JPH09507373A - 位相ノイズが存在する際にロバストであり、復号化の複雑さが低い６４ｑａｍ信号配置 - Google Patents

位相ノイズが存在する際にロバストであり、復号化の複雑さが低い６４ｑａｍ信号配置

Info

Publication number
JPH09507373A
JPH09507373A JP8513752A JP51375296A JPH09507373A JP H09507373 A JPH09507373 A JP H09507373A JP 8513752 A JP8513752 A JP 8513752A JP 51375296 A JP51375296 A JP 51375296A JP H09507373 A JPH09507373 A JP H09507373A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
points
signal
arrangement
qam
decoding
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP8513752A
Other languages
English (en)
Inventor
エヌ ハルヤルカー，サミール
Original Assignee
フィリップス エレクトロニクス エヌ ベー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by フィリップス エレクトロニクス エヌ ベー filed Critical フィリップス エレクトロニクス エヌ ベー
Publication of JPH09507373A publication Critical patent/JPH09507373A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 ６４ＱＡＭ信号配置は、矩形状の配置よりも位相ノイズが低減されているが、非常に簡単な復号化器を必要とする。上記配置は、象限の復号化が行なえる略矩形状の判定領域を有し、少ないビット数で表現可能な配置点を有する。

Description

【発明の詳細な説明】 位相ノイズが存在する際にロバストであり、復号化の複雑さが低い６４ＱＡＭ 信号配置 本発明はＱＡＭ（直交振幅変調）信号を使用する伝送システムと、かかる信号 を受信する受信器と、ＱＡＭ信号とに関する。 ＣＡＴＶチャンネル上のディジタルデータ伝送の費用効果を良くするため、消 費者グレートの受信器を構築する必要がある。かかる受信器のフロント−エンド において、チューナ周波数は関心のあるＲＦ（無線周波）バンドを下方のベース バンドに移す。商業的なグレードのチューナは、非常に多量の位相ノイズを挿入 する。上記位相ノイズによって、矩形状６４ＱＡＭ信号が低減できない誤りレー トを有するようになる可能性がある。換言すれば、システムはＳＮ比が無限であ る場合でも、高い信頼性で動作しない。 従来、６４ＱＡＭ受信器の位相ノイズを低減させる努力が行なわれている。そ の中には以下の文献： − ジー ジェー フォスチニ(G.J．Foschini)、アール ディー ギトリン(R. D．Gitlin)及びエス ビー ウェインスタイン(S.B．Weinstein)による“位相ジ ッター及びガウシアンノイズの存在中の２次元信号配置の選択について(On the selection of a two-dimensional signal constellation in the presence of p hase jitter and Gaussian noise)”、ＢＳＴＪ、第５２巻、第６号、９２７− ９６７ページ、１９７３年７−８月 − ビー ダブリュー カーニハン(B.W．Kernighan)及びエス リン(S．Lin)に よる“信号設計最適化問題のヒューリスティックな解法(Heuristic solution of a signal design optimization problem)”、ＢＳＴＪ、第５２巻、第７号、１ １４５−１１５９ページ、１９７３年９月 − ケー パーラバン(K．Pahlavan)による“非線形量子化と、符号化及び非符 号化信号配置の設計(Nonlinear Quantization and the design of coded and un coded signal constellations)”、ＩＥＥＥ通信学会誌、第３９巻、第８号、１ ２０７−１２１５ページ、１９９１年８月 − 米国特許第４，６６０，２１３号明細書 が含まれている。上記努力によって、位相ノイズに関し性能が改良された幾つか のＱＡＭ配置が設計された。しかし、これにより得られた復号化器は、任意的に 間隔をあけられた配置点を実現するため任意の判定領域が必要であるため、許容 し難い程に複雑である。 復号化器の複雑さは、高速データ通信の際に重大な問題になる。判定の管理さ れた実現には、一般的な最尤（ＭＬ）復号化用の非常に複雑なＲＯＭの使用を必 要とする極度に高速の復号化が要求される。 更に、背景的な材料は、以下の文献： − ６４ＱＡＭ信号用の復号化器が第６章で扱われているイー エー リー（E. A．Lee）及びジェー ジー メッサーシュミット(J.G．Messershmitt)によるデ ィジタル通信 、クルワーアカデミック出版(Kluwer Academic Publishers)、ボス トン、１９８８年 − ４ＱＡＭ信号の位相ノイズが第１２章で扱われているジェー スピルカー(J ．Spilker)による衛星ディジタル通信、プレインティス ホール(Prentice Hall )、ニュージャージ、１９７７年 によって知ることができる。 従って、本発明の目的は、小さい位相ノイズと低い復号化の複雑さしか持たな いＱＡＭ信号配置を用いてＱＡＭ伝送システムを生成することである。 更に、本発明は、上記６４ＱＡＭ信号を復号化する復号化装置を生成すること を目的とする。 上記本発明の目的は、（１．５００，７．