JPH09294027A

JPH09294027A - トランス結合増幅装置

Info

Publication number: JPH09294027A
Application number: JP8106610A
Authority: JP
Inventors: Yasuo Yoshizawa; 保夫吉澤
Original assignee: YOSHIKI KOGYO KK
Current assignee: YOSHIKI KOGYO KK
Priority date: 1996-04-26
Filing date: 1996-04-26
Publication date: 1997-11-11
Also published as: US5838196A

Abstract

(57)【要約】【課題】ドライブトランスの磁気回路コアの直流磁化状
態をコントロールすることにより、周波数応答などの特
性を改善する。【解決手段】磁気回路コアＭＣに一次巻線Ｗ１、二次巻
線Ｗ２および三次巻線Ｗ３を施したドライブトランス２
０と；直流電流ｉ１０が重畳された交流ドライブ信号を
トランス２０の一次巻線Ｗ１に流すドライブ信号源１０
と；トランス２０の一次巻線Ｗ１に流された交流ドライ
ブ信号に対応した交流信号をトランス２０の二次巻線Ｗ
２から取り出し、この二次巻線交流信号を増幅する出力
管３０と；トランス２０のコアＭＣの直流磁化程度が変
わるように、トランス２０の三次巻線Ｗ３へ所定の磁化
制御電流ｉ３０を提供する直流磁化量制御電源５０とを
備える。直流電流ｉ１０によるトランス２０のコアＭＣ
の直流磁化状態を磁化制御電流ｉ３０により適宜変更す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、信号経路の一部
に交流信号伝送用トランスを用いたトランス結合増幅装
置の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】シングルエンドのドライブ信号源を用
い、信号伝送用トランスを介して出力段をドライブする
場合、いくつかの方法がある。

【０００３】第１の方法としては、結合トランス（信号
伝送用トランス）の一次側に直流電流を流さずにこれを
前段増幅素子（真空管など）で間接的に交流ドライブ
し、結合トランスの二次側から出力増幅素子（真空管な
ど）励振用の交流信号（交流電圧または交流電流）を取
り出すトランスドライブ回路（クラーフ方式として知ら
れている）がある。

【０００４】第２の方法としては、結合トランスの一次
側に直流電流を流しながらこれを前段増幅素子（真空管
など）で直接ドライブし、結合トランスの二次側から出
力増幅素子（真空管など）励振用の交流信号（交流電圧
または交流電流）を取り出すトランスドライブ回路（仮
に直接ドライブ方式と呼ぶ）がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】クラーフ方式では、結
合トランスの一次巻線に前段真空管のプレート電流が流
れないように、結合キャパシタを介して前段真空管のプ
レート回路を結合トランスの一次巻線に交流的に接続し
ている。このようにすると、前段真空管のプレート電流
により結合トランスが直流磁化されることはないので、
結合トランスの磁気回路（方向性珪素鋼鈑あるいはパー
マロイなどの高透磁率磁性材料で構成される）に直流磁
気飽和を防ぐためのギャップを設ける必要がなくなる。

【０００６】ギャップなしの磁気回路を高透磁率磁性材
料で作ると、磁気回路の磁気抵抗が極めて小さくなるの
で、小型の磁気回路および少ない一次巻線ターン数でも
大きな一次インダクタンスが得られる。すると、比較的
大きな一次インダクタンスを得ながらも、サイズの小さ
な磁気回路および巻線構成によって、伝送帯域幅の広い
ワイドレンジトランスを作ることができる（巻線構成が
大型化すると、高域の周波数応答特性が劣化しやす
い）。

【０００７】クラーフ方式は以上のメリットを持つが、
その反面、前段ドライブ回路と結合トランス一次巻線と
の間に直流カット用の結合キャパシタが不可欠なため
に、以下のような問題が伴う。

【０００８】まず、結合キャパシタとトランス一次巻線
インダクタンスとで直列共振回路が形成され、低域側に
ピークが生じるという問題がある。この低域ピーク（周
波数応答）は、回路設計により見かけ上つぶすことはで
きるが、低域ピークの原因となる直列共振回路自体が消
滅するわけではなく、その共振周波数（低域ピーク点）
付近の過度応答が劣化しやすい（この過度応答の聴感上
の影響は、使用するスピーカシステムの特性により変わ
る）。

【０００９】また、結合トランスの一次側が、低域でイ
ンピーダンスが大きくなる結合キャパシタを介してドラ
イブされるため、低域のエネルギが十分に結合トランス
に伝わらず、聴感上、低域〜中低域の力感（低域ピーク
による量感のことではない）が得にくい傾向となる。

【００１０】一方、前記直接ドライブ方式では、低域で
インピーダンスが大きくなる結合キャパシタを介さずに
結合トランスを直接ドライブするため、低域までエネル
ギが十分に結合トランスに伝り、聴感上、力強い低域〜
中低域が得られる。

【００１１】しかし、直接ドライブ方式では結合トラン
スの一次巻線に前段真空管のプレート電流が流れるの
で、結合トランスの磁気回路に直流磁気飽和を防ぐため
のギャップを設ける必要が出てくる。

【００１２】磁気回路にギャップを設けると磁気回路の
磁気抵抗が大きくなるので、大型の磁気回路を採用して
も一次インダクタンスを確保しにくくなる。一次インダ
クタンスが小さいままだと結合トランスを含む増幅器の
低域周波数応答が劣化するので、ある程度以上の一次イ
ンダクタンスは必要である。（トランスの低域周波数応
答は一次インダクタンスのみならず駆動源のインピーダ
ンスによっても変わる。ここでは駆動源インピーダンス
は一定で考える。）そうすると、一次インダクタンスを
稼ぐために結合トランスの一次巻線のターン数が増え、
結合トランスの高域周波数応答が劣化しやすくなる。

【００１３】直接ドライブ方式で結合トランスの一次巻
線のターン数をあまり増やさずにある程度以上の一次イ
ンダクタンスを得ようとすると、ギャップによる磁気抵
抗低下分をある程度キャンセルできるような大きな断面
積の磁気回路が必要となり、結合トランスのサイズがか
なり大型化してしまう。

【００１４】すなわち、直接ドライブ方式でクラーフ方
式並の広帯域周波数応答特性を得ようとすると、高域特
性確保のために高度な巻線技術が要求されるのみなら
ず、結合トランス自体のサイズがかなり大型化し重量も
相当に増えてしまう。

【００１５】この発明の目的は、トランス結合増幅装置
における結合トランス（ドライブトランス）の磁気回路
コアの直流磁化状態をコントロールすることにより、磁
気回路コアを大型化せずとも周波数応答などの増幅器特
性を改善できるトランス結合増幅装置を提供することで
ある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第１の発明に係るトランス結合増幅装置（図１、図
２、図１１参照）は、磁気回路コア（ＭＣ）に一次巻線
（Ｗ１）、二次巻線（Ｗ２）、および三次巻線（Ｗ３）
を施したドライブトランス（２０）と；ドライブ段直流
電流（ｉ１０）が重畳された交流ドライブ信号を前記ド
ライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流すドラ
イブ信号源（１０）と；前記ドライブトランス（２０）
の一次巻線（Ｗ１）に流された交流ドライブ信号に対応
した交流信号を前記ドライブトランス（２０）の二次巻
線（Ｗ２）から取り出し、この二次巻線交流信号を増幅
する出力手段（３０）と；前記ドライブトランス（２
０）の磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化の程度が変わる
ように、前記ドライブトランス（２０）の三次巻線（Ｗ
３）へ所定の磁化制御電流（ｉ３０）を提供する直流磁
化量制御手段（５０）とを備えている。

【００１７】この増幅装置において、所定の状態（コア
ＭＣの直流磁化キャンセル状態、あるいは所定の周波数
特性・歪み特性が得られる状態）が得られるように、前
記ドライブ段直流電流（ｉ１０）による前記ドライブト
ランス（２０）の磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化状態
が、前記磁化制御電流（ｉ３０）により変更できるよう
に構成される。

【００１８】また、上記目的を達成するために、第２の
発明に係るトランス結合増幅装置（図１、図２、図１
１、図３〜図７参照）は、磁気回路コア（ＭＣ）に一次
巻線（Ｗ１）、二次巻線（Ｗ２）、および三次巻線（Ｗ
３）を施したドライブトランス（２０）と；ドライブ段
直流電流（ｉ１０）が重畳された交流ドライブ信号を前
記ドライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流す
ドライブ信号源（１０）と；前記ドライブトランス（２
０）の一次巻線（Ｗ１）に流された交流ドライブ信号に
対応した交流信号を前記ドライブトランス（２０）の二
次巻線（Ｗ２）から取り出し、この二次巻線交流信号を
増幅する出力手段（３０）と；前記ドライブトランス
（２０）の磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化の程度が変
わるように前記ドライブトランス（２０）の三次巻線
（Ｗ３）へ所定の磁化制御電流（ｉ３０）を提供するも
のであって、所定の内部インピーダンス（ＶＲ５０Ａま
たはＶＲ５０Ｂ）を持つ直流磁化量制御手段（５０；５
０Ａ／５０Ｂ）とを備えている。

【００１９】この増幅装置において、前記ドライブトラ
ンス（２０）の磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化の程度
が減少される状態（直流磁化キャンセル状態）となるよ
うに、前記ドライブトランス（２０）の三次巻線（Ｗ
３）へ前記磁化制御電流（ｉ３０）が流されるととも
に、前記ドライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）
から二次巻線（Ｗ２）までの周波数応答特性を含む増幅
器特性（全体としての周波数特性・歪み特性）が所定の
特性（図３〜図７参照；電源インピーダンスの大きな定
電流源からｉ３０を取り出すと磁化打消のない場合より
低域周波数特性が伸びる；電源インピーダンスの比較的
小さな定電圧源からｉ３０を取り出すと全体のレベルは
下がるがフラットな周波数応答レンジが広くなる、つま
り周波数特性改善効果が負帰還・ＮＦＢに依らずに得ら
れる）となるように、前記ドライブトランス（２０）の
三次巻線（Ｗ３）へ流れる前記磁化制御電流（ｉ３０）
の大きさおよび前記直流磁化量制御手段（５０；５０Ａ
／５０Ｂ）の内部インピーダンス（ＶＲ５０ＡまたはＶ
Ｒ５０Ｂ）が選択される。

【００２０】また、上記目的を達成するために、第３の
発明に係るトランス結合増幅装置（図９、図１０のＰＰ
回路および図１２、図１３のＳＥＰＰ回路参照）は、磁
気回路コア（ＭＣ）に一次巻線（Ｗ１）、第１二次巻線
（Ｗ２Ａ）、第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）、および三次巻線
（Ｗ３）を施したドライブトランス（２０）と；ドライ
ブ段直流電流（ｉ１０）が重畳された交流ドライブ信号
を前記ドライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に
流すドライブ信号源（１０）と；前記ドライブトランス
（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流された交流ドライブ信
号に対応した第１交流信号を前記ドライブトランス（２
０）の第１二次巻線（Ｗ２Ａ）から取り出し、この第１
交流信号を増幅する第１出力手段（３０Ａ）と；前記ド
ライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流された
交流ドライブ信号に対応するものであって前記第１交流
信号に対して逆位相の第２交流信号を前記ドライブトラ
ンス（２０）の第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）から取り出し、
この第２交流信号を増幅する第２出力手段（３０Ｂ）
と；前記第１交流信号を増幅した前記第１出力手段（３
０Ａ）の第１出力（ＩｐＡ）および前記第２交流信号を
増幅した前記第２出力手段（３０Ｂ）の第２出力（Ｉｐ
Ｂ）を合成して出力する出力合成手段（図９、図１０の
ＰＰ出力トランス４０；図１２、図１３のＳＥＰＰ回
路）と；前記ドライブトランス（２０）の磁気回路コア
（ＭＣ）の直流磁化の程度が変わるように、前記ドライ
ブトランス（２０）の三次巻線（Ｗ３）へ所定の磁化制
御電流（ｉ３０）を提供する直流磁化量制御手段（５
０）とを備えている。

