この直列補償が高速な電流トランジェントの場合でもバルブの転流余裕 を保持するのに役立つことを意味する。インバータの制御は、このインバータが 、少なくとも直列補償なしに、負電流／電圧特性を示し、これは、特に直流接続 が長いケーブルを有する場合、交流電圧網における電圧減少の場合に雪崩状に増 大する電流に至る恐れがあることを意味する。この直列補償は安定化する方向で インバータの電流／電圧特性に影響し、また直列コンデンサの適当な選択により 正極性にすることも可能である。 高電圧直流送電に関する技術の概要説明については、エーリヒ・ウールマン著 、直流による送電、シュプリンゲル出版、ベルリン、ハイデルベルク、ニューヨ ーク１９７５年（Ｅｒｉｃｈ Ｕｈｌｍａｎ：Ｐｏｗｅｒ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓ ｉｏｎ ｂｙ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ，Ｓｐｒｉｎｇｅｒ Ｖｅｒｌａ ｇ， Ｂｅｒｌｉｎ Ｈｅｉｄｅｌｂｅｒｇ Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ １９７５）を 参照すべきである。 変換器変圧器と６パルス・ブリッジ接続にある変換器との間の交流接続に導入 された直列コンデンサを有する変換器ステーションの動作モードについての概要 的な説明は、ジョン Ａ．バロン、及びＧ．Ａ．ハンレイー著、直列補償による ＨＶＤＣ変換器の人為的な転流の技術的評価（電力装置及びシステムに関するＩ ＥＥＥ報告、Ｖｏｌ．ＰＡＳ−８７，１９６８年１０月、１８３０〜１８４０頁 （Ｊｏｈｎ Ａ． Ｂａｒｏｎ， ａｎｄ Ｇ．Ａ．Ｈａｎｌｅｙ：Ａ Ｔｅｃ ｈｎｉｃａｌ Ａｓｓｅｓｍｅｎｔ ｏｆ Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｃｏｍｍｕ ｔａｔｉｏｎ ｏｆ ＨＶＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｗｉｔｈ Ｓｅｒｉｅ ｓ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ａ ｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｖｏｌ．ＰＡＳ−８７，Ｏｃｔ． １９６８，ｐａｇｅ１８３０−１８４０）に記載されている。 しかし、変換器ステーションの直列補償は、バルブの転流電圧がそれぞれの直 列コンデンサ端において電流に依存した電圧の振幅及び位相の両者に従属してい ることを意味している。対称的な位相の電流による外乱のない定常動作中に、そ れぞれのコンデンサ端における電圧の平均値は０に等しいままであり、各コンデ ンサ電圧はこれらの間で同一である。従って、転流電圧に対するこれらコンデン サの寄与は、変換器ブリッジに含まれる全てのバルブに等しいままとなる。しか し、変換器ブリッジに対する直流電流及び／又は制御角が急速に変化する場合で は、異なる位相にあるコンデンサは、異なる電流・時間領域により充電され、従 って異なる電圧を取る。かくして、異なる位相間でコンデンサ電圧に即ち転流電 圧に不平衡が発生する。 動作状態が外乱のない定常動作に復帰すると、異なる値に対しては異なる重な り角、及び導通期間を必要とする意味において、不平衡それ自体が軽減される。 しかし、このプロセスは、特に低電流による動作において発生が比較的に遅く、 典型的には数秒かかることがある。 更に、不平衡は、変換器ブリッジの直流電圧端子における電圧が接続されてい る交流電圧網の基本波なトーン周波数と同一周波数、通常、５０又は６０Ｈｚの 交流電圧成分を含むことを意味する。送電系統における基本波周波数、又はその 近傍における振動を減衰させる方法及び装置は、ＷＯ９４／０７２９１の特許明 細書に記載されている。 しかし、コンデンサ電圧における不平衡は、変換器ブリッジにおけるいくつか のバルブの転流余裕を減少させ、これが更に転流失敗の危険性を増加させること を必然的に意味する。程度を低下させても、更には不平衡が減少する期間中でも 、増大したこの危険は残る。 発明の概要 本発明の目的は、コンデンサ電圧に不平衡が発生した場合に、意図するものよ り低くならない転流余裕が得られるように、指令された制御角に作用する、序文 で説明した形式の方法、及び前記方法を実施する装置を提供することである。 本発明による方法及び装置を特徴付けるものは、付記する請求の範囲から明ら かとなる。 本発明の効果的な改善は下記の説明及び請求の範囲から明らかとなる。 本発明により、直列補償の効果は、直流電流及び／又は制御角におけるトラン ジェントに関連して増加する転流失敗の危険なしに、利用される。このことは、 通常の動作においてその制御機器の目的が転流余裕を予め選択した最低値以下と ならない値に保持する必要があるので、インバータにとって重要なことである。 整流器においては、これは、急速に制御角が変化する場合、例えば制御角を１８ ０°近傍の値に指令することにより達成される最大可能負電圧に向かって、整流 器を速やかに制御する直流接続における故障状態において、なによりも重要であ る。このような制御角変更手段は、一方で前述のような種類の不平衡の危険が増 大し、他方で整流器がその転流余裕近傍で動作することになる。 図面の簡単な説明 添付図面を参照して、本発明を実施例の説明により詳細に説明する。 第１図は直列補償された変換器ステーションを有する高電圧直流送電設備を概 要的に示す。 第２図は直列コンデンサを介して３相交流電圧回路網に接続された変換器ブリ ッジを示す。 第３図は第２図による２つの直列接続変換器ブリッジを示す。 第４図は本発明の一実施例において、第１図による変換器ステーション用の制 御機器の複数部分をブロック図形式により示す。 第５図は第４図による制御機器用の電流コントローラの一実施例をブロック図 形式により示す。 第６図は本発明の一実施例において第４図による制御機器用のインバータ動作 における最大制御角の制限をブロック図形式により示す。 