５００）、（１．１２ ５，５．２５０）、（３．３７５，５．６２５）、（５．６２５，５．６２５） 、（０．７５０，３．７５０）、（２．２５０，３．７５０）、（３．７５０， ３．７５０）、（５．６２５，３．３７５）、（０．７５０，２．２５０）、（ ２．２５０，２．２５０）、（３．７５０，２．２５０）、（０．７５０，０． ７５０）、（２．２５０，０．７５０）、（３．７５０，０．７５０）、（５． ２５０，１．１２５）、（７．５００，１．５００）に実質的に比例する座標を 有するデカルト平面の第１象限の点を含む配置を有する信号を使用することによ り達成される。 上記配置は、復号化に使用されるビット数を削減するため２2/3の倍率でスケ ーリング可能である利点がある。 更に、上記目的は、（４，２０）、（４，１４）、（８，１６）、（１６，１ ６）、（２，１０）、（６，１０）、（１０，１０）、（２，６）、（６，６） 、（１０，６）、（１６，８）、（２，２）、（６，２）、（１０，２）、（１ ４，４）、（２０，４）に実質的に比例する座標を有するデカルト平面の第１象 限の点を使用する配置によって達成され；ここに表わされている配置は、第１の 配置よりも加法的なノイズに影響を受けやすい信号を与える。 上記点の判定領域の境界は、配置の隣接する点の間で線を二分する従来の技術 に従って見つけることが可能である。しかし、矩形に近い形状を有する近似され た判定領域の方が、より低コストで実現される。近似された判定領域は、判定点 を認識する際に僅かに高い誤りレートを生成するが、これにより得られた復号化 器の複雑さを低減させる。 以下、添付図面を参照してその例に限定されることなく本発明の実施例を説明 する。 図１には先行技術のＱＡＭ受信器が示されている。 図２には先行技術の電圧制御形発振器／チューナの位相ノイズ特性が表わされ ている。 図３ａには第１のタイプの判定領域を備えた本発明による信号配置（配置Ａ） が表わされている。 図３ｂには第２のタイプの判定領域を備えた配置Ｂが示されて要る。 図４には図３のスケーリングされた変形例が示されている。 図５ａには第１のタイプの判定領域を備えた本発明による第２の信号配置（配 置Ｂ）が表わされている。 図５ｂには第２のタイプの判定領域を備えた配置Ｂが示されている。 図６には信号復号化系統の比較性能が表わされている。 図７には信号復号化系統の比較性能が表わされている。 図８には配置Ａの復号化用の復号化器が示されている。 図９には配置Ａの復号化用の復号化器の他の実施例が示されている。 図１０には配置Ｂの復号化用の復号化器が示されている。 ベースバンドＱＡＭの伝送された信号は、以下の式： のように表わされ、式中、Ｔsはシンボル時間間隔であり、αはス たＱＡＭ配置に対応する複素数の値をとり得るＱＡＭ入力シンボルストリームで ある。更に、ｇ（ｔ）は、ＳＮ比を最大限に大きくさせ、かつ、シンボル間の干 渉（ＩＳＩ）を最小限に抑えるため、平方根で累乗されたコサイン（ＳＱＲＣ） のスペクトルを有するよう典型的に選択される任意の形状関数である。伝送され た信号は、従って、以下の式： によって与えられ、ｗcはラジアン単位の搬送周波数を表わす。 受信器において、伝送された信号は、最初ＩＦ（中間周波）フィ ルタリングを受ける。次いで、信号のスペクトルは、ＤＣ（直流）の近くに周波 数偏移させられるので、全体の両側のＱＡＭスペクトルは通過バンド内にある。 この周波数偏移はチューナを用いて行なわれる。上記チューナは位相ノイズをシ ステムに生じさせる。チューナの出力は、ピーク値を制限するため使用されるプ ログラマブルな利得制御を受けたとき、以下ｒ（ｔ）という名前で呼ばれ、これ は、リー他の上記引用文献の第６章に記載されているように、先行技術のＱＡＭ 受信器を表わす図１に入力として示されている。信号ｒ（ｔ）はアナログ・ディ ジタル変換器１０１に与えられ、図示されたようなフィードバックループを用い てアナログ・ディジタル変換器１０１のクロック位相を制御するタイミング再現 回路１０２に供給される。 ＳＱＲＣフィルタの特性を備えた分析的フィルタ１０３は、アナログ・ディジ タル変換器１０１の出力で動作する。ベースバンドへ ０５に送られる。発振器の不完全性に起因して、送信器と受信器の間に残留周波 数オフセットが存在し、適応イコライザ１０５の出力 て補正されるべき関連した位相ジッターが存在する。かかる補正は図示されたよ うな適応イコライザの後に複素数の乗算器１０９を用いることによって行なわれ る。この乗算器の後ろには、複素数のノ 行なうＱＡＭ復号化器１０７が置かれる。更に、判定フィードバックイコライザ （ＤＦＥ）１０８を用いてもよい。適応イコライザのタップ適合は、複素数の乗 算器１１０の形で表わされた搬送波再現回路によって必要とされる補正と共に、 復号化された出力とノイズ性信号の間の誤差を用いる。上記ＤＦＥは素子１１１ からの誤差信号だけを使用する。 が、イコライザのタップ係数を精密に調整するため入力として使用される。更に 、ＱＡＭ復号化器は、スライサとして機能する。出力 判定志向のループ内の遅延を防止するため、ＱＡＭ復号化はできるだけ高速に 行なわれるべきである。 適応イコラインザがシンボル間の干渉（ＩＳＩ）を完全に除去した場合を想定 すると、 φkは搬送波再現回路によって補正されないまま残された残留位相ノイズを表わ す。 図２には、ＡＮＡＤＩＧＩＣＳによって設計されたチューナ内の電圧制御形発 振器ＶＣＯの位相ノイズ特性が示されている。１００ｋＨｚオフセットにおける 位相ノイズレベルは、約−１００ｄＢｃ／Ｈｚである。この帯域幅で、位相ノイ ズレベルは本質的に均されている。スパイカーの上記文献の第１２章に記載され ているように、位相ノイズの中のかかる区分は、たとえ、帯域幅が１００ｋＨｚ よりも著しく広げられた場合でも、搬送波再現回路１０６内の位相ロックドルー プ（ＰＬＬ）によって本質的に変えられることなく現れる。典型的に、ＰＬＬは 、低周波のジッターを捕捉するため使用され、一方、高周波のジッターは最適な 結果に補正されないまま残 ジッターとに起因する位相ノイズ成分を有する。