【００２１】この増幅装置において、所定の状態（コア
ＭＣの直流磁化キャンセル状態、あるいは所定の周波数
特性・歪み特性が得られる状態）が得られるように、前
記ドライブ段直流電流（ｉ１０）による前記ドライブト
ランス（２０）の磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化状態
は前記磁化制御電流（ｉ３０）により変更できるように
構成される。

【００２２】また、上記目的を達成するために、第４の
発明に係るトランス結合増幅装置（図９、図１０のＰＰ
回路および図１２、図１３のＳＥＰＰ回路；図３〜図７
参照）は、磁気回路コア（ＭＣ）に一次巻線（Ｗ１）、
第１二次巻線（Ｗ２Ａ）、第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）、お
よび三次巻線（Ｗ３）を施したドライブトランス（２
０）と；ドライブ段直流電流（ｉ１０）が重畳された交
流ドライブ信号を前記ドライブトランス（２０）の一次
巻線（Ｗ１）に流すドライブ信号源（１０）と；前記ド
ライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流された
交流ドライブ信号に対応した第１交流信号を前記ドライ
ブトランス（２０）の第１二次巻線（Ｗ２Ａ）から取り
出し、この第１交流信号を増幅する第１出力手段（３０
Ａ）と；前記ドライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ
１）に流された交流ドライブ信号に対応するものであっ
て前記第１交流信号に対して逆位相の第２交流信号を前
記ドライブトランス（２０）の第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）
から取り出し、この第２交流信号を増幅する第２出力手
段（３０Ｂ）と；前記第１交流信号を増幅した前記第１
出力手段（３０Ａ）の第１出力（ＩｐＡ）および前記第
２交流信号を増幅した前記第２出力手段（３０Ｂ）の第
２出力（ＩｐＢ）を合成して出力する出力合成手段（図
９、図１０のＰＰ出力トランス４０；図１２、図１３の
ＳＥＰＰ回路）と；前記ドライブトランス（２０）の磁
気回路コア（ＭＣ）の直流磁化の程度が変わるように、
前記ドライブトランス（２０）の三次巻線（Ｗ３）へ所
定の磁化制御電流（ｉ３０）を提供する直流磁化量制御
手段（５０）とを備えている。

【００２３】この増幅装置において、前記ドライブトラ
ンス（２０）の磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化の程度
が減少される状態（直流磁化キャンセル状態）となるよ
うに、前記ドライブトランス（２０）の三次巻線（Ｗ
３）へ前記磁化制御電流（ｉ３０）が流されるととも
に、前記ドライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）
から二次巻線（Ｗ２）までの周波数応答特性を含む増幅
器特性（全体としての周波数特性・歪み特性）が所定の
特性（図３〜図７参照；電源インピーダンスの大きな定
電流源からｉ３０を取り出すと磁化打消のない場合より
低域ｆ特が伸びる；電源インピーダンスの比較的小さな
定電圧源からｉ３０を取り出すと全体のレベルは下がる
が応答フラットなｆレンジが広くなる）となるように、
前記ドライブトランス（２０）の三次巻線（Ｗ３）へ流
れる前記磁化制御電流（ｉ３０）の大きさおよび前記直
流磁化量制御手段（５０；５０Ａ／５０Ｂ）の内部イン
ピーダンス（ＶＲ５０ＡまたはＶＲ５０Ｂ）が選択され
る。

【００２４】また、上記目的を達成するために、第５の
発明に係るトランス結合増幅装置（図１、図８）は、磁
気回路コア（ＭＣ）に一次巻線（Ｗ１）、二次巻線（Ｗ
２）、および三次巻線（Ｗ３）を施したドライブトラン
ス（２０）と；ドライブ段直流電流（ｉ１０）が重畳さ
れた交流ドライブ信号を前記ドライブトランス（２０）
の一次巻線（Ｗ１）に流すドライブ信号源（１０）と；
前記ドライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流
された交流ドライブ信号に対応した交流信号を前記ドラ
イブトランス（２０）の二次巻線（Ｗ２）から取り出
し、この二次巻線交流信号を増幅する出力手段（３０）
と；前記ドライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）
に流された前記ドライブ段直流電流（ｉ１０）による前
記磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化の程度が軽減される
方向に、前記ドライブトランス（２０）の二次巻線（Ｗ
２）を介して前記出力手段（３０）へ直流バイアス電流
（ｉ２０）を供給するバイアス手段（６０）と；前記ド
ライブトランス（２０）の磁気回路コア（ＭＣ）の直流
磁化の程度が変わるように、前記ドライブトランス（２
０）の三次巻線（Ｗ３）へ所定の磁化制御電流（ｉ３
０）を提供する直流磁化量制御手段（５０）とを備えて
いる。

【００２５】この増幅装置において、所定の状態（コア
ＭＣの直流磁化キャンセル状態、あるいは所定の周波数
特性・歪み特性が得られる状態）が得られるように、前
記ドライブ段直流電流（ｉ１０）および前記直流バイア
ス電流（ｉ２０）による前記ドライブトランス（２０）
の磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化状態は、前記磁化制
御電流（ｉ３０）により変更できるように構成される。

【００２６】具体的には、ドライブ段直流電流（ｉ１
０）による磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化を直流バイ
アス電流（出力管３０のグリッド電流ｉ２０）で低減さ
せてなお残る磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化状態が、
磁化制御電流（制御巻線電流ｉ３０）で打ち消されある
いは調整できるように構成される。

【００２７】また、上記目的を達成するために、第６の
発明に係るトランス結合増幅装置（図１、図８、図７参
照）は、磁気回路コア（ＭＣ）に一次巻線（Ｗ１）、二
次巻線（Ｗ２）、および三次巻線（Ｗ３）を施したドラ
イブトランス（２０）と；ドライブ段直流電流（ｉ１
０）が重畳された交流ドライブ信号を前記ドライブトラ
ンス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流すドライブ信号源
（１０）と；前記ドライブトランス（２０）の一次巻線
（Ｗ１）に流された交流ドライブ信号に対応した交流信
号を前記ドライブトランス（２０）の二次巻線（Ｗ２）
から取り出し、この二次巻線交流信号を増幅する出力手
段（３０）と；前記ドライブトランス（２０）の一次巻
線（Ｗ１）に流された前記ドライブ段直流電流（ｉ１
０）による前記磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化の程度
が軽減される方向に、前記ドライブトランス（２０）の
二次巻線（Ｗ２）を介して前記出力手段（３０）へ直流
バイアス電流（ｉ２０）を供給するバイアス手段（６
０）と；前記ドライブトランス（２０）の磁気回路コア
（ＭＣ）の直流磁化の程度が変わるように、前記ドライ
ブトランス（２０）の三次巻線（Ｗ３）へ所定の磁化制
御電流（ｉ３０）を提供する直流磁化量制御手段（５
０）とを備えている。

【００２８】この増幅装置において、前記ドライブトラ
ンス（２０）の一次巻線（Ｗ１）から二次巻線（Ｗ２）
までの周波数応答特性を含む増幅器特性（全体としての
周波数特性・歪み特性）が所定の特性（図３〜図７参
照；電源インピーダンスの大きな定電流源からｉ３０を
取り出すと磁化打消のない場合より低域ｆ特が伸びる；
電源インピーダンスの比較的小さな定電圧源からｉ３０
を取り出すと全体のレベルは下がるが応答フラットなｆ
レンジが広くなる）となるように、前記ドライブトラン
ス（２０）の三次巻線（Ｗ３）へ流れる前記磁化制御電
流（ｉ３０）の大きさおよび前記直流磁化量制御手段
（５０；５０Ａ／５０Ｂ）の内部インピーダンス（ＶＲ
５０ＡまたはＶＲ５０Ｂ）が選択される。

【００２９】また、上記目的を達成するために、第７の
発明に係るトランス結合増幅装置（図１０参照）は、磁
気回路コア（ＭＣ）に一次巻線（Ｗ１）、第１二次巻線
（Ｗ２Ａ）、第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）、および三次巻線
（Ｗ３）を施したドライブトランス（２０）と；ドライ
ブ段直流電流（ｉ１０）が重畳された交流ドライブ信号
を前記ドライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に
流すドライブ信号源（１０）と；前記ドライブトランス
（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流された交流ドライブ信
号に対応した第１交流信号を前記ドライブトランス（２
０）の第１二次巻線（Ｗ２Ａ）から取り出し、この第１
交流信号を増幅する第１出力手段（３０Ａ）と；前記ド
ライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流された
交流ドライブ信号に対応するものであって前記第１交流
信号に対して逆位相の第２交流信号を前記ドライブトラ
ンス（２０）の第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）から取り出し、
この第２交流信号を増幅する第２出力手段（３０Ｂ）
と；前記第１交流信号を増幅した前記第１出力手段（３
０Ａ）の第１出力（ＩｐＡ）および前記第２交流信号を
増幅した前記第２出力手段（３０Ｂ）の第２出力（Ｉｐ
Ｂ）を合成して出力する出力合成手段（図１０のＰＰ出
力トランス４０あるいは図１２、図１３のＳＥＰＰ回
路）と；前記ドライブトランス（２０）の第１二次巻線
（Ｗ２Ａ）を介して前記第１出力手段（３０Ａ）へ第１
直流バイアス電流（ｉ２０Ａ）を供給するとともに、前
記ドライブトランス（２０）の第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）
を介して前記第２出力手段（３０Ｂ）へ第２直流バイア
ス電流（ｉ２０Ｂ）を供給するバイアス手段（６０）
と；前記ドライブトランス（２０）の磁気回路コア（Ｍ
Ｃ）の直流磁化の程度が変わるように、前記ドライブト
ランス（２０）の三次巻線（Ｗ３）へ所定の磁化制御電
流（ｉ３０）を提供する直流磁化量制御手段（５０）と
を備えている。

【００３０】この増幅装置において、所定の状態（コア
ＭＣの直流磁化キャンセル状態、あるいは所定の周波数
特性・歪み特性が得られる状態）が得られるように、前
記ドライブ段直流電流（ｉ１０）による前記ドライブト
ランス（２０）の磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化状態
が前記磁化制御電流（ｉ３０）により変更できるように
構成される。

【００３１】具体的には、第１出力管（３０Ａ）のグリ
ッド電流（ｉ２０Ａ）による磁気回路コア（ＭＣ）の磁
化を第２出力管（３０Ｂ）のグリッド電流（ｉ２０Ｂ）
で打ち消してもなお残るところのドライブ段直流電流
（ｉ１０）による磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化は、
磁化制御電流（制御巻線電流ｉ３０）で打ち消される。
また、上記目的を達成するために、第８の発明に係るト
ランス結合増幅装置（図１０、図３〜図７）は、磁気回
路コア（ＭＣ）に一次巻線（Ｗ１）、第１二次巻線（Ｗ
２Ａ）、第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）、および三次巻線（Ｗ
３）を施したドライブトランス（２０）と；ドライブ段
直流電流（ｉ１０）が重畳された交流ドライブ信号を前
記ドライブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流す
ドライブ信号源（１０）と；前記ドライブトランス（２
０）の一次巻線（Ｗ１）に流された交流ドライブ信号に
対応した第１交流信号を前記ドライブトランス（２０）
の第１二次巻線（Ｗ２Ａ）から取り出し、この第１交流
信号を増幅する第１出力手段（３０Ａ）と；前記ドライ
ブトランス（２０）の一次巻線（Ｗ１）に流された交流
ドライブ信号に対応するものであって前記第１交流信号
に対して逆位相の第２交流信号を前記ドライブトランス
（２０）の第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）から取り出し、この
第２交流信号を増幅する第２出力手段（３０Ｂ）と；前
記第１交流信号を増幅した前記第１出力手段（３０Ａ）
の第１出力（ＩｐＡ）および前記第２交流信号を増幅し
た前記第２出力手段（３０Ｂ）の第２出力（ＩｐＢ）を
合成して出力する出力合成手段（図９、図１０のＰＰ出
力トランス４０；図１２、図１３のＳＥＰＰ回路）と；
前記ドライブトランス（２０）の第１二次巻線（Ｗ２
Ａ）を介して前記第１出力手段（３０Ａ）へ第１直流バ
イアス電流（ｉ２０Ａ）を供給するとともに、前記ドラ
イブトランス（２０）の第２二次巻線（Ｗ２Ｂ）を介し
て前記第２出力手段（３０Ｂ）へ第２直流バイアス電流
（ｉ２０Ｂ）を供給するバイアス手段（６０）と；前記
ドライブトランス（２０）の磁気回路コア（ＭＣ）の直
流磁化の程度が変わるように、前記ドライブトランス
（２０）の三次巻線（Ｗ３）へ所定の磁化制御電流（ｉ
３０）を提供する直流磁化量制御手段（５０）とを備え
ている。