第７図は本発明の一実施例において振幅信号及び減衰信号の形成をブロック図 形式により示す。 第８図は第７図による本発明の一実施例において振幅信号を形成する一方法を 詳細なブロック図形式により示す。 第９図は本発明の他の実施例において振幅信号及び減衰信号の形成をブロック 図形式により示す。 第１０図は第９図により本発明の一実施例における振幅信号を形成する一方法 を詳細なブロック図形式により示す。 第１１図は第９図により本発明の一実施例における減衰信号を形成する一方法 を詳細なブロック図形式により示す。 第１２図は第７図により本発明の一実施例における基本周波数発振検出用の検 出信号を形成する一方法をブロック図形式により示す。 第１３図は第９図により本発明の一実施例における基本周波数発振検出用の検 出信号を形成する一方法をブロック図形式により示す。 好ましい実施例の説明 以下の説明は方法及び装置の両方に関連し、従って各図は共に装置の信号流れ 図及びブロック図としてみなすことができる。従って、「計算値」、「（計算さ れた）値」及び「信号」の表現は、同じ意味で用いられている。 以下において、転流が開始する時の角度、制御角α、及び転流が終了する時の 角度、消弧角γは、通常の形式でそれぞれの交流電圧網の電圧に関連されている ものと仮定する。転流余裕（マージイン）γｍは、消弧角が変換器ブリッジにお ける１バルブ端の転流電圧に関連されていることを意味する。従って、非直列補 償の変換器ステーションにおいて、消弧角γは転流余裕γｍに等しく、一方直列 補償された変換器ステーションにおいて、消弧角γは通常、転流余裕γｍから偏 移しており、更に０以下の値も取り得る。 第１図は大まかに表しただけの２つの３相交流電圧網Ｎ１とＮ２との間の高電 圧直流送電設備を示す。各交流電圧網は、通常、５０又は６０Ｈｚの基本周波ｆ ０１及びｆ０２をそれぞれ有する。 変換器ＳＲＩはその交流電圧端子が直列コンデンサＳＣＩ及び変圧器Ｔ１を介 して交流電圧網Ｎ１に接続され、また変換器ＳＲ２はその交流電圧端子が直列コ ンデンサＳＣ２及び変圧器Ｔ２を介して交流電圧網Ｎ２に接続されている。各変 圧器は図においてそれぞれ矢印により印を付けたタップ・チェンジャＴＣ１、Ｔ Ｃ２をそれぞれ備えている。ｄｃ接続Ｌ１、Ｌ２は変換器ＳＲ１の直流電圧端子 を、対応する変換器ＳＲ２の直流電圧端子に接続する。ｄｃ接続のインピーダン スはＺ１、Ｚ２によりそれぞれ表されている。更に、無効電力の発生及び高調波 のろ波用のシャント・フィルタ（図示なし）がそれぞれの交流電圧網に接続され ている。 この実施例を説明するために、変換器ＳＲ１が整流器として動作し、また変換 器ＳＲ２がインバータとして動作するものと仮定する。しかし、両変換器は共に 整流器及びインバータとして公知方法により動作できるように適応されている。 これらの変換器は公知方法により１２パルス接続を形成するように２つの直列 接続された６パルス・ブリッジとして設計されてもよく、各変圧器は互いに３０ °の移相を有する２つの二次巻線、例えばＹ接続にある一つの二次巻線と、Δ接 続にある一つの二次巻線とを備えている。第２図は図中でサイリスタとして示さ れている互いに同一の６つのバルブＶ１〜Ｖ６を有した６パルス・ブリッジＢＲ を示し、これらバルブＶ１〜Ｖ６は直列コンデンサＳＣＲ、ＳＣＳ、ＳＣＴを介 して３個のインダクタＬＲ、ＬＳ、ＬＴと直列接続された３つの電圧発生器ＧＲ 、ＧＳ、ＧＴを含む３相の電圧網にそれぞれ接続されており、この電圧網は前述 の変圧器、シャント・フィルタ及び交流電圧網に対する等価回路からなる。６パ ルス・ブリッジ端の直流電圧はＵｄｂにより表されている。 バルブに対する転流電圧はＵＫＶｍ，ｎにより表されており、インデックスｍ は脱転流バルブ、ｎは転流バルブを示す。バルブＶ１からバルブＶ３への転流中 は、そのプロセスにおいてもバルブＶ２が電流を搬送しており、転流電圧ＵＫＶ １、３＝ＵＳ−ＵＣＳ−ＵＲ＋ＵＣＲＴである。バルブＶ３の点弧時間のトラン ジェント遅延では、電流ＩＲが対応する長い時間、コンデンサＳＣＲを介して流 れ、コンデンサ電圧ＵＣＲは付加された電流時間領域に対応する付加ｄＵＣＲを 有する。定常状態における転流電圧がＵＫＶＳｍ、ｎにより表されると、転流電 圧はこの場合、ＵＫＶ１、３＋ｄＵＣＲとなる。一定した指令制御角を仮定する と、等距離制御用の制御システムは、定常状態と比較して、バルブＶ３の点弧時 間のトランジェント遅延に等しい量だけバルブＶ４の点弧時間を遅延させること になる。これは、バルブＶ２がバルブＶ１と全く同様にその導通間隔を延長する ことを意味する。第２図に示す極性により、コンデンサ電圧ＵＣＴは付加ｄＵＣ Ｔ＝−ｄＵＣＲを有することになる。全基本トーン（調波）期間における転流電 圧の解析は、これらの電圧がピーク値２ｄＵＣＲを有する基本トーン発振を説明 していることを示すものであり、これはブリッジの直流電圧Ｕｄｂにおいて対応 する基本トーン発振に帰結する。更に、転流余裕は同一のパターン に従って変化し、この例ではバルブＶ２が最大転流余裕を有し、またバルブＶ５ が最小転流余裕を有することになる。 第３図は直流電圧側が直列接続された、第２図を参照して説明した種類の２つ の６パルス・ブリッジＢＲ及びＢＲ′を示す。電圧ＵＲ０、ＵＳＯ及びＵＴ０は 、対応するＵＲＯ′、ＵＳ０′及びＵＴ０′に対してそれぞれ３０°移相されて いる。整流器のときはそれぞれのブリッジの直流電圧端子における電圧がＵｄｂ １１及びＵｄｂ１２であり、またインバータのときはＵｄｂ２１及びＵｄｂ１２ である。従って、整流器の直流電圧Ｕｄ２は、Ｕｄ１＝Ｕｄｂ１１＋Ｕｄｂ１２ であり、またインバータの直流電圧Ｕｄ２は、Ｕｄ２＝Ｕｄｂ２１＋Ｕｄｂ２２ である。 各変換器は、一個の制御機器ＣＥ１及びＣＥ２をそれぞれ備えている（第１図 ）。各制御機器は、制御角αの指令値を形成する制御角装置ＣＡＣ（この制御角 装置は以下で詳細に説明される。）と、制御角αの指令値に従ってそれぞれの値 の点弧時刻を判断するそれ自体知られた方法により設計されている装置ＣＦＣと 、点弧時刻で変換器に含まれるバルブにそれぞれ制御パルスを発生するＣＧＰと を備えている。