加法的なノイズに起因する位相 ノイズ成分は、ＳＮ比が大きい場合を想定することにより無視することができる 。更に、低周波ジッタはＰＬＬの帯域幅に反比例する。従って、ＰＬＬのパラメ ータを適当に選択することにより、上記ジッターを非常に低減させ得る。１次近 似の場合、位相ノイズφkは、図２に示されたチューナのノイズの補正されてい ない平らな部分であると考えることが可能である。換言すれば、５ ＭＨｚのシンボルレートに対し、平らな部分は、約１００ｋＨｚから約３ＭＨｚ までである。この位相ノイズは、１００ｋＨｚと３ＭＨｚの間で図２の曲線の下 側の領域によって与えられた平均及び分散がゼロのガウス分布を有するよう都合 良くモデル化することができる。この領域は、周波数帯域の１００ｋＨｚ倍のレ ベルによって近似される。ガウスの位相ノイズの分布は、位相ノイズが存在する 場合に、種々のＱＡＭの性能を評価するため使用し得る。 本発明の背景において説明したように、位相ノイズに対しよりロバスト性のあ るＱＡＭ配置を設計することが可能である。しかし、良好なＱＡＭ配置は、復号 化の複雑さを考慮する必要がある。復号化の複雑さを抑えるためには以下の条件 を満たす必要がある： １． 判定領域は、領域の境界ができるだけ少ない数のビットで表わされるよう 矩形状であることが好ましい。任意のスケーリングが考えられるので、全ての判 定境界は、最大の整数が小さい数になるよう固定の量の整数倍によって表わされ る必要がある。 ２． 象限の復号化が可能でなければならない。このことを保証する一つの方法 は、ｙ＝ｘの線、又は、４５°の角度に関し対称的に象限内の配置を作ることで ある。一般的に、Ｘ及びＹ軸に最も近い点だけを対称にする必要があるので、判 定領域にはＸ及びＹ軸が含まれる。 ３． 配置点は、上記想定されたスケーリングと同一のスケーリングを用いて、 少ない数のビットによって表現可能でなければならない。これは、ＲＯＭサイズ がその数に正比例するからである。 パーラバンによる上記文献において、象限の復号化が行なえる６４ＱＡＭ配置 が提案されている。配置の隣接する点を接続する線を二分する従来の技術によっ て判定された場合に、結果として判定境界を与えることは困難である。 本発明によるパーラバン配置に対する改良は、図３ａ及び３ｂに表わされてい る。この場合、配置点は、（１．５００，７．５０ ０）、（１．１２５，５．２５０）、（３．３７５，５．６２５）、（５．６２ ５，５．６２５）、（０．７５０，３．７５０）、（２．２５０，３．７５０） 、（３．７５０，３．７５０）、（５．６２５，３．３７５）、（０．７５０， ２．２５０）、（２．２５０，２．２５０）、（３．７５０，２．２５０）、（ ０．７５０，０．７５０）、（２．２５０，０．７５０）、（３．７５０，０． ７５０）、（５．２５０，１．１２５）、（７．５００，１．５００）である。 判定領域の境界は、図３ａの隣接する点の間の線を二分することにより判定可 能である。殆どの点に対し、これにより、復号化器に与えることが容易な矩形状 の判定領域が得られる。幾つかの点に対し、得られた非−矩形状の判定領域は、 与えるためにより多くの費用がかかり、ギザギザした線で表わされている。 上記ギザギザした線は、殆どの場合、図３ｂに示されたように、矩形状の判定 領域によって近似することができる。かかる近似された領域により、復号化器の 複雑さが非常に低減される替わりに、僅かにノイズ性のある性能が得られる。近 似された領域は以下の表に示されている。 或いは、図４に示されたように、スケーリングされた配置を用いてもよい。両 方のタイプの判定領域が互いに重ね合わされて図示されている。この配置は、到 来する信号点が、復号化器に与えられる前に、２2/3の倍率でスケーリングされ ることを必要とする。スケーリングされた点は：（４，２０）、（３，１４）、 （９，１５）、（１５，１５）、（２，１０）、（６，１０）、（１０，１０） 、（１５，９）、（２，６）、（６，６）、（１０，６）、（２，２）、（６， ２）、（１０，２）、（１４，３）、（２０，４）である。近似された矩形状の 境界を伴い、スケーリングされた判定領域は、以下の表に示されている。 図５ａ及び図５ｂは、本発明による第２の配置（配置Ｂ）を表わしている。こ の配置は、図３ａ、３ｂ及び４の配置と全く同様に動作する訳ではない。上記配 置の配置点は：（４，２０）、（４，１４）、（８，１６）、（１６，１６）、 （２，１０）、（６，１０）、（１０，１０）、（２，６）、（６，６）、（１ ０，６）、（１６，８）、（２，２）、（６，２）、（１０，２）、（１４，４ ）、（２０，４）である。 再度、判定領域が、図５ａに示されたように隣接する点の間で線を二分するこ とによって判定される。しかし、殆どの点の場合、これにより、同図にギザギザ した線で示されているように非−矩形状 の判定領域が得られる。図５ｂに示されたように、より良く矩形状に類似した近 似された判定領域を選択することが可能である。上記近似された判定領域は、僅 かに最適状態に及ばない性能を与えるが、非常に低価格で復号化器に実現するこ とができる。より矩形状に類似した近似された判定領域は以下の表に示されてい る： 図６は、ＳＮ比の関数として、ガウス位相ノイズが存在する場合の図３の配置 （配置Ａ）のビット誤りレート（ＢＥＲ）性能を表わしている。同図における線 は以下の意味がある： 実線： 加法的な白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）の場合の ６４ＱＡＭの理論的性能 小さい破線： 加法的な白色ガウスノイズ中の差動的に復号化さ れた（ＤＥ）矩形状（Ｒｅｃｔ．）