【００３２】この増幅装置において、前記ドライブトラ
ンス（２０）の一次巻線（Ｗ１）から二次巻線（Ｗ２）
までの周波数応答特性を含む増幅器特性（全体としての
周波数特性・歪み特性）が所定の特性（図３〜図７参
照；電源インピーダンスの大きな定電流源からｉ３０を
取り出すと磁化打消のない場合より低域ｆ特が伸びる；
電源インピーダンスの比較的小さな定電圧源からｉ３０
を取り出すと全体のレベルは下がるが応答フラットなｆ
レンジが広くなる）となるように、前記ドライブトラン
ス（２０）の三次巻線（Ｗ３）へ流れる前記磁化制御電
流（ｉ３０）の大きさおよび前記直流磁化量制御手段
（５０；５０Ａ／５０Ｂ）の内部インピーダンス（ＶＲ
５０ＡまたはＶＲ５０Ｂ）が選択される。

【００３３】具体的には、第１出力管（３０Ａ）のグリ
ッド電流（ｉ２０Ａ）による磁気回路コア（ＭＣ）の磁
化を第２出力管（３０Ｂ）のグリッド電流（ｉ２０Ｂ）
で打ち消してもなお残るところのドライブ段直流電流
（ｉ１０）による磁気回路コア（ＭＣ）の直流磁化が磁
化制御電流（制御巻線電流ｉ３０）で打ち消されるとと
もに、磁化制御電流（制御巻線電流ｉ３０）の電源イン
ピーダンス（ＶＲ５０ＡまたはＶＲ５０Ｂ）によりドラ
イブトランス（２０）を含む増幅器の周波数応答特性が
調整できるように構成される。

【００３４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の一実施の形態に係るトランス結合増幅装置を説明す
る。なお、複数の図面に渡り機能上共通する部分には共
通の参照符号が用いられている。

【００３５】図１は、この発明の一実施の形態に係るト
ランス結合増幅装置（シングルアンプ）の概要を説明す
る回路図である。

【００３６】直流電流ｉ１０（またはｉ０１）が重畳さ
れる交流ドライブ信号を発生するドライブ信号源１０の
一端は、ドライブトランス（結合トランス）２０の一次
巻線Ｗ１のホット側（黒丸マーク）に接続される。信号
源１０の他端は、ドライバ電源１（またはドライバ電源
２）を介して、ドライブトランス２０のコールド側に接
続される。

【００３７】出力管３０がプラスグリッドバイアス動作
管の場合は、ドライブトランス２０の二次巻線Ｗ２のホ
ット側（黒丸マーク）は正バイアス源ＶＣ＋に接続さ
れ、トランス２０の二次巻線Ｗ２のコールド側は出力管
３０のコントロールグリッドｇに接続される。この場
合、出力管３０のグリッド電流ｉ２０は正バイアス源Ｖ
Ｃ＋から実線矢印方向に流れる。これにより、トランス
２０の一次巻線電流ｉ１０によるトランス２０の磁気回
路コアＭＣの直流磁化の程度は、出力管３０のグリッド
電流ｉ２０により低減されあるいは打ち消される。

【００３８】なお、トランス２０の一次側が電源２に接
続され、一次巻線電流ｉ０１が破線矢印の方向に流れる
ときは、トランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化を
低減しあるいは打ち消すために、トランス２０の二次側
電流ｉ０２が破線矢印の方向に流れるように、トランス
２０の二次配線が破線のように変更される。

【００３９】出力管３０がマイナスグリッドバイアス動
作管の場合は、ドライブトランス２０の二次巻線Ｗ２の
ホット側（黒丸マーク）は負バイアス源ＶＣーに接続さ
れ、トランス２０の二次巻線Ｗ２のコールド側は出力管
３０のコントロールグリッドｇに接続される。この場
合、出力管３０が正常ならそのグリッド電流は流れな
い。このため、トランス２０の一次巻線電流ｉ１０によ
るトランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化は、その
まま残る。

【００４０】なお、トランス２０の二次巻線接続を実線
のように行ったとき（逆相接続）は、トランス２０を通
過したドライブ信号源１０の交流成分は、位相反転され
て出力管３０のグリッドｇに伝送される。一方、トラン
ス２０の二次巻線接続を破線のように行ったとき（同相
接続）は、トランス２０を通過したドライブ信号源１０
の交流成分は、同相のまま出力管３０のグリッドｇに伝
送される。

【００４１】ドライブ信号源１０が出力管３０と逆相の
二次歪みを発生する場合は、上記同相接続により出力管
３０の二次歪みの打ち消し（低減）作用が得られる。ド
ライブ信号源１０が出力管３０と同相の二次歪みを発生
する場合は、上記逆相接続により出力管３０の二次歪み
の打ち消し（低減）作用が得られる。

【００４２】出力管３０のプレートｐは負荷４０を介し
て出力管電源ＶＢ＋のプラス側に接続され、そのカソー
ドｋは出力管電源ＶＢ＋のマイナス側に接続される。

【００４３】図１のドライブトランス２０はさらに、磁
気回路コアＭＣの直流磁化状態をコントロールするため
の三次巻線、すなわち磁化制御巻線Ｗ３を備えている。

【００４４】磁化制御巻線Ｗ３のホット側（黒丸マー
ク）は直流磁化量制御電源５０のプラス側に接続され、
巻線Ｗ３のコールド側は電源５０のマイナス側に接続さ
れる。これにより、巻線Ｗ３には、実線矢印の電流ｉ３
０が流れる。このようにすると、一次巻線電流ｉ１０に
よるコアＭＣの直流磁化を、磁化制御巻線電流ｉ３０に
よって、低減あるいは打ち消すことができる。

【００４５】一次巻線電流ｉ１０（実線矢印）によるコ
アＭＣの直流磁化（１）よりも二次巻線電流ｉ２０（実
線矢印）によるコアＭＣの直流磁化（２）の方が強大な
場合（たとえば巻線Ｗ１および巻線Ｗ２のターン数が同
じであり、一次電流ｉ１０が１０ｍＡのときに二次電流
ｉ２０が２０ｍＡ流れるとき）は、コアＭＣの直流磁化
を低減あるいは打ち消すために、磁化制御巻線Ｗ３へ破
線矢印の磁化制御巻線電流ｉ０３を流せばよい（たとえ
ば巻線Ｗ１、巻線Ｗ２および巻線Ｗ３のターン数が同じ
であり、一次電流ｉ１０が１０ｍＡであり、二次電流ｉ
２０が２０ｍＡであるときは、磁化制御巻線電流ｉ０３
を１０ｍＡ流せばよい。）なお、磁化制御巻線Ｗ３に接
続される直流磁化量制御電源５０の内部インピーダンス
は、トランス２０を介してドライブ信号源１０に対する
負荷になる。この負荷の重さ（負荷インピーダンスの大
小）によってトランス２０の二次巻線出力電圧の大きさ
およびその二次歪みの大きさが変化する。したがって、
磁化制御巻線Ｗ３に関しては、そこに流れる磁化制御巻
線電流ｉ３０（またはｉ０３）の大きさおよび方向のみ
ならず、直流磁化量制御電源５０の内部インピーダンス
の大小も大きな意味を持つようになる。

【００４６】直流磁化量制御電源５０の内部インピーダ
ンスを比較的小さく（たとえば数ｋオーム〜数十ｋオー
ム）設定したい場合は、可変抵抗器（数ｋオーム〜数十
ｋオーム）ＶＲ５０Ａが直列接続された定電圧源５０Ａ
を用いればよい。定電圧源５０Ａの内部インピーダンス
は極めて小さいので、磁化制御巻線Ｗ３に対する負荷イ
ンピーダンスは可変抵抗器ＶＲ５０Ａの値によって決定
される。可変抵抗器ＶＲ５０Ａの値（巻線Ｗ３に対する
負荷インピーダンス）が決定されたあとの磁化制御巻線
電流ｉ３０（またはｉ０３）の大きさは、電圧源５０Ａ
の出力電圧を調整することで、任意に設定できる。

【００４７】一方、直流磁化量制御電源５０の内部イン
ピーダンスを比較的大きく（たとえば数十ｋオーム〜数
百ｋオーム）設定したい場合は、可変抵抗器（数十ｋオ
ーム〜数百ｋオーム）ＶＲ５０Ｂが並列接続された定電
流源５０Ｂを用いればよい（巻線Ｗ３を交流的にオープ
ン状態にしたいときは、並列抵抗ＶＲ５０Ｂを除去す
る）。定電圧源５０Ａの内部インピーダンスは極めて大
きいので、磁化制御巻線Ｗ３に対する負荷インピーダン
スは可変抵抗器ＶＲ５０Ｂの値によって決定される。可
変抵抗器ＶＲ５０Ａの値（巻線Ｗ３に対する負荷インピ
ーダンス）が決定されたあとの磁化制御巻線電流ｉ３０
（またはｉ０３）の大きさは、電流源５０Ｂの出力電流
を調整することで、任意に設定できる。

【００４８】図２は、図１の回路をベースにして、出力
段をセルフバイアス型直熱三極管（米国ウエスタンエレ
クトリック３００Ｂあるいはその相当品）で構成したト
ランス結合増幅装置（シングルアンプ）を示す。ここで
は、ドライブ信号源１０として６Ｌ６ＧＣ型ビーム管の
三極管接続を用い、負荷４０としてシングル用出力トラ
ンスＯＰＴ４０を介したスピーカ（図示せず）を用いて
いる。

【００４９】すなわち、ドライバ管１０の第１グリッド
はグリッド抵抗Ｒｇ１を介して接地され、このグリッド
抵抗Ｒｇ１の両端に外部信号入力が印加される。ドライ
バ管１０のカソードはカソード抵抗Ｒｋ１を介して接地
される。この抵抗Ｒｋ１にはカソードバイパスキャパシ
タＣｋ１が並列接続され、ドライバ管１０のカソードは
交流的に接地される。ドライバ管１０のスクリーングリ
ッドはスクリーン抵抗Ｒｓｇ１を介してドライバ管１０
のプレートに接続され、このプレートはドライバトラン
ス２０の一次巻線Ｗ１を介してドライバ電源１（たとえ
ば＋２７０Ｖ）に接続される。（巻線Ｗ１のコールド側
がドライバ管１０のプレートに繋がる。）ドライバ管１
０の動作バイアスは、カソード抵抗Ｒｋ１を流れるプレ
ート電流およびスクリーングリッド電流の和（トランス
２０の一次電流ｉ１０）による電圧降下で与えられる。