制御角装置ＣＡＣは電力制御装置ＰＯＣから有効電力に対する基 準値が供給されており、この基準値はそれ自体知られた方法により形成されてい る。更に、この制御角装置は、図示されていない上位の制御システムから、例え ば交流電圧網と無効電力の交換を制御する他の基準値が供給されてもよい。 整流器の直流電圧Ｕｄ１及びインバータの直流電圧Ｕｄ２は、電圧測定装置Ｕ Ｍ１、ＵＭ２によりそれぞれ測定され、これらは測定した値ＵＤ１及びＵＤ２を それぞれ送出している。これに加えて、電圧測定装置は、インバータのブリッジ 電圧Ｕｄｂ１１及びＵｄｂ１２の測定値ＵＤＢ１１、ＵＤＢ１２、及びブリッジ 電圧Ｕｄｂ２１及びＵｄｂ２２の測定値ＵＤＢ２１、ＵＤＢ２２をそれぞれ送出 するように適応されている。直流接続を流れる電流Ｉｄは、電流測定手段ＩＭ１ 、ＩＭ２によりそれぞれ測定され、これらは測定値ＩＤ１及びＩＤ２をそれぞれ 送出する。各交流電圧網の電圧Ｕｎ１及びＵｎ２は、電圧測定装置ＵＭＮ１及び ＵＭＮ２によりそれぞれ測定され、これらは測定値ＵＮ１及び ＵＮ２をそれぞれ送出する。更に、測定値ＵＮ１及びＵＮ２には各交流電圧網の 基本周波数ｆ０１及びｆ０２についての情報も含まれている。 各変換器の複数個の制御機器には設備の作動パラメータの前記測定値が供給さ れる。即ち、整流器の制御機器には、交流電圧網の電圧用、整流器の直流電圧用 及びブリッジ電圧用の測定値、及び直流接続における直流電流が供給され、また インバータの制御機器には、インバータに関連する対応した複数の測定値が供給 されている。加えて、複数個の制御機器は（それ自体知られているが、図示され ていない形式により）それぞれの交流電圧網の基本周波数を表す入力信号と、タ ップ・チェンジャの位置及び電力方向信号ＲＥＣＴ／ＩＮＶについての情報を表 す入力信号が供給されており、後者の信号は、整流器動作及びインバータ動作を それぞれ表し、かつその設備のオペレータにより要求される電力方向に従って判 断されるものである。 整流器及びインバータの複数個の制御機器は、複数個の制御機器に供給される 測定値及び入力信号に従って、変換器のバルブに対して制御パルスＣＰＩ及びＣ Ｐ２をそれぞれ発生し、かつこれらをそれぞれのバルブに供給する。 ２個の制御機器は複数の変換器の動作パラメータに関する入力の双方向伝送用 の通信リンクを介してそれ自身知られている形式により互いに通信をする。 更に、それぞれの制御機器は、図示されていない、それ自身知られている形式 により設計されているが、タップ・チェンジャ用の増加／減少インパルスを発生 するタップ・チェンジャ制御装置を備えてもよく、これらのインパルスはタップ ・チェンジャの運転機器に供給される。 第４図は、本発明の一実施例における第１図によった変換器ステーション用の 一個の制御機器における複数部分を示す。複数個の制御機器は、通常、整流器及 びインバータの両者について同一に設計され、従って第４図において、及び以下 の第５図〜第７図及び第９図〜第１１図において、整流器及びインバータに関連 する個数をそれぞれ表すためのインデックス１及び２は、表示されていない。 電力制御装置ＰＯＣは、直流接続において送電された有効電力用の電力指令Ｐ Ｏと整流器における直流電圧Ｕｄの測定値ＵＤとの間の比率として電流指令ＩＯ を計算する計算要素ＩＯＣＡＬを備えている。この電流指令は、直流電圧 Ｕｄの測定値ＵＤに従って該電流指令を制限する制限要素１に供給され、この測 定値ＵＤは、前記制限要素に供給されている。その後、制限要素１からの出力信 号ＩＯＬは、制御角装置ＣＡＣに設けられている電流コントローラＣＣに、これ に対する基準値として供給されている。この電流コントローラには信号ＳＦも供 給されており、信号ＳＦは本発明の更なる展開により形成され、以下で詳細に説 明される。 電流コントローラの出力信号ＡＯは、影響され得る制限信号ＡＭＡＸＬ及びＡ ＭＩＮＬにより、制限要素２においてその最大値及びその最小値にそれぞれ制限 される。従って制御角αの指令値である制限要素２からの出力信号ＡＯＬは、そ れぞれのバルブの点弧時刻を判断する装置ＣＦＣに供給される。 更に、装置ＣＦＣは、バルブに対する各点弧時刻において、その機能を以下で 詳細に説明する同期信号ＳＹＮＣも発生する。 第５図は電流コントローラＣＣの一実施例を示す。加算器３は、直流電流Ｉｄ に対する基準値ＩＯＬとその電流の測定値ＩＤとの差を出力信号として形成する 。この差はゲインＧＰを有する比例増幅要素４、及び加算器５に供給される。更 に、加算器５には整流器とインバータとの間の予め選択した電流余裕ＩＯＭも供 給されて、出力信号として電流余裕と加算器３の出力信号との差を形成する。加 算器５の出力信号は積分時定数１／ＧＩを有する積分要素６に供給される。この 積分要素は、影響され得る制限信号ＡＭＡＸＬＩ、及び制限信号ＡＭＩＮＬに従 って積分要素の出力信号をその最大値及びその最小値にそれぞれ制限する制限要 素７を備えている。加算器８には、信号ＳＦと、比例増幅要素４の出力信号と、 制限要素７により制限された積分要素の出力信号とが供給されている。加算器８ の出力信号は電流コントローラの出力信号ＡＯを構成しており、信号ＳＦと比例 増幅要素の出力信号により低下された制限要素の出力信号との和を形成する。 整流器及びインバータに対する電流指令及び電流余裕は、通信リンクＴＬを介 して同期されるが、協調（コオーディネート）は他の通常的な方法により実行さ れてもよい。 電流余裕ＩＯＭは、通常、整流器については０に等しく、またインバータにつ いては制御機器が整流器により制御された直流電流を減少させるように作動する 符号により０と異なる値にセットされる。従って、定常インバータ動作において 、積分要素６に対する入力信号は電流余裕からなり、このことはその出力信号が 制限信号ＡＭＸＬＩにより制限されたその最大値をとることを意味する。比例増 幅要素４からの出力信号は、平衡状態において、０又はほぼ０に等しく、従って 信号ＳＦが一時的に無視されるときは、インバータにより指令された制御角αの 値が前記制限信号により判断される。 第６図はどのようにして制限信号ＡＭＡＸＬ及びＡＭＡＸＩが本発明の効果的 な一実施例により形成されるのかを示す。