６４ＱＡＭ 点線： １度の二乗平均位相ノイズのある差動的に復号化 された矩形状６４ＱＡＭ アステリスクのみ： ２度の二乗平均位相ノイズのある差動的に復号化 された矩形状６４ＱＡＭ 一点鎖線： 加法的な白色ガウスノイズ中の差動復号化変調さ れた６４ＱＡＭ配置Ａ（ここで、“変調された” とは、図３−５のギザギザしていない線で表わさ れた近似された判定領域の境界の使用を意味す る） 三点鎖線： １度の二乗平均位相ノイズのある差動符号化変調 された６４ＱＡＭ配置Ａ 大きい破線： ２度の二乗平均位相ノイズのある差動符号化変調 された６４ＱＡＭ配置Ａ 三角形 ２度の二乗平均ノイズのある最適復号化を用いる 米国特許第４，６６０，２１３号の配置 ’ ’ １度の二乗平均ノイズのある米国特許第４，６６ ０，２１３号の配置 ’＋’ 位相ノイズのない米国特許第４，６６０，２１３ 号の配置 驚くべきことに、最適に及ばない配置Ａの復号化によって、２度の二乗平均ガ ウス位相ノイズを伴う米国特許第４，６６０，２１３号の配置を用いる最適な最 尤（ＭＬ）復号化よりも良好な性能が得られる。矩形状のＱＡＭ配置は、２度の 二乗平均位相ノイズがある場合、高い信頼性で動作し得ない。１度の二乗平均の 場合と比較して、２度の二乗平均位相ノイズに対し配置をロバスト的にすること により、６ｄＢの位相ノイズレベルによって位相ノイズ感受性が増加する。 図７は、ガウスノイズに関し配置Ａと配置Ｂの性能を比較する。以下の表の中 の記号を説明するが、最初の３個の記号の組は図６に定義された対応する記号と 同一である： 実線： 加法的な白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）の場合の ６４ＱＡＭの理論的性能 点線： 加法的な白色ガウスノイズ中の差動的に復号化さ れた（ＤＥ）矩形状（Ｒｅｃｔ．）６４ＱＡＭ アステリスクのみ： ２度の二乗平均位相ノイズのある差動的に復号化 された矩形状６４ＱＡＭ 小さい破線： 加法的な白色ガウスノイズ中の差動復号化変調さ れた６４ＱＡＭ配置Ａ 一点鎖線： ２度の二乗平均位相ノイズのある差動符号化変調 された６４ＱＡＭ配置Ａ 三点鎖線： 加法的な白色ガウスノイズ中の差動復号化変調さ れた６４ＱＡＭ配置Ｂ 大きい破線： ２度の二乗平均位相ノイズのある差動符号化変調 された６４ＱＡＭ配置Ｂ 配置Ｂの性能は、２度の二乗平均位相ノイズに対し０．５ｄＢのオーダーで僅 かに劣る。表ＩＶには、簡単化された判定領域を用いてビット誤りレート１０-5 で別の配置に対し得られた性能が要約されている。 図８には配置Ａを復号化するための復号化器が示されている。実部Ｒ及び虚部 Ｉは、象限回転器８０１に入力され、絶対値信号｜Ｒ｜及び｜Ｉ｜を出力する。 これらがＲＯＭ８０２をアドレス指定す る。ＲＯＭ８０２の内容は、矩形状、又は、最適には及ばない復号化系に従って 矩形状に修正された図４に示された判定領域に対応する。実部又は虚部のいずれ かに対応する５ビットの数は、０乃至２１の整数を示している。従って、二つの ５ビットの数が実−虚平面内の点を示している。ＲＯＭ８０２の場合、受信され た点に配置点が接近する点への１０ビットアドレス用の二つの５ビットの数が記 憶される。図４に示したように全ての配置点は１６未満の整数値を有するので、 上記の如く、ＲＯＭ８０２内の配置点の判定領域を表わすには各軸に対し４ビッ トだけを記憶すればよい。 絶対値信号が矩形状の判定領域に対応する場合、判定領域の標示が８０３に出 力される。絶対値信号が非−矩形状信号領域に対応する場合、故障信号が８０４ に出力される。故障信号が８０４に存在しない場合、スイッチ８０５はＲＯＭ８ ０２の出力を選択する。故障信号が８０４にある場合、スイッチ８０５はＲＯＭ ８０６の出力を選択する。 非−矩形状の判定領域は上記ＲＯＭ８０６によって与えられる。ＲＯＭ８０６ をアドレス指定するため、値｜Ｒ｜及び｜Ｉ｜が、符号ビット（Ｓｉｇｎ（｜Ｒ ｜−｜Ｉ｜））と５ビットの値｜Ｒ｜−｜Ｉ｜を出力する減算手段８０７に供給 される。５ビットの値は、次に、入力を値１１と比較する比較器８０８に供給さ れる。ＲＯＭ８０６は、比較器の出力と組み合わされた符号ビットによってアド レス指定される。これにより、点（４，２０）、（１５，９）、（９，１５）及 び（２０，４）に対する判定領域が与えられる。ＲＯＭ８０６は以下の表に従っ て出力する： かかる実施例でも分かるように、大きい、即ち、２10×４×２＝２13のＲＯＭ テーブルが８０２で必要とされる。更なる縮小は、極端な右下の端と左上の端、 即ち、図４に示されたように、点（３，１４）及び（４，１３）夫々の周辺に矩 形状の領域を実現することにより実行可能である。図９にはこの実施例が示され ている。同図において、変わっていない素子には図８の場合と同一の参照番号が 付けられている。切捨て器９０１が値｜Ｒ｜及び｜Ｉ｜を切り捨てるため付加さ れている。得られた２ビットの値は、２4×４×２＝２7ビットしかないＲＯＭ９ ０２をアドレス指定するため使用される。ＲＯＭ９０２は、以下の表に従って動 作する： ＲＯＭ９０３は、符号ビット（Ｓｉｇｎ（｜Ｒ｜−｜Ｉ｜））と、入力を値１ １、１７及び６と夫々比較する３台の比較器８０８、９０４及び９０５の出力と によってアドレス指定される。スイッチ９０７の入力がスイッチ９０６の入力と 比較して反転されている５ビットのスイッチは、Ｓｉｇｎ（｜Ｒ｜−｜Ｉ｜）の 値に基づいて｜Ｒ｜と｜Ｉ｜の間で選択する。各比較器８０８、９０６、９０７ は、入力が夫々の数値１１、１７及び６よりも大きい、或いは、小さいかの何れ かを示す１ビットの出力を与える。上記出力は、Ｓｉｇｎ（｜Ｒ｜−｜Ｉ｜）と 組み合わされてＲＯＭ９０３をアドレス指定するため使用され、ＲＯＭ９０３は その入力に応答して適当な配置点を出力する。実施例の場合、点（１４，３）、 （１５，９）、（２０，４）、（３，１４）、（９，１５）及び（４，２０）が 以下の表に従ってＲＯＭ９０３によって復号化される： 図１０には配置Ｂの復号化用の復号化器が示されている。同じ素子は前の図と 同一の参照番号が与えられている。ＲＯＭ１００１は寸法が２4×３×２まで縮 小されている。ＲＯＭ１００１は、ＲＯＭ９０２と同一の判定テーブルを使用す る。しかし、最後の行の出力は（１５，１５）ではなく（１６，１６）を示し； （１６，１６）は３個の２進数ゼロで表わすことが可能であり、一方、（１５， １５）は４個の２進数１を必要とするので、ビット数は減少している。