【００５０】ドライバトランス２０の二次巻線Ｗ２のホ
ット側は出力管（３００Ｂ）３０のコントロールグリッ
ドに接続され、この二次巻線Ｗ２のコールド側は接地さ
れる。出力管３０のプレートには、出力トランスＯＰＴ
４０の一次巻線を介して、出力管電源ＶＢ＋（たとえば
＋４５０Ｖ）が印加される。出力トランスＯＰＴ４０の
二次巻線には、４Ω〜１６Ω程度のインピーダンスを持
つスピーカが接続される。出力管３０のフィラメントの
両端にはハムバランサＶＲＦが接続され、ハムバランサ
ＶＲＦの摺動端子はセルフバイアス抵抗Ｒｋ２を介して
接地される。この抵抗Ｒｋ２にはバイパスキャパシタＣ
ｋ２が並列接続され、出力管３０のフィラメントは交流
的に接地される。

【００５１】出力管３０のフィラメントは５Ｖｄｃで直
流点火あるいは５Ｖａｃで交流点火される。交流点火の
場合は、出力トランスＯＰＴ４０の二次側出力にフィラ
メントハムノイズが出やすいので、ハムバランサＶＲＦ
を緻密に調節してハムノイズの最小点にセットする。直
流点火の場合は、ハムバランサＶＲＦを細かく調整しな
くてもハムノイズは少ないが、フィラメント直流点火電
圧５Ｖｃｄにリプルがあるときは、このリプルによる残
留ノイズが最小となるように、ハムバランサＶＲＦを緻
密に調節する。

【００５２】なお、出力管３０の直流点火は、５Ｖｄｃ
の定電圧点火に限定されない。出力管３０のフィラメン
ト電流定格が１.２Ａであれば、このフィラメントを１.
２Ａｄｃで定電流点火してもよい。ただし、定電流点火
の場合、フィラメント抵抗ＶＲＦに分流する電流がたと
えば１００ｍＡあるならば、定電流出力は、この分流分
をフィラメント電流に上乗せした１.３Ａを出力する必
要がある。

【００５３】ドライバトランス２０の三次巻線（磁化制
御巻線）Ｗ３のホット側は接地され、そのコールド側は
可変抵抗器ＶＲ５０Ａを介して定電圧電源５０Ａのプラ
ス端子に接続される。電源５０Ａのマイナス端子は接地
される。

【００５４】以上の構成では、出力管３０のグリッド電
流ｉ２０は定常状態ではゼロとみなせるので、ドライバ
トランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化を電流ｉ２
０で打ち消すことはできない。ドライバ管プレート電流
ｉ１０によるトランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁
化は、三次巻線（磁化制御巻線）Ｗ３に適当な電流ｉ３
０を流すことで、打ち消すことができる。

【００５５】たとえば、トランス２０の巻線Ｗ１，Ｗ
２，Ｗ３の巻数比が１：３：１であり、ドライバ管プレ
ート電流ｉ１０が１４ｍＡである場合、巻線Ｗ３に図２
の矢印方向に１４ｍＡの磁化制御電流ｉ３０を流すこと
で、トランス２０のコアＭＣの直流磁化を打ち消すこと
ができる。電流ｉ３０を１０ｍＡに押さえれば、ドライ
バ管電流（１４ｍＡ）ｉ１０のうちの４ｍＡ分の直流磁
化を意図的に残すことができる。また、電流ｉ３０を２
０ｍＡ流せば、ドライバ管電流（１４ｍＡ）ｉ１０によ
る直流磁化とは逆方向の磁化状態（巻線Ｗ３での６ｍＡ
分）を意図的に作り出すことができる。

【００５６】また、巻線Ｗ３に繋がる負荷インピーダン
スは、抵抗ＶＲ５０Ａにより決定することができる。抵
抗ＶＲ５０Ａをたとえば４.７ｋΩとし巻線Ｗ３の直流
抵抗を２２０Ωとし、巻線Ｗ３へ１０ｍＡの磁化制御電
流ｉ３０を流すとすれば、定電圧電源５０Ａからは＋４
９.２Ｖが出力される。巻線Ｗ３へ２０ｍＡの磁化制御
電流ｉ３０を流すなら、定電圧電源５０Ａには＋９８.
４Ｖの電圧出力が要求される。

【００５７】すなわち、ドライバ管１０に対する所定の
交流負荷の大きさを抵抗ＶＲ５０Ａで与えたあと、この
抵抗ＶＲ５０Ａを介して巻線Ｗ３へ所定の磁化制御電流
（トランスコアの磁化打消電流）ｉ３０が流れるよう
に、電源５０Ａの出力電圧が決定される。

【００５８】あるいは、定電圧電源５０Ａの出力電圧を
たとえば＋５０Ｖに固定し、可変抵抗器ＶＲ５０Ａを２
２８０Ω〜９７８０Ωの間で調整する（この場合、巻線
Ｗ３の直流抵抗２２０Ωを加算すると２.５ｋΩ〜１０
ｋΩの間で抵抗値が変化する）と、磁化制御電流ｉ３０
を２０ｍＡ〜５ｍＡの間で任意に調整できる。

【００５９】この調整方法を取る場合は、磁化制御電流
ｉ３０の大きさと同時にドライバ管１０に対する負荷イ
ンピーダンスの大きさも変わる。したがって、トランス
コアＭＣの直流磁化打ち消し状態の変化とともにドライ
バ管１０に対する負荷インピーダンスの変化によって、
図２の増幅器全体の聴感上の音質変化が生じる。ドライ
バ管１０に対する負荷インピーダンスの変化による音質
変化を避けたい場合は、抵抗ＶＲ５０Ａの値を固定し、
定電圧源５０Ａの出力電圧を変化させればよい。

【００６０】抵抗ＶＲ５０Ａの値、および電流ｉ３０の
大きさは、図２のパワーアンプの完成後、電気的特性
（歪み特性、周波数特性など）の測定結果および試聴結
果により、適宜変更するとよい。

【００６１】たとえばトランス２０の一次巻線直流電流
が２５ｍＡまで許容されている（２５ｍＡまではトラン
スコアＭＣが磁気飽和レベルより小さなレベルに収ま
る）ときに、一次巻線Ｗ１に２５ｍＡのドライバ管電流
ｉ１０を流しているとする。この場合、トランスコアＭ
Ｃの直流磁化を打ち消すために磁化制御電流ｉ３０を２
５ｍＡ流す必要は、必ずしもない。歪率および周波数特
性の最良点と聴感上の最良点とは必ずしも一致せず、磁
化制御電流ｉ３０が３ｍＡ〜３.５ｍＡで十分音質改善
効果が得られる場合もある。

【００６２】なお、図２のシングル回路は、同じマイナ
スバイアス型直熱三極管でも、３００Ｂのように比較的
バイアスの深い出力管に限定されない。バイアス抵抗Ｒ
ｋ２の値を適当に選べば、実働時によりバイアスの深い
大型管（ＤＡ３０、８４５など）を出力管とした場合に
も図２の回路を適用できるし、よりバイアスの浅い出力
管（ＰＸ２５、２１１など）にも適用できる。

【００６３】図３は、図２のトランス結合増幅装置にお
いて、トランス２０の磁化制御巻線Ｗ３を図１の定電流
源５０Ｂで励磁した場合の、巻線Ｗ３励磁電流（直流磁
化制御電流）ｉ３０（または図１のｉ０３）に対する増
幅器の出力電圧（スピーカ端子出力電圧）の関係を説明
するグラフ図である。（図３および図４中、横軸の電流
値にマイナス符号が付いているものは、図１における実
線矢印の電流ｉ３０を示し、プラス符号が付いているも
のは、図１における破線矢印の電流ｉ０３を示してい
る。）図３に示すように、内部インピーダンスの高い定電流源
５０Ｂからの電流ｉ３０でトランスコアの直流磁化を減
らすと、直流磁化状態が殆と打ち消されるｉ３０＝ー１
４ｍＡまでは、電流ｉ３０の増加とともに出力が増大す
る。トランスコアの直流磁化を加勢する方向の電流ｉ０
３を増やして行くと出力は徐々に低下し、コアＭＣが飽
和するような電流（ｉ０３がおよそ１０ｍＡ以上）で出
力の変化が頭打ちになる。

【００６４】図４は、図２のトランス結合増幅装置にお
いて、トランス２０の磁化制御巻線Ｗ３を図１の定電流
源５０Ｂで励磁した場合の、巻線Ｗ３励磁電流（直流磁
化制御電流）に対する増幅器の出力歪みの関係を説明す
るグラフ図である。図４の横軸は図３の横軸に対応して
いる。

【００６５】図３および図４を比較対象して観察する
と、トランス２０のコアＭＣの直流磁化がほぼ打ち消さ
れる電流ｉ３０＝ー１４ｍＡの点で、出力が最大となる
とともに、歪率が極小となる（直流磁化量制御電源５０
が定電流型の場合）。

【００６６】すなわち、直流磁化量制御電源５０を定電
流源５０Ｂで構成（電源の内部インピーダンスが相対的
に高い）すると、増幅器全体としてみた歪率が特に低く
なる領域（歪低減作用顕著領域）ＴＨＤｘが得られる。
（ただし、ドライブ信号源１０の特性によっては、図４
ほど顕著に歪低減効果が観測されないこともあり得る。
この歪低減効果はドライブトランス２０単独で観測され
るものではなく、ドライブ信号源１０の内部インピーダ
ンスおよびその非直線性などにも関係する。）図３およ
び図４のグラフの数値およびカーブの形は、試験される
増幅回路の具体的構成部品および動作点により変化する
が、定性的にいえば、トランス２０のコアの直流磁化打
消点近傍に、歪みおよび出力レベルの最良点（歪低減作
用顕著領域ＴＨＤｘ）が存在する。しかし、意図的にあ
る程度の歪みを発生させたい場合は、トランス２０のコ
アの直流磁化打消点からはずれた電流ｉ３０を採用して
もよい。

【００６７】図５は、図２のトランス結合増幅装置にお
いて、トランス２０の磁化制御巻線Ｗ３を図１の定電圧
源５０Ａで励磁した場合の、巻線Ｗ３励磁電流（直流磁
化制御電流）に対する増幅器の出力電圧の関係を説明す
るグラフ図である。

【００６８】図５に示すように、内部インピーダンスが
相対的に低い定電圧源５０Ａからの電流ｉ３０でトラン
スコアの直流磁化を減らすと、直流磁化状態が減少して
行くｉ３０＝ー１０ｍＡまでは、電流ｉ３０の増加とと
もに出力が増大する。トランスコアの直流磁化を加勢す
る方向の電流ｉ０３を増やして行くと出力は徐々に低下
して行く。

【００６９】図５の例では、試験に用いた定電圧源５０
Ａの最大出力電圧の関係で、直流磁化制御電流（ｉ３０
またはｉ０３）の最大値を１０ｍＡとしている。（抵抗
ＶＲ５０Ａを４.７ｋΩ固定とし巻線Ｗ３の直流抵抗を
２２０Ωとし、定電圧電源５０Ａの連続可変出力電圧が
０Ｖ〜５０Ｖの場合、巻線Ｗ３へ供給できる試験電流ｉ
３０またはｉ０３の最大値はおよそ１０ｍＡとなる。）
しかし、定電圧源５０Ａの最大出力電圧に余裕があれ
ば、１０ｍＡ以上の直流磁化制御電流（ｉ３０またはｉ
０３）を流すこともできる。

【００７０】図６は、図２のトランス結合増幅装置にお
いて、トランス２０の磁化制御巻線Ｗ３を図１の定電圧
源５０Ａで励磁した場合の、巻線Ｗ３励磁電流（直流磁
化制御電流）に対する増幅器の出力歪みの関係を説明す
るグラフ図である。図６の横軸は図５の横軸に対応して
いる。

【００７１】巻線Ｗ３励磁電流を内部インピーダンスが
相対的に低い定電圧源５０Ａから取り出した場合、試験
した電流範囲（ー１０ｍＡ〜＋１０ｍＡ）では図４の歪
低減作用顕著領域ＴＨＤｘを観測することはできなかっ
たが、試験電流をー１５ｍＡ前後まで増やせば図４の領
域ＴＨＤｘような歪低減作用顕著領域が観測される可能
性はある。