制御装置ＡＬＣＡＬは、それ自身知ら れている形式により、例えば直流電流Ｉｄ及び／又は理想的な無負荷直流電圧Ｕ ｄｉ０のようなパラメータに従い、転流失敗に対して十分な安全率を有する転流 余裕γｍを与えるとみなされる制御角の値として、出力信号ＡＭＡＲＧを形成す る。出力信号ＡＭＡＲＧは、それぞれ制限要素９に供給されて制限信号ＡＭＡＸ 及びＡＭＩＮにより、その最大値及び最小値に制限される。制限要素９の出力信 号は加算器１０１に供給され、これには本発明により形成され、かつ以下で詳細 に説明する補償信号ＡＣＯＭＰも供給されている。制限要素９の出力信号と補償 信号ＡＣＯＭＰとの差である加算器１０の出力信号は、制限信号ＡＭＡＸＬを構 成しており、制御角装置ＣＡＣの制限要素２に供給される。制限信号ＡＭＡＸＬ は加算器１０２に供給され、これには本発明の更なる展開により形成され、かつ 以下で説明に説明する信号ＳＩも供給されている。制限信号ＡＭＡＸＬと信号Ｓ Ｉとの差である加算器１０２の出力信号は、制限信号ＡＭＡＸＬＩを構成し、制 限信号ＡＭＡＸＬＩは電流コントローラの制限要素７に供給される。 電圧値ＵＤＩ０は、それ自身知られている形式により、整流器１１の出力信号 として形成され（第６図）、整流器１１は変流器の変流比を考慮して、交流電圧 網の電圧Ｕｎの測定値ＵＮを整流する。 制限信号ＡＭＩＮＬは、それ自身知られている形式により、それぞれの整流器 及びインバータ用に形成される。 第７図は本発明の一実施例を示す。周波数分離要素ＦＳＤ及び絶対値形式要素 ＡＢＳを有する振幅値形成装置ＡＶＵは、６パルス・ブリッジの直流電圧Ｕｄｂ の測定値ＵＤＢが供給されて、出力信号として、例えばコンデンサ電圧における 前述の不平衡により発生した直流電圧における基本周波数の検知成分についての 振幅信号ＡＭＰＬを形成する。 ここで、測定値ＵＤＢは、整流器のブリッジ電圧Ｕｄｂ１１及びＵｄｂ１２の 前述の測定値ＵＤＢ１１、ＵＤＢ１２と、インバータのブリッジ電圧Ｕｄｂ２１ 及びＵｄｂ２２の測定値ＵＤＢ２１、ＵＤＢ２２とのうちの一つを表している。 ブリッジ電圧が （ただし、ｋは自然数１、２、３、．．．である。） であると仮定すると、Ａ０はブリッジ電圧の直流電圧成分、またＣｋはそのｋ次 高調波トーンの振幅を表す。従って、Ｃ１はブリッジ電圧における基本周波数成 周波数分離要素ＦＳＤは、供給された測定値ＵＤＢから基本周波数成分を分離 するように適応され、かつ帯域通過フィルタとして示されている。この帯域通過 フィルタは、交流電圧網の周波数ｆ０に同調された既知のある方法により設計さ により表されたその出力信号は、前記基本成分の測定値を構成しており、絶対値 形式要素ＡＢＳに供給される。絶対値形式要素は、振幅Ｃlmに従って振幅信号Ａ ＭＰＬを形成して振幅信号ＡＭＰＬがブリッジ電圧における基本周波数成分の振 幅Ｃ１に対応するように適応されている。第８図は、信号Ｃlm・ｃｏｓ されて、影響され得る時定数Ｔを有し、出力信号として振幅信号ＡＭＰＬを形成 する低域通過フィルタ１３とを備えた絶対値形式要素の一実施例を示す。比較要 素１４には整流器１２の出力信号及び振幅信号ＡＭＰＬが供給されて、この比較 に従ってセレクタＳＥＬ４を制御する。低域通過フィルタの時定数は、整流器の 出力信号が振幅信号より大きければ、セレクタにより０にセットされ、それ以外 であれば値Ｔ１に設定される。値Ｔ１は、基本周波数の周期に対応するように効 果的に選択されてもよい。 振幅信号ＡＭＰＬは検出器信号ＦＦＤにより制御されたセレクタＳＥＬ１（第 ７図）に供給される。検出器信号は、予め選択された基準に従って、ブリッジ電 圧における基本周波数成分の発生を示し、以下でその形成の実施例を更に詳細に 説明する。このような成分の発生は、前述のように、転流余裕における変化によ り接続され、ここで、本発明の目的は、意図する値より低くならない転流余裕を 得るように、振幅信号に従ってこれらの変化の補償を達成することにある。 インバータ動作において直列補償された変換器ステーションの主回路では、電 流／電圧方程式は、それ自身知られている形式により、制御角α（交流電圧網の 電圧に関連される）、直流電流Ｉｄ１、理想無負荷直流電圧Ｕｄｉ０２、及び変 数としてのバルブの転流余裕γｍにより設定されてもよい。これらの方程式にお いて、バルブの転流余裕の予め選択された定数値転流余裕γpが仮定されると、 直流電流及び変数としての理想無負荷直流電圧により、制御角αを反復的に適切 に計算することができる。形式項では、制御角が直流電流、理想無負荷直流電圧 及び転流余裕の関数Ｇ、α＝Ｇ（Ｉｄ２、Ｕｄｉ０２、γｐ）となるように表す ことができる。この接続において、電圧ＵＣＲ、ＵＣＳ、ＵＣＴは間接的に含ま れ、その電圧が前述のように直流電流の関数となる。 しかし、前述のように、コンデンサ電圧が不平衡の場合に、バルブの転流余裕 に変化が生じ、これらの変化は平衡したコンデンサ電圧に対する付加分ｄＵＣＲ 、ｄＵＣＳ、ｄＵＣＴに従う。これらの付加分が概要的にΔＵｃにより表される ときは、転流電圧が最大低下の対象とされるバルブ（前記例ではバルブＶ５）に 対して、主回路の関係は、制御角付加分Δα、直流電流Ｉｄ２、理想無負荷直流 電圧Ｕｄｉ０２、バルブの転流余裕γｍ、及び変数としての不平衡電圧ΔＵｃに より設定されてもよい。これらの方程式において転流余裕の予め選択した定数値 γpを仮定すると、制御角付加分Δαは、直流電流、理想無負荷直流電圧、及び 変数としてのコンデンサの不平衡電圧により適当に反復計算されてもよい。公式 項において、この制御角付加分は、直流電流、理想無負荷直流電圧、転流余裕、 及び不平衡電圧の関数Ｆ０となるように表されてもよい。即ち、Δα＝Ｆ０（Ｉ ｄ２、Ｕｄｉ０２、γｐ、ΔＵｃ）。従って、不平衡電圧のために、最小転流余 裕が与えられるバルブにおいて予め選択した値γpに等しい転流余裕を保持 するために、制御角付加分Δαは、不平衡電圧ΔＵｃでの平衡コンデンサ電圧に よる動作中に、信号ＡＭＡＲＧに従って形成される制御角に対して付加しなけれ ばならない付加分である。以上から明らかなように、振幅信号ＡＭＰＬはブリッ ジ電圧における基本周波数成分の振幅Ｃ１に対応し、更にこの振幅が不平衡電圧 ΔＵｃに対応する。 