この例の 場合、出力１００２は、上記例のように８ビットではなく６ビットしかない。ス イッチ１００４は、その出力の中の二つによる乗算を行なうため５ビットの出力 を有する。比較器１００６は、１１ではなく１２との比較を行い、比較器１００ ７は、５ではなく２７との比較を行なう。加算的な論理回路１００５が付け加え られているので、比較器１００７への入力はスイッチ９０６と１００４の出力の 合計である。ＲＯＭ１００８は以下の表に従って判定 を行なう： この場合、ＲＯＭ１００８は１６×４×２ビットを有する。従って、配置Ｂの 復号化の複雑性は、配置Ａよりもかなり低減されている。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １． ＱＡＭ配置に従って搬送波を変調するディジタル変調器を備え、該変調さ れた搬送波を伝送媒体を介して受信器に送信するため配置された送信器からなる ディジタル伝送システムであって、 上記ＱＡＭ配置は、（１．５００，７．５００）、（１．１２５，５．２５０ ）、（３．３７５，５．６２５）、（５．６２５，５．６２５）、（０．７５０ ，３．７５０）、（２．２５０，３．７５０）、（３．７５０，３．７５０）、 （５．６２５，３．３７５）、（０．７５０，２．２５０）、（２．２５０，２ ．２５０）、（３．７５０，２．２５０）、（０．７５０，０．７５０）、（２ ．２５０，０．７５０）、（３．７５０，０．７５０）、（５．２５０，１．１ ２５）、（７．５００，１．５００）に実質的に比例する座標を有するデカルト 平面の第１象限の点を含むことを特徴とする伝送システム。 ２． 上記配置は、以下の座標：（４，２０）、（３，１４）、（９，１５）、 （１５，１５）、（２，１０）、（６，１０）、（１０，１０）、（１５，９） 、（２，６）、（６，６）、（１０，６）、（２，２）、（６，２）、（１０， ２）、（１４，３）、（２０，４）を実質的に有する点からなることを特徴とす る請求項１記載の伝送システム。 ３． ＱＡＭ配置に従って搬送波を変調する変調器を備えた送信器であって、 上記ＱＡＭ配置は、（１．５００，７．５００）、（１．１２５，５．２５０ ）、（３．３７５，５．６２５）、（５．６２５，５．６２５）、（０．７５０ ，３．７５０）、（２．２５０，３．７５０）、（３．７５０，３．７５０）、 （５．６２５，３．３７５）、 （０．７５０，２．２５０）、（２．２５０，２．２５０）、（３．７５０，２ ．２５０）、（０．７５０，０．７５０）、（２．２５０，０．７５０）、（３ ．７５０，０．７５０）、（５．２５０，１．１２５）、（７．５００，１．５ ００）に実質的に比例する座標を有するデカルト平面の第１象限の点を含むこと を特徴とする送信器。 ４． 上記配置は、以下の座標：（４，２０）、（３，１４）、（９，１５）、 （１５，１５）、（２，１０）、（６，１０）、（１０，１０）、（１５，９） 、（２，６）、（６，６）、（１０，６）、（２，２）、（６，２）、（１０， ２）、（１４，３）、（２０，４）を実質的に有する点からなることを特徴とす る請求項３記載の送信器。 ５． ＱＡＭ配置に従って搬送波を変調するディジタル変調器を備え、該変調さ れた搬送波を伝送媒体を介して受信器に送信するため配置された送信器からなる ディジタル伝送システムであって、 上記ＱＡＭ配置は：（４，２０）、（４，１４）、（８，１６）、（１６，１ ６）、（２，１０）、（６，１０）、（１０，１０）、（２，６）、（６，６） 、（１０，６）、（１６，８）、（２，２）、（６，２）、（１０，２）、（１ ４，４）、（２０，４）に実質的に比例する座標を有するデカルト平面の第１象 限の点を含むことを特徴とする伝送システム。 ６． ＱＡＭ配置が：（４，２０）、（４，１４）、（８，１６）、（１６，１ ６）、（２，１０）、（６，１０）、（１０，１０）、（２，６）、（６，６） 、（１０，６）、（１６，８）、（２，２）、（６，２）、（１０，２）、（１ ４，４）、（２０，４）に実質的に比例する座標を有するデカルト平面の第１象 限の点を含む ことを特徴とするＱＡＭ配置に従って搬送波を変調するディジタル変調器。 ７． 配置が、（１．５００，７．５００）、（１．１２５，５．２５０）、（ ３．３７５，５．６２５）、（５．６２５，５．６２５）、（０．７５０，３． ７５０）、（２．２５０，３．７５０）、（３．７５０，３．７５０）、（５． ６２５，３．３７５）、（０．７５０，２．２５０）、（２．２５０，２．２５ ０）、（３．７５０，２．２５０）、（０．７５０，０．７５０）、（２．２５ ０，０．７５０）、（３．７５０，０．７５０）、（５．２５０，１．１２５） 、（７．５００，１．５００）に実質的に比例する座標を有するデカルト平面の 第１象限の点からなることを特徴とする信号配置によって定められたＱＡＭ信号 。 ８． 上記配置点は、（４，２０）、（３，１４）、（９，１５）、（１５，１ ５）、（２，１０）、（６，１０）、（１０，１０）、（１５，９）、（２，６ ）、（６，６）、（１０，６）、（２，２）、（６，２）、（１０，２）、（１ ４，３）、（２０，４）を実質的に有することを特徴とする請求項７記載の信号 。 ９． 配置が、（４，２０）、（４，１４）、（８，１６）、（１６，１６）、 （２，１０）、（６，１０）、（１０，１０）、（２，６）、（６，６）、（１ ０，６）、（１６，８）、（２，２）、（６，２）、（１０，２）、（１４，４ ）、（２０，４）に実質的に比例する座標を有するデカルト平面の第１象限の点 からなることを特徴とする信号配置によって定められたＱＡＭ信号。 １０． ＱＡＭ信号を受信する入力手段と、配置に従って復号化する復号化手段 と、復号化された信号を供給する出力手段とからなる ＱＡＭ信号を復号化する復号化器であって、 上記配置が、（１．５００，７．５００）、（１．１２５，５．２５０）、（ ３．３７５，５．６２５）、（５．６２５，５．６２５）、（０．