【００７２】図４および図６を比較すると、図２の増幅
器を試験アンプとした場合、定電流源５０Ａを用るより
も定電圧源５０Ｂを用いた方が若干低歪になる。そこ
で、図８以降の実施態様ではトランス２０のコアＭＣの
直流磁化打ち消しに定電圧源５０Ｂを採用しているが、
このことは、定電流源５０Ａが使いものにならないとい
う意味ではない。実施形態によっては（たとえば回路構
成および構成部品は同じでも回路動作点を変えると）、
あるいは組み合わせ使用するスピーカシステムによって
は、定電圧源５０Ｂを用るよりも定電流源５０Ａを用い
た方が聴感上よい場合が生じる可能性は否定できない。

【００７３】図７は、図２のトランス結合増幅装置にお
いて、定電圧源５０Ａによりトランス２０の直流磁化を
打ち消した場合の出力電圧周波数応答（太い実線）と、
定電流源５０Ｂによりトランス２０の直流磁化を打ち消
した場合の出力電圧周波数応答（太い破線）と、トラン
ス２０の直流磁化打消を行わない場合の出力電圧周波数
応答（細い実線）とを例示するグラフ図である。この周
波数応答は、ドライバ管１０のグリッド信号入力に対す
るトランス２０の二次巻線Ｗ２の誘導電圧を示してい
る。ここでは、巻線Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３の巻数比が１：
３：１のトランス２０を用いている。

【００７４】トランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁
化がそのまま残っている（ｉ３０＝０の場合）と、磁気
飽和のためにコアＭＣの実効透磁率が激減するからトラ
ンス２０の一次巻線Ｗ１のインダクタンスが大きく低下
し、低域の周波数応答が極めて劣化する。（１ｋＨｚの
電圧応答を０ｄＢとすれば、４０Ｈｚでー１５ｄＢも減
衰している。）一方、トランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化を図
１の定電流源５０Ａにより打ち消す（ｉ３０＝ｉ１０の
場合）と、コアＭＣの磁気飽和がなくるからコアＭＣの
実効透磁率が大きくなり、トランス２０の一次巻線Ｗ１
のインダクタンスが十分確保される。このため低域の周
波数応答が顕著に改善される。（１ｋＨｚの電圧応答を
０ｄＢとすれば、４０Ｈｚでー５ｄＢ程度となり、磁気
飽和打ち消しなしの場合より１０ｄＢも改善されてい
る。）さらに、トランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化を
図１の定電圧源５０Ｂにより打ち消す（ｉ３０＝ｉ１０
の場合）と、コアＭＣの磁気飽和がなくるからコアＭＣ
の実効透磁率が大きくなり、トランス２０の一次巻線Ｗ
１のインダクタンスが十分確保される。また、定電圧源
５０Ｂの比較的低めの内部インピーダンス（たとえばＶ
Ｒ５０Ａ＝１ｋΩ）により巻線Ｗ３がダンプされるの
で、中域（１００Ｈｚ〜１０ｋＨｚ）のレベルは下がる
が、相対的な低域周波数応答はさらに顕著に改善され
る。

【００７５】この低域周波数応答改善効果を具体的に言
えば、１ｋＨｚの電圧応答を０ｄＢとすると、４０Ｈｚ
でー２ｄＢ程度となり、磁気飽和打ち消しなしの場合よ
り１３ｄＢも改善されている。さらに低い周波数の２０
Ｈｚで比較すれば、磁気飽和打ち消しなしが１ｋＨｚに
対してー２２ｄＢ落ちているのに対して、定電圧源５０
Ｂ／内部インピーダンス１ｋΩで磁気飽和打ち消しが行
われると１ｋＨｚに対してー５ｄＢの低下で済んでい
る。

【００７６】なお、定電圧源５０Ａを利用してトランス
２０のコアＭＣの直流磁化を打ち消した場合の高域上昇
（図７の破線の１０ｋＨｚ以上）は、トランス２０の二
次巻線Ｗ２とパラレルに、数１０ｋΩ〜数１００ｋΩの
ターミネート抵抗（図示せず）を挿入すれば、押さえる
ことができる。

【００７７】図８は、図１の回路をベースにして、出力
段を固定プラスバイアス型直熱三極管（定常状態でトラ
ンス２０の直流磁化を打ち消す方向にグリッド電流が流
れる）で構成したトランス結合増幅装置（シングルアン
プ）を示す。

【００７８】図２のシングルアンプでは、出力管（３０
０Ｂ）がバイアスの深いマイナスバイアス管であるた
め、巻線Ｗ２の巻数比が大きなトランス２０を採用して
いる（巻線Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３の巻数比は１：３：１）。

【００７９】これに対し、図８のシングルアンプでは出
力管（ＤＥＴ２５）がバイアスの比較的浅いプラスバイ
アス管であるため、巻線Ｗ２の巻数比が小さなトランス
２０を採用している（巻線Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３の巻数比は
１：０.５〜１.５：１程度、たとえば１：１：１）。

【００８０】図８において、ドライバ管１０の第１グリ
ッドはグリッド抵抗Ｒｇ１を介して接地され、このグリ
ッド抵抗Ｒｇ１の両端に外部信号入力が印加される。ド
ライバ管１０のカソードはカソード抵抗Ｒｋ１を介して
接地される。この抵抗Ｒｋ１にはカソーバイパスキャパ
シタＣｋ１が並列接続され、ドライバ管１０のカソード
は交流的に接地される。ドライバ管１０のスクリーング
リッドはスクリーン抵抗Ｒｓｇ１を介してドライバ管１
０のプレートに接続され、このプレートはドライバトラ
ンス２０の一次巻線Ｗ１を介してドライバ電源１（たと
えば＋２７０Ｖ）に接続される。（巻線Ｗ１のコールド
側がドライバ管１０のプレートに繋がる。）ドライバ管
１０の動作バイアスは、カソード抵抗Ｒｋ１を流れるプ
レート電流およびスクリーングリッド電流の和（トラン
ス２０の一次電流ｉ１０）による電圧降下で与えられ
る。

【００８１】図８の出力管（ＤＥＴ２５）３０は、マイ
ナスバイアス管（３００Ｂなど）と異なりパワードライ
ブが必要なので、ここでは、ドライバ管１０のプレート
電流ｉ１０を図２の場合よりも多めに流している（たと
えばｉ１０＝１５ｍＡ）。

【００８２】ドライバトランス２０の二次巻線Ｗ２のホ
ット側は出力管（ＤＥＴ２５）３０のコントロールグリ
ッドに接続される。この二次巻線Ｗ２のコールド側は、
抵抗Ｒｂ（３ｋΩ程度）を介して定電圧源６０のプラス
端子に接続される。定電圧源６０のマイナス端子は接地
される。ここで、出力管（ＤＥＴ２５）３０のグリッド
電流（トランス２０の二次巻線電流ｉ２０）が、たとえ
ば１０ｍＡ流れるように、電源６０の出力電圧が設定さ
れる（数十Ｖのオーダー）。

【００８３】出力管３０のプレートには、出力トランス
ＯＰＴ４０の一次巻線を介して、出力管電源ＶＢ＋（た
とえば＋４５０Ｖ）が印加される。出力トランスＯＰＴ
４０の二次巻線には、４Ω〜１６Ω程度のインピーダン
スを持つスピーカが接続される。出力管３０のフィラメ
ントの両端にはハムバランサＶＲＦが接続され、ハムバ
ランサＶＲＦの摺動端子は接地される。

【００８４】出力管３０のフィラメントは７.５Ｖｄｃ
で直流点火あるいは７.５Ｖａｃで交流点火される。交
流点火の場合は、出力トランスＯＰＴ４０の二次側出力
にフィラメントハムノイズが出やすいので、ハムバラン
サＶＲＦを緻密に調節してハムノイズの最小点にセット
する。直流点火の場合は、ハムバランサＶＲＦを細かく
調整しなくてもハムノイズは少ないが、フィラメント直
流点火電圧７.５Ｖｃｄにリプルがあるときは、このリ
プルによる残留ノイズが最小となるように、ハムバラン
サＶＲＦを緻密に調節する。

【００８５】なお、出力管３０の直流点火は、７.５Ｖ
ｄｃの定電圧点火に限定されない。出力管３０のフィラ
メントをその定格電流で定電流点火してもよい。

【００８６】ドライバトランス２０の三次巻線（磁化制
御巻線）Ｗ３のホット側は接地され、そのコールド側は
可変抵抗器ＶＲ５０Ａを介して定電圧電源５０Ａのプラ
ス端子に接続される。電源５０Ａのマイナス端子は接地
される。

【００８７】以上の構成では、ドライバ管１０のプレー
ト電流ｉ１０を１５ｍＡとし、出力管３０のグリッド電
流ｉ２０が定常状態で１０ｍＡと想定したので、ドライ
バトランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化を電流ｉ
２０で完全に打ち消すことはできない。しかし、ドライ
バ管プレート電流ｉ１０および出力管グリッド電流ｉ２
０によるトランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化
は、三次巻線（磁化制御巻線）Ｗ３に適当な電流ｉ３０
を流すことで、打ち消すことができる。

【００８８】すなわち、トランス２０の巻線Ｗ１，Ｗ
２，Ｗ３の巻数比が１：１：１であり、ドライバ管プレ
ート電流ｉ１０が１５ｍＡであり、出力管グリッド電流
ｉ２０が１０ｍＡである場合、巻線Ｗ３に図２の矢印方
向に５ｍＡの磁化制御電流ｉ３０を流すことで、トラン
ス２０のコアＭＣの直流磁化を打ち消すことができる。
電流ｉ３０を２ｍＡに押さえれば、ドライバ管電流（１
５ｍＡ）ｉ１０と出力管グリッド電流（１０ｍＡ）ｉ２
０との差分（５ｍＡ）のうちの３ｍＡ分の直流磁化を、
意図的に残すことができる。また、電流ｉ３０を１０ｍ
Ａ流せば、ドライバ管電流（１５ｍＡ）ｉ１０による直
流磁化とは逆方向の磁化状態（全体での５ｍＡ分）を意
図的に作り出すことができる。

【００８９】図８の構成では、出力管（ＤＥＴ２５）３
０にグリッド電流を流しているので、その入力インピー
ダンスは比較的小さい。図８の抵抗Ｒｂは、この入力イ
ンピーダンスを多少変更する（増加させる）ときに利用
できるが、過大なグリッド電流が流れるのを抑える作用
も持つ。

【００９０】また、巻線Ｗ３に繋がる負荷インピーダン
スは、抵抗ＶＲ５０Ａにより決定することができる。す
なわち、ドライバ管１０に対する所定の交流負荷の大き
さを抵抗ＶＲ５０Ａで与えたあと、この抵抗ＶＲ５０Ａ
を介して巻線Ｗ３へ所定の磁化制御電流（トランスコア
の磁化打消電流）ｉ３０が流れるように、電源５０Ａの
出力電圧が決定される。

【００９１】あるいは、定電圧電源５０Ａの出力電圧を
たとえば＋５０Ｖに固定し、可変抵抗器ＶＲ５０Ａを２
２８０Ω〜９７８０Ωの間で調整する（この場合、巻線
Ｗ３の直流抵抗２２０Ωを加算すると２.５ｋΩ〜１０
ｋΩの間で抵抗値が変化する）と、磁化制御電流ｉ３０
を２０ｍＡ〜５ｍＡの間で任意に調整できる。