検出器信号ＦＦＤが発生すると、その出力信号ＳＡはセレクタを介して振幅信 号ＡＭＰＬに等しい値に設定され、それ以外では０値を取る。セレクタの出力信 号ＳＡは計算装置ＣＡＬＣ２（第６図）に供給される。この計算装置は、制御角 付加分が前述の関数Ｆ０となる関係Ｈ０に従って、制御角付加分に対応する補償 信号ＡＣＯＭＰを連続的に計算するように適応された計算要素を備えている。計 算装置により計算されて形成された補償信号は、加算器１０１に印加され、そこ で制御装置ＡＬＣＡＬにより形成された値から引算をし、かつ別の同じような条 件であれば平衡したコンデンサ電圧に対して有効となる制御角のものが制限要素 ９により制限される。このようにして、制限信号ＡＭＡＸＬ（第４図）に従って 形成された制御角は、値Δαにより減少され、またこのことは、不平衡電圧のた めに、最小転流余裕が与えられているバルブも、予め選択した値γpを下回らな い転流余裕が与えられることを意味する。 関数Ｆ０は比較的複雑であり、代表的な設備の調査では、前述した関係のＦ０ をほぼ模倣する関係により計算される式として、補償信号ＡＣＯＭＰを形成した ときでも、転流余裕における変動に対して十分な補償を達成できることが示され た。このようにして、直流電流、理想無負荷直流電圧、及び不平衡電圧に基づく 制御角付加分に依存する簡単な関数を仮定することができる。このことは、計算 装置ＣＡＬＣ２に含まれる計算要素がより簡単に設計され、かつ計算をより速く 実行できることを意味する。計算装置に連続的に変換器ブリッジの理想無負荷直 流電圧の電圧値ＵＤＩ０を供給すること、及び供給された値に従って、 （ただし、Ｋ１は増幅係数である。） の形式の関係Ｈ１により、制御角付加分に対応した補償信号ＡＣＯＭＰを計算す るように、計算装置を適応させることは、効果的なことが証明された。 第７図は、減衰信号ＵＯＤを形成する本発明の効果的な改良を示すものであり 、この減衰信号ＵＯＤは変換器ブリッジの電圧及び直列コンデンサでの不平衡電 圧における基本成分を急速に減衰させるために電流コントローラＣＣに供給され る。減衰信号形成装置ＤＳＵには、ブリッジの電圧における基本周波数成分の測 定値 ｄｃ送電の電流指令の値１０が供給される。装置ＤＳＵは、位相要素ＰＨＳ、振 幅適応要素ＡＡＤ、及び振幅値形成装置に含まれていると同一種の絶対値形式要 素ＡＢＳを備えている。移相要素は、同期信号により制御されているサンプリン グ回路ＳＡＭＰ３、シフト・レジスタＳＨ３及び保持回路ＳＡＨを備えている。 このシフト・レジスタは直列入力と、図において双方向矢印によりシンボル化さ れた出力が調整可能なセレクタＳＥＬ５を介してシフト・レジスタの任意選択位 置に接続できるようにされた並列出力とを有する。サンプリング回路は、各同期 し、これらのサンプリング値はシフト・レジスタに供給される。その入力信号は 、 応することになる。シフト・レジスタの出力信号は保持回路に供給され、その出 コンデンサ電圧が不平衡の場合に変換器ブリッジにおける電圧条件の詳細な解 析により、減衰信号に従って得られる結果の制御角変化がブリッジ電圧における 基本成分に対して１２０°移相されているときに、最適な減衰を達成することが ２０°に対応させることである。しかし、信号処理における遅延、及びバルブの 点弧時刻への影響により、位相付加分は１２０°よりいくらか低く選択する必要 があることを意味している。従って、例えばシフト・レジスタは１２０°±ｎ・ １２°の設定を可能とするように設計されてもよい。ただし、ｎは番号０、１、 ２、３、．．．である。 振幅適応要素ＡＡＤは乗算器１５、関数形成要素１６及び制限要素１７を備え は、関数形成要素１６の出力信号ＩＯＣと乗算する乗算器に供給される。出力信 号ＩＯＣは、電流指令の増加に従って減少するように、電流指令１０の値に従っ て形成され、関数形成要素に供給される。乗算器の出力信号は制限要素１７に供 給され、制限要素１７は値ＤＭＡＸを超えないように積ＩＯＣ・Ｃｌｍ−ｃｏｓ ＵＯＤを構成している。大電流において、コンデンサ電圧をある程度変化させる ために制御角を更に細かく変化させることが必要とされることを考慮して、信号 による干渉の増幅適応を得ている。 なる。ただし、その振幅Ｄは、関数形成要素１６の出力信号ＩＯＣと、ブリッジ 電圧における基本周波数成分の振幅Ｃ１との積によって形成され、かつその位相 ＤＭＡＸの値は約５°の角度に対応するように効果的に選択されてもよい。 減衰信号が制御角αの指令値ＡＯＬに対して正の加算及び負の加算が共にでき るようにするために、積分要素６の出力信号は、振幅が制御角装置ＣＡＣの制限 要素２（第５図）に供給される制限値ＡＭＡＸＬより小さい、値ＡＭＡＸＬＩに 制限される。これは、減衰信号形式装置を備えた絶対値形成要素に減衰信号を供 給することにより、達成され、絶対値形成要素の出力信号ＵＯＤＡは減衰信号に 対する振幅Ｄに従って形成される。 出力信号ＵＯＤＡは、検出器信号ＦＦＤにより制御されるセレクタＳＥＬ３に 供給される。検出器信号が存在するときは、セレクタの出力信号ＳＩは出力信号 ＵＯＤＡに等しい値を取り、それ以外は、０値を取る。セレクタの出力信号ＳＩ は加算器１０２（第６図）に供給され、その出力信号は制限信号ＡＭＡＸＬと出 力信号ＳＩとの差として形成された制限信号ＡＭＡＸＬＩを構成する。 第９図は本発明の他の実施例用の概要ブロック図を示す。 振幅値形成装置は、ブリッジ電圧における基本周波数成分の測定値ＵＤＢと、 同期信号ＳＹＮＣと、それぞれの交流電圧網の基本周波数ｆ０の測定値とが供給 されているものであり、第１０図に更に詳細なブロック図によって示されている 。例えば、コンデンサ電圧における前述の不平衡により発生する直流電圧におけ る基本周波数成分を検知するために、振幅値形成装置は、振幅信号ＡＭＰＬ、及 び余弦振幅信号Ａ及び正弦振幅信号Ｂを形成する。 