７５０，３． ７５０）、（２．２５０，３．７５０）、（３．７５０，３．７５０）、（５． ６２５，３．３７５）、（０．７５０，２．２５０）、（２．２５０，２．２５ ０）、（３．７５０，２．２５０）、（０．７５０，０．７５０）、（２．２５ ０，０．７５０）、（３．７５０，０．７５０）、（５．２５０，１．１２５） 、（７．５００，１．５００）に実質的に比例する座標を有するデカルト平面の 第１象限の点からなることを特徴とする復号化器。 １１． 上記復号化手段は、上記配置の隣接する点を二分する境界を有する判定 領域を与えることを特徴とする請求項１０記載の復号化器。 １２． 上記復号化手段は、境界上の点を上記境界上の点がその領域の境界にあ るあらゆる領域に分類可能である以下の表： に記載された判定領域に実質的に比例する判定領域を与えることを特徴とする請 求項１０記載の復号化器。 １３． 上記復号化手段は、境界上の点を上記境界上の点がその領域の境界にあ るあらゆる領域に分類可能である以下の表： に実質的に示された判定領域を与えることを特徴とする請求項１０記載の復号化 器。 １４． ＱＡＭ信号を受信する入力手段と、配置に従って上記信号を復号化する 復号化手段と、復号化された信号を供給する出力手段とからなるＱＡＭ信号を復 号化する復号化器であって、 上記配置が、（４，２０）、（４，１４）、（８，１６）、（１６，１６）、 （２，１０）、（６，１０）、（１０，１０）、（２，６）、（６，６）、（１ ０，６）、（１６，８）、（２，２）、 （６，２）、（１０，２）、（１４，４）、（２０，４）に実質的に比例する座 標を有するデカルト平面の第１象限の点からなることを特徴とする復号化器。 １５． 上記復号化手段は、境界上の点を上記境界上の点がその領域の境界にあ るあらゆる領域に分類可能である以下の表： 或いは、スケーリングされたその表の変形に実質的に示された判定領域を与える ことを特徴とする請求項１４記載の復号化器。 １６． 変調された信号を受ける入力手段と、境界を有する複数の判定領域に基 づいて信号を復号化する復号化手段とからなり、少な くとも一つの判定領域は該判定領域の中の少なくとも一つの別の該境界と並べら れた境界を有する直交振幅変調された信号を受信する受信器であって、 位相ノイズの影響が低減され、 少なくとも一つの境界は、隣接する配置点を二分する線を近似するが、同一で はない近似された境界であり、 少なくとも一つの判定領域は近似された境界によって矩形状にされる、受信器 。
JP8513752A 1994-10-21 1995-10-10 位相ノイズが存在する際にロバストであり、復号化の複雑さが低い６４ｑａｍ信号配置 Pending JPH09507373A (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/327,175 1994-10-21
US08/327,175 US5832041A (en) 1994-10-21 1994-10-21 64 QAM signal constellation which is robust in the presence of phase noise and has decoding complexity
PCT/IB1995/000856 WO1996013110A1 (en) 1994-10-21 1995-10-10 64 qam signal constellation which is robust in the presence of phase noise and has low decoding complexity

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH09507373A true JPH09507373A (ja) 1997-07-22

Family

ID=23275470

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP8513752A Pending JPH09507373A (ja) 1994-10-21 1995-10-10 位相ノイズが存在する際にロバストであり、復号化の複雑さが低い６４ｑａｍ信号配置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5832041A (ja)
EP (1) EP0737393A1 (ja)
JP (1) JPH09507373A (ja)
CN (1) CN1140520A (ja)
WO (1) WO1996013110A1 (ja)

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5772641A (en) 1995-12-12 1998-06-30 Medi-Dyne Inc. Overlapping welds for catheter constructions
US6393067B1 (en) * 1996-03-06 2002-05-21 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Differential detection receiver
EP0884879A3 (en) * 1997-06-13 1999-03-17 Canon Kabushiki Kaisha QAM transmission using spread spectrum and sequence estimation
US6848116B1 (en) * 1999-01-13 2005-01-25 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Method and apparatus for on-demand video program access control using integrated out-of-band signaling for channel selection