【００９２】この調整方法を取る場合は、磁化制御電流
ｉ３０の大きさと同時にドライバ管１０に対する負荷イ
ンピーダンスの大きさも変わる。したがって、トランス
コアＭＣの直流磁化打ち消し状態の変化とともにドライ
バ管１０に対する負荷インピーダンスの変化によって、
図８の増幅器全体の聴感上の音質変化が生じる。ドライ
バ管１０に対する負荷インピーダンスの変化による音質
変化を避けたい場合は、抵抗ＶＲ５０Ａの値を固定し、
定電圧源５０Ａの出力電圧を変化させればよい。

【００９３】なお、抵抗Ｒｂを含む出力管（ＤＥＴ２
５）３０のグリッド入力インピーダンスもドライバ管１
０の負荷になるので、抵抗ＶＲ５０Ａを変化させた場合
の音質変化傾向は、必ずしも図２の場合と同じになると
は限らない。

【００９４】いずれにせよ、抵抗Ｒｂの値、定電圧電源
６０の出力電圧値、抵抗ＶＲ５０Ａの値、および電流ｉ
３０の大きさは、図８のパワーアンプの完成後、電気的
特性（歪み特性、周波数特性など）の測定結果および試
聴結果により、適宜変更するとよい。

【００９５】また、図８のシングル回路（インプットト
ランス反転結合シングル回路）の出力管はＤＥＴ２５に
限定されない。出力管電源ＶＢ＋の電圧および＋バイア
ス電源６０の出力電圧を適当に選べば、高μ高内部抵抗
ｒｐの別種送信管（ＲＣＡ８３０など）を使用すること
もできる。

【００９６】図９は、図１の回路をベースにして、出力
段をセルフバイアス型直熱三極管（米国ウエスタンエレ
クトリック３００Ｂあるいはその相当品）で構成したト
ランス結合増幅装置（プッシュプルアンプ）を示す。こ
こでは、ドライブ信号源１０として６Ｌ６ＧＣ型ビーム
管の三極管接続を用い、負荷４０としてプッシュプル用
出力トランスＯＰＴ４０ＰＰを介したスピーカ（図示せ
ず）を用いている。

【００９７】すなわち、ドライバ管１０の第１グリッド
はグリッド抵抗Ｒｇ１を介して接地され、このグリッド
抵抗Ｒｇ１の両端に外部信号入力が印加される。ドライ
バ管１０のカソードはカソード抵抗Ｒｋ１を介して接地
される。この抵抗Ｒｋ１にはカソードバイパスキャパシ
タＣｋ１が並列接続され、ドライバ管１０のカソードは
交流的に接地される。ドライバ管１０のスクリーングリ
ッドはスクリーン抵抗Ｒｓｇ１を介してドライバ管１０
のプレートに接続され、このプレートはドライバトラン
ス２０の一次巻線Ｗ１を介してドライバ電源１（＋２７
０Ｖ）に接続される。

【００９８】ドライバトランス２０の第１二次巻線Ｗ２
Ａのホット側は第１出力管３０Ａのコントロールグリッ
ドに接続され、第１二次巻線Ｗ２Ａのコールド側は接地
される。ドライバトランス２０の第２二次巻線Ｗ２Ｂの
ホット側は第２出力管３０Ｂのコントロールグリッドに
接続され、第２二次巻線Ｗ２Ｂのコールド側は接地され
る。この巻線接続により、第１出力管３０Ａのグリッド
信号と第２出力管３０Ｂのグリッド信号とを互いに逆相
にできる。すなわち、トランス２０により、出力管プッ
シュプル駆動信号の位相反転が行われる。

【００９９】第１出力管３０Ａのプレートは出力トラン
スＯＰＴ４０ＰＰの一次巻線の端子Ｐａに接続され、第
２出力管３０Ｂのプレートは出力トランスＯＰＴ４０Ｐ
Ｐの一次巻線の端子Ｐｂに接続される。出力トランスＯ
ＰＴ４０ＰＰの中点端子Ｂは、出力管電源ＶＢ＋（＋４
５０Ｖ）に接続される。

【０１００】出力トランスＯＰＴ４０ＰＰの二次巻線に
は、４Ω〜１６Ω程度のインピーダンスを持つスピーカ
が接続される。プッシュプル用のペア出力管３０Ａおよ
び３０Ｂのフィラメントの両端にはハムバランサＶＲＦ
が接続され、ハムバランサＶＲＦの摺動端子はセルフバ
イアス抵抗Ｒｋ２を介して接地される。この抵抗Ｒｋ２
にはバイパスキャパシタＣｋ２が並列接続され、出力管
３０Ａおよび３０Ｂのフィラメントは交流的に接地され
る。

【０１０１】出力管３０Ａおよび３０Ｂのフィラメント
は５Ｖｄｃで直流点火あるいは５Ｖａｃで交流点火され
る。プッシュプルアンプでは出力管３０Ａのフィラメン
トハム成分を出力管３０Ｂのフィラメントハム成分で打
ち消すことができるので、交流点火でもハムバランサＶ
ＲＦの微調整により実用上ノーハムに追い込むことがで
きる。

【０１０２】とはいえ、プッシュプルアンプであって
も、フィラメントを直流点火した方が残留ノイズを小さ
くできる。その際、出力管３０Ａおよび３０Ｂの直流点
火は、定電圧点火に限定されない。並列接続された２本
の出力管３０のフィラメントをその定格電流の２倍の電
流で定電流点火してもよい。（１本当たりのフィラメン
ト定格が５Ｖ１.２Ａであり、ハムバランサＶＲＦが５
０Ωでそこに１００ｍＡ流れるときは、フィラメント点
火定電流源の電流出力は２.５Ａとなる。）なお、完全な直流定電流点火の場合はフィラメントハム
は殆ど出ないので、ハムバランサＶＲＦを省略すること
もできる。ハムバランサＶＲＦを省略したときは、フィ
ラメント端子Ｆ１あるいはＦ２のいずれか一方がセルフ
バイアス抵抗Ｒｋ２に直結される。

【０１０３】ドライバトランス２０の三次巻線（磁化制
御巻線）Ｗ３のホット側は接地され、そのコールド側は
可変抵抗器ＶＲ５０Ａを介して定電圧電源５０Ａのプラ
ス端子に接続される。電源５０Ａのマイナス端子は接地
される。

【０１０４】以上の構成では、出力管３０Ａおよび３０
Ｂのグリッド電流ｉ２０Ａおよびｉ２０Ｂは定常状態で
はゼロとみなせるので、ドライバトランス２０の磁気回
路コアＭＣの直流磁化を電流ｉ２０Ａおよびｉ２０Ｂで
打ち消すことはできない。ドライバ管プレート電流ｉ１
０によるトランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化
は、三次巻線（磁化制御巻線）Ｗ３に適当な電流ｉ３０
を流すことで、打ち消すことができる。

【０１０５】たとえば、トランス２０の巻線Ｗ１，Ｗ２
Ａ＋Ｗ２Ｂ，Ｗ３の巻数比が１：１.５＋１.５：１であ
り、ドライバ管プレート電流ｉ１０が１０ｍＡである場
合、巻線Ｗ３に図２の矢印方向に１０ｍＡの磁化制御電
流ｉ３０を流すことで、トランス２０のコアＭＣの直流
磁化を打ち消すことができる。電流ｉ３０を７ｍＡに押
さえれば、ドライバ管電流（１０ｍＡ）ｉ１０のうちの
３ｍＡ分の直流磁化を意図的に残すことができる。ま
た、電流ｉ３０を１２ｍＡ流せば、ドライバ管電流（１
０ｍＡ）ｉ１０による直流磁化とは逆方向の磁化状態
（巻線Ｗ３での２ｍＡ分）を意図的に作り出すことがで
きる。

【０１０６】また、巻線Ｗ３に繋がる負荷インピーダン
スは、抵抗ＶＲ５０Ａにより決定することができる。抵
抗ＶＲ５０Ａをたとえば４.７ｋΩとし巻線Ｗ３の直流
抵抗を２２０Ωとし、巻線Ｗ３へ１０ｍＡの磁化制御電
流ｉ３０を流すとすれば、定電圧電源５０Ａは＋４９.
２Ｖを出力すればよい。すなわち、ドライバ管１０に対
する所定の交流負荷の大きさを抵抗ＶＲ５０Ａで与えた
あと、この抵抗ＶＲ５０Ａを介して巻線Ｗ３へ所定の磁
化制御電流（トランスコアの磁化打消電流）ｉ３０が流
れるように、電源５０Ａの出力電圧が決定される。

【０１０７】あるいは、定電圧電源５０Ａの出力電圧を
たとえば＋５０Ｖに固定し、可変抵抗器ＶＲ５０Ａを２
２８０Ω〜９７８０Ωの間で調整する（この場合、巻線
Ｗ３の直流抵抗２２０Ωを加算すると２.５ｋΩ〜１０
ｋΩの間で抵抗値が変化する）と、磁化制御電流ｉ３０
を２０ｍＡ〜５ｍＡの間で任意に調整できる。この調整
方法を取る場合は、磁化制御電流ｉ３０の大きさと同時
にドライバ管１０に対する負荷インピーダンスの大きさ
も変わる。したがって、トランスコアＭＣの直流磁化打
ち消し状態の変化とともにドライバ管１０に対する負荷
インピーダンスの変化によって、図９の増幅器全体の聴
感上の音質変化を得ることができる。

【０１０８】抵抗ＶＲ５０Ａの値、および電流ｉ３０の
大きさは、図９のパワーアンプの完成後、電気的特性
（歪み特性、周波数特性など）の測定結果および試聴結
果により、適宜変更するとよい。

【０１０９】たとえばトランス２０の一次定格電流が１
５ｍＡのときに、一次巻線Ｗ１に５ｍＡのドライバ管電
流ｉ１０を流しているとする。この場合、トランスコア
ＭＣの直流磁化を打ち消すために磁化制御電流ｉ３０を
５ｍＡに設定する必要は、必ずしもない。歪率および周
波数特性の最良点と聴感上の最良点とは必ずしも一致し
ないから、磁化制御電流ｉ３０を５ｍＡより多く流した
方が聴感上好ましい場合もあり得る（常にそうとは言え
ないが）。

【０１１０】なお、図９のプッシュプル回路は、同じマ
イナスバイアス型直熱三極管でも、３００Ｂのように比
較的バイアスの深い出力管に限定されない。バイアス抵
抗Ｒｋ２の値を適当に選べば、実働時によりバイアスの
深い大型管（ＤＡ３０、ＤＡ６０、８４５など）を出力
管とした場合にも図９の回路を適用できるし、よりバイ
アスの浅い出力管（ＰＸ２５、ＢＦ２５、２１１など）
にも適用できる。

【０１１１】図１０は、図１の回路をベースにして、出
力段を固定プラスバイアス型直熱三極管（ＤＥＴ２５、
あるいは電圧増幅率μ、プレート内部抵抗ｒｐ、プレー
ト損失、フィラメントエミッションなどが同程度の送信
管）で構成したトランス結合増幅装置（プッシュプルア
ンプ）を示す。ここでは、ドライブ信号源１０として６
Ｌ６ＧＣ型ビーム管の三極管接続を用い、負荷４０とし
てプッシュプル用出力トランスＯＰＴ４０ＰＰを介した
スピーカ（図示せず）を用いている。

【０１１２】すなわち、ドライバ管１０の第１グリッド
はグリッド抵抗Ｒｇ１を介して接地され、このグリッド
抵抗Ｒｇ１の両端に外部信号入力が印加される。ドライ
バ管１０のカソードはカソード抵抗Ｒｋ１を介して接地
される。この抵抗Ｒｋ１にはカソードバイパスキャパシ
タＣｋ１が並列接続され、ドライバ管１０のカソードは
交流的に接地される。ドライバ管１０のスクリーングリ
ッドはスクリーン抵抗Ｒｓｇ１を介してドライバ管１０
のプレートに接続され、このプレートはドライバトラン
ス２０の一次巻線Ｗ１を介してドライバ電源１（＋２７
０Ｖ）に接続される。