振幅値形成装置は発振器１８を備えており、この発振器１８は、正弦及び余弦 に対する位相位置が互いに同一となり、かつそれらの移相が同期信号ＳＹＮＣに 関連されるように、それぞれの交流電圧網の基本周波数ｆ０が供給された測定値 と、当該交流電圧網に接続されている変換器用の同期信号ＳＹＮＣとに従って、 余弦信号ＳＣＯＳ＝ｃｏｓ（２πｆ０ｔ）及び正弦信号ＳＳＩＮ＝ｓｉｎ（２π ｆ０ｔ）（ただし、ｔは時間を表す）を発生する。この実施例では、簡単にする ために、同期信号ＳＹＮＣに関連した移相が０であると仮定している。 更に、振幅値形成装置は、乗算器１９、同期信号ＳＹＮＣにより制御されたサ ンプリング回路ＳＡＭＰ１、直列入力及び並列出力を有するシフト・レジスタＳ Ｈ１、加算器２０及び乗算器２１を備えている。 測定値ＵＤＢは、乗算器１９に供給され、乗算器１９において余弦信号ＳＣＡ Ｓと乗算される。乗算器の出力信号は、サンプリング回路に供給され、サンプリ ング回路は各同期信号により積ＵＤＢ・ＳＣＯＳのサンプリング値を形成する。 サンプリング値はシフト・レジスタに供給され、シフト・レジスタでは最新のサ ンプリング値が少なくとも信号ＳＣＡＳの１期間に対応する数まで記憶される。 シフト・レジスタに記憶されるサンプリング値の数をＮにより表すと、６パルス ・ブリッジではＮを６又は６の整数倍として選択するのが効果的である。信号Ｓ ＣＯＳの１又は数期間に対応する最新のＮサンプリング値は、加算器２０におい て各同期信号により加算され、乗算器２１においてその出力信号が数２／Ｎによ り乗算されることにより正規化される。 ブリッジ電圧が （ただし、ｉは自然数１、２、３、．．．である。） に設定されると、乗算器２１の出力信号は余弦振幅信号Ａであり、余弦振幅信号 Ａはブリッジ電圧の基本周波数における余弦成分の振幅Ａ１についての測定値で ある。 更に、振幅値形成装置は、乗算器２２、サンプリング回路ＳＡＭＰ２、シフト ・レジスタＳＨ２、加算器２３及び乗算器２４を備えている。 更に、ブリッジ電圧の測定値ＵＤＢは乗算器２２に供給され、乗算器２２では 測定値ＵＤＢが正弦信号ＳＳＩＮと乗算される。次いで、乗算器２２の出力信号 は、サンプリング回路ＳＡＭＰ２、シフト・レジスタＳＨ２、加算器２３及び乗 算器２４において、前述したものと同じように処理される。乗算器２４の出力信 号は正弦振幅信号Ｂであり、正弦振幅信号Ｂはブリッジ電圧における基本周波数 における正弦成分の振幅Ｂ１についての測定値である。 余弦振幅信号Ａ及び正弦振幅信号Ｂは計算要素ＣＡＬＣ１に供給され、計算要 素ＣＡＬＣ１は、それ自身知られている形式により、Ａ及びＢの平方の和ににつ いての平方根を計算する。 ブリッジ電圧を とみなすと、計算要素ＣＡＬＣ１により計算された信号はブリッジ電圧における 基本成分の振幅Ｃ１の測定値であり、振幅信号ＡＭＰＬを形成する。更に、本発 明によるこの実施例では、簡単にするために、振幅信号が第９図にも示されてい るセレクタＳＥＬ１に供給されている。次いで、補償信号ＡＣＯＭＰは前述のよ うにして形成される。 第９図は、更に、減衰信号ＵＯＤを形成する本発明の更なる展開の他の実施例 を示す。減衰信号形成装置ＤＳＵは、移相要素ＰＨＳ、移相適応要素ＡＡＤ、及 び信号同期要素ＳＳＤを備えており、これらの要素は第１１図に更に詳細に示さ れている。振幅適応要素は第７図を参照して以上で説明したものと同一種のもの である。しかし、この実施例において、乗算器１５には振幅信号ＡＭＰＬが供給 され、またこの装置は出力信号としてＣａにより表す補償振幅信号を送出する。 移相要素ＰＨＳは位相角形成要素ＣＡＬＣ３及び加算器２５を備えている。余 弦振幅信号Ａ及び正弦振幅信号Ｂは共に正値及び負値を取ることができ、振幅信 号ＡＭＰＬに対応するベクトルが互いに直角な２つの成分とみなされ、更にこの 振幅信号ＡＭＰＬはブリッジ電圧における基本成分の振幅値Ｃ１の測定値である 。信号Ａ及びＢは位相角形成要素に供給され、この位相角形成要素は、それ自身 知 成するように適応されている。これは、図において、位相角形成要素により印さ かつ信号Ａ及びＢの符号を正しく考慮して、適用可能ならば、角度１８０°を加 算して、定義により値が−９０°と＋９０°との間に存在するａｒｃｔａｎ関数 の原理値の値に対する余弦振幅信号Ａ及び正弦振幅信号Ｂ（図において符号（Ａ ）及び符号（Ｂ）によりそれぞれ印す）の符号をそれぞれ検知することにより、 位 算器２５に供給され、加算器２５は出力信号として、ブリッジ電圧において基本 基準により選択される。 形成するように適応された計算要素ＣＡＬＣ４と、出力信号として式−Ｃa 計算要素ＣＡＬＣ４の出力信号は、乗算器２６において余弦信号ＳＣＯＳと乗算 され、またＣＡＬＣ５の出力信号は乗算器２７において正弦信号ＳＳＩＮと乗算 される。従って、得られた積は、加算器２８において加算され、その出力信号は 減衰信号ＵＯＤを形成する。 従って、この場合に、減衰信号はＵＯＤ＝ＤＣＯＳ・ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ）＋ ＤＳＩＮ・ｓｉｎ（２πｆ0 ｔ）として書くことができる。ただし、振幅ＤＣＯ Ｓ及びＤＳＩＮは、関数形成要素１６の出力信号ＩＯＣ及びブリッジ電圧におけ 更に、本発明のこの実施例において、減衰信号は、簡単のために第９図に示さ れているセレクタＳＥＬ２に供給される。この実施例において、制限信号ＡＭＡ ＸＬＩは第６図及び第７図を参照して前述したものと同様にして形成される。し かし、この場合、セレクタＳＥＬ３には補償振幅信号Ｃａ（第９図）が供給され ていることが異なる。 第１２図は検出器信号ＦＦＤを形成する方法を示し、検出器信号ＦＦＤは、第 ７図を参照して説明したように、本発明の一実施例により効果的に用いられても よい。検出器回路ＤＥＴ３は、比較要素２９、時間遅延ｔ４を有し、解放遅延す る遅延要素３０、及び時間遅延ｔ５を有する作動遅延する遅延要素３１を備え、 これらは前述した順序により互いにカスケード接続されている。比較要素には振 幅信号ＡＭＰＬと、この振幅信号が任意選択しきい値ＣＲを超えるときに出力信 号を形成する。時間ｔ５は４０ｍｓ程度の値のものが選択され、また時間ｔ４は ５０ｍｓの程度の値のものが選択されてもよい。 第１３図は検出器信号ＦＦＤを形成する方法を示し、この検出器信号は、第９ 図を参照して説明したように、本発明の一実施例において効果的に用いられ得る 。 