US6249180B1 (en) * 1999-09-08 2001-06-19 Atmel Corporation Phase noise and additive noise estimation in a QAM demodulator
US20010055348A1 (en) * 2000-03-31 2001-12-27 Anderson Christopher L. Sequential quadrant demodulation of digitally modulated radio signals
US7349486B2 (en) * 2001-07-19 2008-03-25 Agere Systems Guardian Corporation System and method for recognizing zero-amplitude symbols in a QAM signal and digital receiver incorporating the same
US6518897B1 (en) * 2001-08-29 2003-02-11 Trw Inc. Angle quantization using log division
AU2003213704A1 (en) * 2002-03-19 2003-10-08 Thomson Licensing S.A. Slicing algorithm for multi-level modulation equalizing schemes
WO2004049663A1 (en) * 2002-11-27 2004-06-10 Research In Motion Limited Method and system for applying viterbi type psk demodulation for optimum correlation of gps signals
US7154966B2 (en) * 2003-06-30 2006-12-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and system for M-QAM detection in communication systems
US7315578B2 (en) * 2003-12-24 2008-01-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Fast soft value computation methods for gray-mapped QAM
EP1560390A1 (en) * 2004-01-28 2005-08-03 Alcatel Adaptive control of the bandwidth of a carrier recovery loop in presence of local oscillator phase noise
US7100474B2 (en) * 2004-02-18 2006-09-05 The Hilsinger Company Tool for adjusting rimless eyewear
US7242729B1 (en) * 2004-04-26 2007-07-10 Dgi Creations, Llc Signal decoding method and apparatus
US7609784B1 (en) 2004-04-26 2009-10-27 Dgi Creations, Llc Signal decoding method and apparatus with dynamic noise threshold
US8355457B2 (en) * 2004-10-26 2013-01-15 Lsi Corporation Correction-calculation algorithm for estimation of the signal to noise ratio in high bit rate DMT modulation
KR100914316B1 (ko) * 2006-12-14 2009-08-27 한국전자통신연구원 매핑 심볼의 위치를 결정하는 방법, 그리고 이진 신호를변조하는 장치 및 방법
US8995573B1 (en) 2012-10-23 2015-03-31 Dragonwave, Inc. Octagonal quadrature amplitude modulation
TWI635730B (zh) 2016-10-05 2018-09-11 晨星半導體股份有限公司 符元判斷方法、符元判斷電路以及數位接收電路
WO2019006597A1 (en) 2017-07-03 2019-01-10 Huawei Technologies Co., Ltd. METHODS AND APPARATUS FOR OPTIMIZED QUADRATURE AMPLITUDE MODULATION FOR PHASE NOISE

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3955141A (en) * 1974-10-18 1976-05-04 Intertel, Inc. Synchronizing circuit for modems in a data communications network
US4271527A (en) * 1979-08-31 1981-06-02 Paradyne Corporation Double side band-quadrature carrier modulation signal structures
US4439863A (en) * 1980-11-28 1984-03-27 Rockwell International Corporation Partial response system with simplified detection