【０１１３】ドライバトランス２０の第１二次巻線Ｗ２
Ａのホット側は第１出力管３０Ａのコントロールグリッ
ドに接続され、第１二次巻線Ｗ２Ａのコールド側は抵抗
Ｒｂ（２.７ｋΩ程度）を介して定電圧電源６０のプラ
ス端子に接続される。同様に、ドライバトランス２０の
第２二次巻線Ｗ２Ｂのホット側は第２出力管３０Ｂのコ
ントロールグリッドに接続され、第２二次巻線Ｗ２Ｂの
コールド側は抵抗Ｒｂを介して定電圧電源６０のプラス
端子に接続される。この巻線接続により、第１出力管３
０Ａのグリッド信号と第２出力管３０Ｂのグリッド信号
とを互いに逆相にできる。すなわち、トランス２０によ
り、出力管プッシュプル駆動信号の位相反転が行われ
る。

【０１１４】ここで、２本の出力管（ＤＥＴ２５）３０
Ａおよび３０Ｂのグリッド電流（トランス２０の二次巻
線電流ｉ２０Ａ＋ｉ２０Ｂ）が、たとえば、それぞれ１
０ｍＡ流れるように、電源６０の出力電圧が設定される
（たとえば＋３０Ｖ程度）。

【０１１５】第１出力管３０Ａのプレートは出力トラン
スＯＰＴ４０ＰＰの一次巻線の端子Ｐａに接続され、第
２出力管３０Ｂのプレートは出力トランスＯＰＴ４０Ｐ
Ｐの一次巻線の端子Ｐａに接続される。出力トランスＯ
ＰＴ４０ＰＰの中点端子Ｂは、出力管電源ＶＢ＋（＋４
５０Ｖ）に接続される。

【０１１６】出力トランスＯＰＴ４０ＰＰの二次巻線に
は、４Ω〜１６Ω程度のインピーダンスを持つスピーカ
が接続される。プッシュプル用のペア出力管３０Ａおよ
び３０Ｂのフィラメントの両端にはハムバランサＶＲＦ
が接続され、ハムバランサＶＲＦの摺動端子はセルフバ
イアス抵抗Ｒｋ２を介して接地される。この抵抗Ｒｋ２
にはバイパスキャパシタＣｋ２が並列接続され、出力管
３０Ａおよび３０Ｂのフィラメントは交流的に接地され
る。

【０１１７】出力管３０Ａおよび３０Ｂのフィラメント
は７.５Ｖｄｃで直流点火あるいは７.５Ｖａｃで交流点
火される。プッシュプルアンプでは出力管３０Ａフィラ
メントハム成分を出力管３０Ｂフィラメントハム成分で
打ち消すことができるので、交流点火でもハムバランサ
ＶＲＦの微調整により実用上ノーハムに追い込むことが
できる。

【０１１８】とはいえ、プッシュプルアンプであって
も、フィラメントを直流点火した方が残留ノイズを小さ
くできる。その際、出力管３０Ａおよび３０Ｂの直流点
火は、定電圧点火に限定されない。並列接続された２本
の出力管３０のフィラメントをその定格電流の２倍の電
流で定電流点火してもよい。

【０１１９】なお、完全な直流定電流点火の場合はフィ
ラメントハムは殆ど出ないので、ハムバランサＶＲＦを
省略することもできる。ハムバランサＶＲＦを省略した
ときは、フィラメント端子Ｆ１あるいはＦ２のいずれか
一方が直接接地される。

【０１２０】ドライバトランス２０の三次巻線（磁化制
御巻線）Ｗ３のホット側は接地され、そのコールド側は
可変抵抗器ＶＲ５０Ａを介して定電圧電源５０Ａのプラ
ス端子に接続される。電源５０Ａのマイナス端子は接地
される。

【０１２１】以上の構成では、出力管３０Ａのグリッド
電流ｉ２０Ａおよび出力管３０Ｂのグリッド電流ｉ２０
Ｂは定常状態では同じ大きさで流れる方向が逆なので、
ドライバ管プレート電流ｉ１０によるトランス２０の直
流磁化を電流ｉ２０Ａおよびｉ２０Ｂで打ち消すことは
できない。ドライバ管プレート電流ｉ１０によるトラン
ス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化は、三次巻線（磁
化制御巻線）Ｗ３に適当な電流ｉ３０を流すことで、打
ち消すことができる。

【０１２２】たとえば、トランス２０の巻線Ｗ１，Ｗ２
Ａ＋Ｗ２Ｂ，Ｗ３の巻数比が１：０.５＋０.５：１であ
り、ドライバ管プレート電流ｉ１０が１０ｍＡである場
合、巻線Ｗ３に図１０の矢印方向に１０ｍＡの磁化制御
電流ｉ３０を流すことで、トランス２０の磁気回路の直
流磁化を打ち消すことができる。電流ｉ３０を７ｍＡに
押さえれば、ドライバ管電流（１０ｍＡ）ｉ１０のうち
の３ｍＡ分の直流磁化を意図的に残すことができる。ま
た、電流ｉ３０を１２ｍＡ流せば、ドライバ管電流（１
０ｍＡ）ｉ１０による直流磁化とは逆方向の磁化状態
（巻線Ｗ３での２ｍＡ分）を意図的に作り出すことがで
きる。

【０１２３】また、巻線Ｗ３に繋がる負荷インピーダン
スは、抵抗ＶＲ５０Ａにより決定することができる。抵
抗ＶＲ５０Ａをたとえば４.７ｋΩとし巻線Ｗ３の直流
抵抗を２２０Ωとし、巻線Ｗ３へ１０ｍＡの磁化制御電
流ｉ３０を流すとすれば、定電圧電源５０Ａは＋４９.
２Ｖを出力すればよい。すなわち、ドライバ管１０に対
する所定の交流負荷の大きさを抵抗ＶＲ５０Ａで与えた
あと、この抵抗ＶＲ５０Ａを介して巻線Ｗ３へ所定の磁
化制御電流（トランスコアの磁化打消電流）ｉ３０が流
れるように、電源５０Ａの出力電圧が決定される。

【０１２４】あるいは、定電圧電源５０Ａの出力電圧を
たとえば＋５０Ｖに固定し、可変抵抗器ＶＲ５０Ａを２
２８０Ω〜９７８０Ωの間で調整する（この場合、巻線
Ｗ３の直流抵抗２２０Ωを加算すると２.５ｋΩ〜１０
ｋΩの間で抵抗値が変化する）と、磁化制御電流ｉ３０
を２０ｍＡ〜５ｍＡの間で任意に調整できる。この調整
方法を取る場合は、磁化制御電流ｉ３０の大きさと同時
にドライバ管１０に対する負荷インピーダンスの大きさ
も変わる。したがって、トランスコアＭＣの直流磁化打
ち消し状態の変化とともにドライバ管１０に対する負荷
インピーダンスの変化によって、図１０の増幅器全体の
聴感上の音質変化を得ることができる。

【０１２５】抵抗ＶＲ５０Ａの値、および電流ｉ３０の
大きさは、図１０のパワーアンプの完成後、電気的特性
（歪み特性、周波数特性など）の測定結果および試聴結
果により、適宜変更するとよい。

【０１２６】たとえばトランス２０の一次定格電流が３
０ｍＡのときに、一次巻線Ｗ１に１５ｍＡのドライバ管
電流ｉ１０を流しているとする。この場合、トランスコ
アＭＣの直流磁化を打ち消すために磁化制御電流ｉ３０
を１５ｍＡに設定する必要は、必ずしもない。歪率およ
び周波数特性の最良点と聴感上の最良点とは必ずしも一
致しないから、磁化制御電流ｉ３０をたとえばー１０ｍ
Ａ〜＋２０ｍＡの間から選んだ方が聴感上好ましい場合
もあり得る（常にそうとは言えないが）。

【０１２７】なお、図１０のプッシュプル回路の出力管
は、ＤＥＴ２５に限定されない。出力管電源ＶＢ＋の電
圧および＋バイアス電源６０の出力電圧を適当に選べ
ば、高μ高内部抵抗ｒｐの別種送信管（ＲＣＡ８３０な
ど）をプッシュプル出力管３０Ａおよび３０Ｂとして使
用することもできる。

【０１２８】図１１は、図１の回路をベースにして、出
力段をセルフバイアス型傍熱多極管（米国ウエスタンエ
レクトリック３５０Ｂあるいはその相当品）で構成した
トランス結合増幅装置（カソード負帰還付シングルアン
プ）を示す。ここでは、ドライブ信号源１０として６Ｌ
６ＧＣ型ビーム管の三極管接続を用い、負荷４０として
シングル用出力トランスＯＰＴ４０を介したスピーカ
（図示せず）を用いている。

【０１２９】すなわち、ドライバ管１０の第１グリッド
はグリッド抵抗Ｒｇ１を介して接地され、このグリッド
抵抗Ｒｇ１の両端に外部信号入力が印加される。ドライ
バ管１０のカソードはカソード抵抗Ｒｋ１を介して接地
される。この抵抗Ｒｋ１にはカソードバイパスキャパシ
タＣｋ１が並列接続され、ドライバ管１０のカソードは
交流的に接地される。ドライバ管１０のスクリーングリ
ッドはスクリーン抵抗Ｒｓｇ１を介してドライバ管１０
のプレートに接続され、このプレートはドライバトラン
ス２０の一次巻線Ｗ１を介してドライバ電源１（＋２７
０Ｖ）に接続される。ドライバ管１０の動作バイアス
は、カソード抵抗Ｒｋ１を流れるプレート電流およびス
クリーングリッド電流の和（トランス２０の一次電流ｉ
１０）による電圧降下で与えられる。

【０１３０】ドライバトランス２０の二次巻線Ｗ２のホ
ット側は出力管（３５０Ｂ）３０のコントロールグリッ
ドに接続され、この二次巻線Ｗ２のコールド側は接地さ
れる。出力管３０のプレートには、出力トランスＯＰＴ
４０の一次巻線を介して、出力管電源ＶＢ＋（たとえば
＋３５０Ｖ）が印加される。出力管３０のスクリーング
リッドは、出力管電源ＶＢ＋に直結される。

【０１３１】出力トランスＯＰＴ４０の二次巻線には、
４Ω〜１６Ω程度のインピーダンスを持つスピーカが接
続される。出力管３０のカソードはセルフバイアス抵抗
Ｒｋ２を介して接地される。出力管３０のカソードはさ
らに、バイパスキャパシタＣｋ２を介して出力トランス
ＯＰＴ４０の二次巻線の一方に接続される（出力管３０
のコントロールグリッド信号とそのカソードへの帰還信
号が同相になるように接続する）。

【０１３２】ドライバトランス２０の三次巻線（磁化制
御巻線）Ｗ３のホット側は接地され、そのコールド側は
可変抵抗器ＶＲ５０Ａを介して定電圧電源５０Ａのプラ
ス端子に接続される。電源５０Ａのマイナス端子は接地
される。

【０１３３】以上の構成では、出力管３０のグリッド電
流ｉ２０は定常状態ではゼロとみなせるので、ドライバ
トランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化を電流ｉ２
０で打ち消すことはできない。ドライバ管プレート電流
ｉ１０によるトランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁
化は、三次巻線（磁化制御巻線）Ｗ３に適当な電流ｉ３
０を流すことで、打ち消すことができる。

【０１３４】たとえば、トランス２０の巻線Ｗ１，Ｗ
２，Ｗ３の巻数比が１：２：１であり、ドライバ管プレ
ート電流ｉ１０が７ｍＡである場合、巻線Ｗ３に図２の
矢印方向に７ｍＡの磁化制御電流ｉ３０を流すことで、
トランス２０のコアＭＣの直流磁化を打ち消すことがで
きる。電流ｉ３０を５ｍＡに押さえれば、ドライバ管電
流（７ｍＡ）ｉ１０のうちの２ｍＡ分の直流磁化を意図
的に残すことができる。また、電流ｉ３０を１０ｍＡ流
せば、ドライバ管電流（７ｍＡ）ｉ１０による直流磁化
とは逆方向の磁化状態（巻線Ｗ３での３ｍＡ分）を意図
的に作り出すことができる。