振幅信号ＡＭＰＬに対応するベクトルの１成分とみなされる余弦振幅信号Ａ及 び正弦振幅信号Ｂが周波数領域において再生されると考える場合に、ブリッジ電 圧の測定値ＵＤＢが基本周波数から偏移した周波数成分を含むときは、その結果 のベクトルがブリッジ電圧における成分と基本周波数との間の周波数差に対応し た角度周波数で回転する。ブリッジ電圧が基本周波数に等しい周波数の成分を含 むときは、そのベクトルはベクトル図上で静止状態になる。動作期間中に余弦振 幅信号Ａ及び正弦振幅信号Ｂが任意選択のしきい値をそれぞれ超えるか否かを検 出することにより、周波数領域から見た検出の帯域幅が任意選択の時間に従った ものになる。 余弦振幅信号Ａは比較要素３２１を備えている第１の検出器回路ＤＥＴ１に供 給され、この比較要素は余弦振幅信号Ａが任意選択のしきい値ＡＲを超えれば表 示信号ＡＯＳＣ１を形成する。この表示信号ＡＯＳＣ１は副検出器回路ＤＥＴ１ Ｐに供給され、この副検出器回路ＤＥＴ１Ｐは時間遅延ｔ１を有する第 １の遅延要素３３と、反転入力及び時間遅延ｔ２を有する第２の遅延要素３４を 備えている。第１の遅延要素の出力信号は二安定回路３５のＳ入力、及び時間遅 延ｔ３を有する第３の遅延要素３６に供給される。第２の遅延要素の出力信号は ＡＮＤ回路３７に供給され、また第３の遅延要素の出力信号はこのＡＮＤ回路の 負入力に供給されている。このＡＮＤ信号の出力信号は二安定回路のＲ入力に供 給されてそのＱ出力をリセットさせる。時間ｔ１後、表示信号ＡＯＳＣ１が残っ ていれば、二安定回路のＱ出力はセットされる。表示信号ＡＯＳＣ１が消滅し、 少なくとも時間ｔ２の間、その状態を継続していれば、Ｑ出力は少なくとも時間 ｔ３−ｔ２後に復帰する。しかし、Ｑ出力は少なくとも時間ｔ３の間セットされ た状態にある。それぞれの遅延の効果的な選択は、ｔ１＝４０ｍｓ、ｔ２＝１０ ｍｓ、及びｔ３＝５０ｍｓであることが証明された。 余弦振幅信号Ａは更に検出器回路ＤＥＴ１に備えられている比較要素３２２に も供給されており、比較要素３２２は余弦振幅信号Ａが負符号によりしきい値Ａ Ｒより低くければ、表示信号ＡＯＳＣ２を形成する。表示信号ＡＯＳＣ２は、副 検出器回路ＤＥＴ１Ｐのものと同じようにして構築されている検出器回路ＤＥＴ １Ｎに供給される。 正弦振幅信号Ｂは前述したものと全く同じような機能を有する第２の検出器回 路ＤＥＴ２に供給される。副検出器回路におけるそれぞれのＱ出力の出力信号は 、ＯＲ回路３８に供給され、その出力信号は、副検出器回路の少なくとも一つの 二安定回路の出力信号がセットされると、出力信号は検出器信号ＦＦＤを形成す る。 本発明は、図示された実施例に制限されることはなく、本発明の範囲内で複数 の変更が実施可能である。従って、変換器が６パルス・ブリッジ以上を備えてい る場合でも、前述の補償信号及び前述の減衰信号が各変換器ブリッジについて形 成され、またセレクタは、習熟する者に知られた形式により、前述の信号の最大 のものを選択して変換器の制御機器に供給するように適応されてもよい。 振幅適応要素ＡＡＤを意図した、変換器における電流レベルに対する増幅に適 用することは、関数形成要素１６に変換器における直流電流Ｉｄを検知し、かつ 低域通過ろ波した値ＩＤを交互的に供給することによっても、達成することがで きる。 ブロック図に示す各ブロックは、適用可能な部分について、モデル化するアナ ログ及び／又はディジタル手段を備えたモデルとして設計され、又は計算として 全て又は部分的に配線回路におけるアナログ及び／又はディジタル技術により実 行され、又はマイクロプロセッサ内のプログラムとして実施されてもよい。 本発明による方法及び装置によって、直流電流におけるトランジェント及び／ 又は制御角の増加と関連した転流失敗の危険性なしに、直列補償の効果を利用す ることができる。インバータの場合、これは、通常、そのための制御機器が最小 まで転流余裕を減少させるように作動するので、重要なことである。整流器の場 合、これは、１８０°近傍の値に制御角を指令することにより、例えば整流器を 最高可能負電圧に向かって制御するときに、直流接続における故障条件に関連し た急速な制御角の変化に係わることが、何よりも重要なことである。これら制御 角の変化結果は、一方において前述のような種類の不平衡の危険性が増加するこ とであり、他方において整流器はその転流余裕近傍で動作するということである 。 変換器の無故障動作において、減衰信号は、直列コンデンサにおける不平衡電 圧のために発生する変換器ブリッジ端の直流電圧における基本周波数成分を急速 に減衰させるのに寄与する。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 を形成し、かつ前記変換器ステーションにおける検知電 圧（Ｕｎ１、Ｕｎ２）、及び前記振幅信号に従って補償 信号（ＡＣＯＭＰ）を連続的に計算する。前記制限信号 は前記直列コンデンサの前記電圧（ＵＣＲ、ＵＣＳ、Ｕ ＣＴ）間が不平衡の場合に少なくとも予め選択された値 （γp）に等しい前記バルブに対する前記転流余裕（γ ｍ）を保持するために、前記補償信号に従って形成され る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．高電圧直流送電設備に含まれる直列補償変換器ステーションの制御方法で あって、前記変換器ステーションは、少なくとも一つの６パルス・ブリッジ（Ｂ Ｒ）を有する制御機器（ＣＥ１、ＣＥ２）により制御される変換器（ＳＲ１、Ｓ Ｒ２）を備え、前記６パルス・ブリッジは直列コンデンサ（ＳＣＲ、ＳＣＳ、Ｓ ＣＴ）を介して基本周波数（ｆ０１、ｆ０２）を有する３相交流電圧網（Ｎ１、 Ｎ２）に接続され、前記制御機器は影響され得る制限信号（ＡＭＡＸＬ）に従っ て前記６パルス・ブリッジに含まれる複数のバルブ（Ｖ１〜Ｖ６）に対して制御 角（α）の指令値（ＡＯＬ）を発生する前記制御方法において、 前記６パルス・ブリッジの前記直流電圧（Ｕｄｂ）における基本周波数成分 （ＡＭＰＬ）を形成し、前記変換器ステーションにおける検知電圧（Ｕｎ１、Ｕ ｎ２）に従って、及び予め選択された値（γｐ）に等しい前記バルブに対する転 流余裕（γｍ）のときに制御角付加分（Δα）が前記変換器ステーションにおけ る電流（Ｉｄ１、Ｉｄ２）、前記変換器ステーションにおける前記電圧、及び前 記６パルス・ブリッジの直流電圧における前記基本周波数成分の振幅（Ｃ１）の 関数（Ｆ０）となる関係を模倣する関係（Ｈ０、Ｈ１）による前記振幅信号に従 って、補償信号（ＡＣＯＭＰ）を連続的に計算すること、及び前記制限信号が前 記直列コンデンサの前記電圧（ＵＣＲ、ＵＣＳ、ＵＣＴ）間が不平衡の場合に少 なくとも予め選択した値（γｐ）に等しい前記バルブ用の前記転流余裕（γｍ） を保持するために前記補償信号に従って形成されることを特徴とする制御方法。 ２．前記補償信号は、前記６パルス・ブリッジにおける理想無負荷直流電圧の 一バルブ（ＵＤＩ０）、及び式 （ただし、ＡＭＰＬは振幅信号であり、Ｋ１は増幅係数である。） の関係（Ｈ１）による前記振幅信号に従って計算されることを特徴とする請求項 １記載の制御方法。 ３．前記６パルス・ブリッジの直流電圧における前記基本周波数成分に従って 及び前記６パルス・ブリッジに含まれる前記バルブに対する制御角の指令値（Ａ ＯＬ）は前記減衰信号に従って発生されることを特徴とする請求項１又は２記載 の制御方法。 ４．前記減衰信号の振幅は、前記基本周波数成分における振幅（Ｃ１）と、前 記変換器における電流レベル（ＩＯ、Ｉｄ）に従って形成され、かつ電流レベル の増加に従って減少する値（ＩＯＣ）との積に従って形成されることを特徴とす る請求項４記載の制御方法。 ５．予め定めた基準に従って前記基本周波数成分の発生を示す検出信号（ＦＦ Ｄ）を形成すること、及び前記制限信号は前記補償信号及び検出信号に従って形 成されることを特徴とする請求項１又は２記載の制御方法。 ６．予め定めた基準に従って前記基本周波数成分の発生を示す検出信号（ＦＦ Ｄ）を形成すること、及び前記６パルス・ブリッジに含まれる前記バルブに対す る制御角の前記指令値を前記減衰信号及び前記検出信号に従って発生させること を特徴とする請求項３又は４記載の制御方法。 ７．高電圧直流送電設備に含まれる直列補償変換器ステーションを制御する装 置であって、前記変換器ステーションは、少なくとも一つの６パルス・ブリッジ （ＢＲ）を有する制御機器（ＣＥ１、ＣＥ２）により制御される変換器（ＳＲ１ 、ＳＲ２）を備え、前記６パルス・ブリッジは直列コンデンサ（ＳＣＲ、ＳＣＳ 、ＳＣＴ）を介して基本周波数（ｆ０１、ｆ０２）を有する３相交流電圧網（Ｎ １、Ｎ２）に接続され、前記制御機器は前記６パルス・ブリッジのうちの少なく とも一つの直流電圧（Ｕｄｂ１１、Ｕｄｂ１２、Ｕｄｂ２１、Ｕｄｂ２２）を検 知する電圧測定装置（ＵＭ１、ＵＭ２）に影響し得る制限信号（ＡＭＡＸＬ）に 従って前記６パルス・ブリッジに含まれる複数のバルブ（Ｖ１〜Ｖ６）に対して 制御角（α）の指令値（ＡＯＬ）を発生する前記装置において、 前記制御機器は、前記６パルス・ブリッジのうちの少なくとも一つの前記直流 電圧の測定値（ＵＤＭ）が供給され、かつ前記６パルス・ブリッジの前記直流電 圧（Ｕｄｂ）における前記基本周波数成分における振幅（Ｃ１）に対応する振幅 信号（ＡＭＰＬ）を形成する振幅値形成装置（ＡＶＵ）と、前記振幅信号及び理 想無負荷直流電圧（Ｕｄｉ０１、Ｕｄｉ０２）の値（ＵＤＩ０１、ＵＩ０２）が 供給され、かつ前記変換器ステーションにおける電圧（Ｕｎ１、Ｕｎ２）と、予 め選択された値（γｐ）に等しい前記バルブに対する転流余裕（γｍ）のときに 、制御角付加分が前記変換器ステーションにおける電流（Ｉｄ１、Ｉｄ２）、前 記変換器ステーションにおける前記電圧、及び前記６パルス・ブリッジの前記直 流電圧における前記基本周波数成分における前記振幅（Ｃ１）の関数（Ｆ０）と なる関係を少なくともほぼ模倣する関係（Ｈ０、Ｈ１）によった前記振幅信号と に従って計算された制御角付加分（Δα）の連続計算値に従って、補償信号（Ａ ＣＯＭＰ）を形成する計算装置（ＣＡＬＣ２）とを備えること、及び前記制限信 号は前記直列コンデンサの前記電圧（ＵＣＲ、ＵＣＳ、ＵＣＴ）間が不平衡の場 合に少なくとも予め選択された値（γｐ）に等しい前記バルブ用の前記転流余裕 （γｍ）を保持するために前記補償信号に従って形成されることを特徴とする装 置。 ８．前記計算装置は式 （ただし、ＡＭＰＬは振幅信号及びＫ１は増幅係数である。） の関係（Ｈ１）により前記制御角付加分を計算することを特徴とする請求項７記 載の装置。 ９．前記制御機器は、前記６パルス・ブリッジの直流電圧における基本周波数 Ａ、Ｂ、ＡＭＰＬ）が供給され、かつ前記供給された少なくとも一つの信号に従 って減衰信号（ＵＯＤ）を形成させ減衰信号形式装置（ＤＳＵ）を備えると共に 、 する移相要素（ＰＨＳ）を備えること、及び前記６パルス・ブリッジに含まれる 前記バルブに対する前記制御角の前記指令値（ＡＯＬ）を前記減衰信号に従って 発生することことを特徴とする請求項７又は８記載の装置。 10．前記減衰信号形成装置に前記変換器に対する電流レベルの値（ＩＯ、Ｉｄ ）が供給される装置において、前記減衰信号形成装置は、該減衰信号形成装置に 供給され、かつ前記６パルス・ブリッジの直流電圧における基本周波数成分に対 応する前記少なくとも一つの信号と、前記変換器における前記電流レベルに従っ て形成された値（ＩＯＣ）との積に従って、前記減衰信号の振幅を形成する振幅 適応要素（ＡＡＤ）を備え、前記値は電流レベルの増加に従って減少することを 特徴とする請求項９記載の装置。 11．前記制御機器は予め定めた基準により前記基本周波数成分の発生を表す検 出器信号（ＦＦＤ）を形成する検出器回路（ＤＥＴ）を備えること、及び前記制 限信号が前記補償信号及び前記検出器信号に従って形成されることを特徴とする 請求項７又は８記載の装置。 12．前記制御機器は、予め定めた基準により前記基本周波数成分の発生を表す 検出器信号（ＦＦＤ）を形成する検出器回路（ＤＥＴ）を備えること、及び前記 ６パルス・ブリッジに含まれる前記バルブに対する制御角の前記指令値を前記減 衰信号及び前記検出器信号に従って発生させることを特徴とする請求項９又は１ ０記載の装置。