GB2118003B (en) * 1982-02-02 1985-07-31 Racal Milgo Ltd Differential encoder and decoder for transmitting binary data
US4646326A (en) * 1983-10-20 1987-02-24 Motorola Inc. QAM modulator circuit
US4660213A (en) * 1983-11-22 1987-04-21 Infinet, Inc. Signal structure for data communication
US4651320A (en) * 1984-12-24 1987-03-17 American Telephone And Telegraph Company Inband coding of secondary data
FR2674709A1 (fr) * 1991-03-29 1992-10-02 Philips Electronique Lab Decodeur multietages.
US5305352A (en) * 1991-10-31 1994-04-19 At&T Bell Laboratories Coded modulation with unequal error protection

Also Published As

Publication number Publication date
WO1996013110A1 (en) 1996-05-02
EP0737393A1 (en) 1996-10-16
CN1140520A (zh) 1997-01-15
US5832041A (en) 1998-11-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH09507373A (ja) 位相ノイズが存在する際にロバストであり、復号化の複雑さが低い６４ｑａｍ信号配置
US6169767B1 (en) Universal network interface module
US6606010B1 (en) Quadrature vestigial sideband digital communications method
US6313885B1 (en) DTV receiver with baseband equalization filters for QAM signal and for VSB signal which employ common elements
US7920637B2 (en) Single sideband and quadrature multiplexed continuous phase modulation
US7295623B2 (en) High-speed communications transceiver
US7236757B2 (en) High-speed multi-channel communications transceiver with inter-channel interference filter
EP1405479B1 (en) Iq-imbalance
US7403752B2 (en) Multi-channel communications transceiver
US5636252A (en) Automatic gain control of radio receiver for receiving digital high-definition television signals
EP0570464B1 (en) Transmitter and receiver for compatible high definition television system
JP3817217B2 (ja) 無線受信機
US5610948A (en) Digital demodulation apparatus
US6545728B1 (en) Digital television receivers that digitize final I-F signals resulting from triple-conversion
JPH09130444A (ja) 信号処理装置
US6512555B1 (en) Radio receiver for vestigal-sideband amplitude-modulation digital television signals
US20180013603A1 (en) Combined amplitude-time and phase modulation
AU712684B1 (en) Television receiver with separate I-F amplifiers for VSB and QAM digital TV signals that are digitally synchrodyned
US6526101B1 (en) Receiver for QAM digital television signals
AU714240B2 (en) Synchrodyning of VSB and QAM final I-F signals supplied by separate converters in a QAM/VSB digital TV receiver
EP0595827A1 (en) CLOCK SIGNAL GENERATOR FOR DIGITAL TELEVISION RECEIVER.
US6707863B1 (en) Baseband signal carrier recovery of a suppressed carrier modulation signal
Fischer et al. Basic principles of digital modulation
JPH0936924A (ja) 多値ｆｓｋ受信装置
KR0156194B1 (ko) 디지탈 데이타의 송신 및 수신장치