【０１３５】また、巻線Ｗ３に繋がる負荷インピーダン
スは、抵抗ＶＲ５０Ａにより決定することができる。抵
抗ＶＲ５０Ａをたとえば５.６ｋΩとし巻線Ｗ３の直流
抵抗を４００Ωとし、巻線Ｗ３へ７ｍＡの磁化制御電流
ｉ３０を流すとすれば、定電圧電源５０Ａからは＋４２
Ｖが出力される。

【０１３６】すなわち、ドライバ管１０に対する所定の
交流負荷の大きさを抵抗ＶＲ５０Ａで与えたあと、この
抵抗ＶＲ５０Ａを介して巻線Ｗ３へ所定の磁化制御電流
（トランスコアの磁化打消電流）ｉ３０が流れるよう
に、電源５０Ａの出力電圧が決定される。

【０１３７】あるいは、定電圧電源５０Ａの出力電圧を
たとえば＋５０Ｖに固定し、可変抵抗器ＶＲ５０Ａを
２.１ｋΩ〜９.６ｋΩの間で調整する（この場合、巻線
Ｗ３の直流抵抗４００Ωを加算すると２.５ｋΩ〜１０
ｋΩの間で抵抗値が変化する）と、磁化制御電流ｉ３０
を２０ｍＡ〜５ｍＡの間で任意に調整できる。

【０１３８】この調整方法を取る場合は、磁化制御電流
ｉ３０の大きさと同時にドライバ管１０に対する負荷イ
ンピーダンスの大きさも変わる。したがって、トランス
コアＭＣの直流磁化打ち消し状態の変化とともにドライ
バ管１０に対する負荷インピーダンスの変化によって、
図１１の増幅器全体の聴感上の音質変化が生じる。ドラ
イバ管１０に対する負荷インピーダンスの変化による音
質変化を避けたい場合は、抵抗ＶＲ５０Ａの値を固定
し、定電圧源５０Ａの出力電圧を変化させればよい。

【０１３９】抵抗ＶＲ５０Ａの値、および電流ｉ３０の
大きさは、図１１のパワーアンプの完成後、電気的特性
（歪み特性、周波数特性など）の測定結果、出力管３０
のカソード負帰還量の選定、および試聴結果により、適
宜変更するとよい。

【０１４０】なお、図１１のシングル回路は、同じマイ
ナスバイアス型傍熱多極管でも、３５０Ｂには限定され
ない。バイアス抵抗Ｒｋ２の値、出力管電源ＶＢ＋の電
圧、出力トランスＯＰＴ４０の一次インピーダンスなど
を適当に選べば、他の多極管（６ＣＡ７、６５５０、Ｋ
Ｔ８８、ＫＴ６６、６Ｌ６ＧＣなど）を出力管３０とし
て使用することができる。

【０１４１】また、図１１の出力管３０はビーム管接続
で使用しているが、出力トランスＯＰＴ４０の一次巻線
にスクリーングリッドタップ（ウルトラリニアＵＬ接続
端子）が設けられている場合は、出力管３０のスクリー
ングリッドを電源ＶＢ＋ではなくこのウルトラリニアＵ
Ｌ接続端子に接続してもよい。このようにウルトラリニ
アＵＬ接続を採用した場合は、出力トランスＯＰＴ４０
の二次巻線からキャパシタＣｋ２を介して出力管３０の
カソードに戻されるカソード負帰還を省略してもよい。
（この場合、バイパスキャパシタＣｋ２はカソードバイ
アス抵抗Ｒｋ２と並列に接続される。）図１２は、図１
の回路をベースにして、出力段をダーリントン接続した
バイポーラトランジスタによるシングルエンドプッシュ
プル（ＳＥＰＰ）で構成したトランス結合増幅装置を示
す。ここでは、ドライブ信号源１０としてＫＴ６６型ビ
ーム管の三極管接続を用い、負荷４０としてスピーカ
（図示せず）を直接用いている。

【０１４２】すなわち、ドライバ管１０の第１グリッド
はグリッド抵抗Ｒｇ１を介して接地され、このグリッド
抵抗Ｒｇ１の両端に外部信号入力が印加される。ドライ
バ管１０のカソードはカソード抵抗Ｒｋ１を介して接地
される。この抵抗Ｒｋ１にはカソードバイパスキャパシ
タＣｋ１が並列接続され、ドライバ管１０のカソードは
交流的に接地される。ドライバ管１０のスクリーングリ
ッドはスクリーン抵抗Ｒｓｇ１を介してドライバ管１０
のプレートに接続され、このプレートはドライバトラン
ス２０の一次巻線Ｗ１を介してドライバ電源１（たとえ
ば＋２５０Ｖ）に接続される。（巻線Ｗ１のコールド側
がドライバ管１０のプレートに繋がる。）ドライバ管１
０の動作バイアスは、カソード抵抗Ｒｋ１を流れるプレ
ート電流およびスクリーングリッド電流の和（トランス
２０の一次電流ｉ１０）による電圧降下で与えられる。

【０１４３】ドライバトランス２０の第１二次巻線Ｗ２
Ａのホット側はＮＰＮドライブトランジスタＱ０１のベ
ースに接続され、そのコールド側は抵抗Ｒ１１の一端と
Ｒ１２の一端との接続点に接続される。抵抗Ｒ１１の他
端はトランジスタＱ０１のコレクタに接続され、抵抗Ｒ
１２の他端はエミッタ抵抗Ｒｅ１の一端に接続される。
抵抗Ｒｅ１の他端はＮＰＮパワートランジスタＱ１０の
エミッタに接続される。トランジスタＱ１０のベースは
トランジスタＱ０１のエミッタに接続され、トランジス
タＱ１０のコレクタはトランジスタＱ０１のコレクタに
接続される。トランジスタＱ１０およびトランジスタＱ
０１は図示しない放熱板に取り付けられる。抵抗Ｒ１２
には負の温度係数を持つサーミスタＴＨ１が並列接続さ
れ、このサーミスタＴＨ１はトランジスタＱ１０と熱結
合されるようになっている。

【０１４４】ドライバトランス２０の第２二次巻線Ｗ２
Ｂのコールド側はＮＰＮドライブトランジスタＱ０２の
ベースに接続され、そのホット側は抵抗Ｒ２１の一端と
Ｒ２２の一端との接続点に接続される。抵抗Ｒ２１の他
端はトランジスタＱ０２のコレクタに接続され、抵抗Ｒ
２２の他端はエミッタ抵抗Ｒｅ２の一端に接続される。
抵抗Ｒｅ２の他端はＮＰＮパワートランジスタＱ２０の
エミッタに接続される。トランジスタＱ２０のベースは
トランジスタＱ０２のエミッタに接続され、トランジス
タＱ２０のコレクタはトランジスタＱ０２のコレクタに
接続される。トランジスタＱ２０およびトランジスタＱ
０２は図示しない放熱板に取り付けられる。抵抗Ｒ２２
には負の温度係数を持つサーミスタＴＨ２が並列接続さ
れ、このサーミスタＴＨ２はトランジスタＱ２０と熱結
合されるようになっている。

【０１４５】トランジスタＱ１０のコレクタは大容量電
源キャパシタ（数千μ〜数万μファラド程度）Ｃｂ１の
プラス側に接続される。トランジスタＱ２０のエミッタ
抵抗Ｒｅ２の一端は大容量電源キャパシタ（数千μ〜数
万μファラド程度）Ｃｂ２のマイナス側に接続される。

【０１４６】トランジスタＱ１０のエミッタ抵抗Ｒｅ１
の一端はトランジスタＱ２０のコレクタに接続され、キ
ャパシタＣｂ１のマイナス側はキャパシタＣｂ２のプラ
ス側に接続される。キャパシタＣｂ１のプラス側および
キャパシタＣｂ２のマイナス側は、電源ＶＢ（具体的に
は電源トランスの二次巻線出力をダイオードブリッジで
整流したもの）に接続される。

【０１４７】キャパシタＣｂ１のマイナス側およびキャ
パシタＣｂ２のプラス側は接地される。トランジスタＱ
１０のエミッタ抵抗Ｒｅ１の一端およびトランジスタＱ
２０のコレクタは、抵抗Ｒｓｐ（数１００Ω〜数ｋΩ程
度）を介して、キャパシタＣｂ１のマイナス側とキャパ
シタＣｂ２のプラス側との接続点に接続される。図１２
のアンプがドライブするスピーカは、トランジスタＱ２
０のコレクタとキャパシタＣｂ１のマイナス側との間
（別の言い方をすればトランジスタＱ１０のエミッタ抵
抗Ｒｅ１の一端とキャパシタＣｂ２のプラス側との間）
に接続される。なお、抵抗Ｒｓｐは、スピーカが接続さ
れない状態においてトランジスタＱ２０のコレクタ回路
電位が不安定になるを防止する機能を持っている。

【０１４８】ドライバトランス２０の三次巻線（磁化制
御巻線）Ｗ３のホット側は接地され、そのコールド側は
可変抵抗器ＶＲ５０Ａを介して定電圧電源５０Ａのプラ
ス端子に接続される。電源５０Ａのマイナス端子は接地
される。

【０１４９】以上の構成では、トランジスタＱ０１のベ
ース電流ｉ２０ＡおよびトランジスタＱ０２のベース電
流ｉ２０Ｂは定常状態では同じ大きさで流れる方向が逆
であり、かつその電流値も極めて小さい。（トランジス
タＱ１０、Ｑ２０の電流増幅率ＨＦＥが１００であり、
トランジスタＱ０１、Ｑ０２の電流増幅率ＨＦＥが１０
０であり、トランジスタＱ１０、Ｑ２０のコレクタアイ
ドリング電流が１０００ｍＡであるとすれば、電流ｉ２
０Ａ、ｉ２０Ｂの大きさは０.１ｍＡにしかならな
い。）このため、ドライバ管プレート電流ｉ１０による
トランス２０の直流磁化を電流ｉ２０Ａおよびｉ２０Ｂ
で打ち消すことはできない。ドライバ管プレート電流ｉ
１０によるトランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化
は、三次巻線（磁化制御巻線）Ｗ３に適当な電流ｉ３０
を流すことで、打ち消すことができる。

【０１５０】たとえば、トランス２０の巻線Ｗ１，Ｗ２
Ａ＋Ｗ２Ｂ，Ｗ３の巻数比が１：０.１＋０.１：１であ
り、ドライバ管プレート電流ｉ１０が２０ｍＡである場
合、巻線Ｗ３に図１２の矢印方向に２０ｍＡの磁化制御
電流ｉ３０を流すことで、トランス２０の磁気回路の直
流磁化を打ち消すことができる。

【０１５１】また、巻線Ｗ３に繋がる負荷インピーダン
スは、抵抗ＶＲ５０Ａにより決定することができる。抵
抗ＶＲ５０Ａをたとえば４.７ｋΩとし巻線Ｗ３の直流
抵抗を２２０Ωとし、巻線Ｗ３へ２０ｍＡの磁化制御電
流ｉ３０を流すとすれば、定電圧電源５０Ａは＋９８.
４Ｖを出力すればよい。すなわち、ドライバ管１０に対
する所定の交流負荷の大きさを抵抗ＶＲ５０Ａで与えた
あと、この抵抗ＶＲ５０Ａを介して巻線Ｗ３へ所定の磁
化制御電流（トランスコアの磁化打消電流）ｉ３０が流
れるように、電源５０Ａの出力電圧が決定される。

【０１５２】あるいは、定電圧電源５０Ａの出力電圧を
たとえば＋５０Ｖに固定し、可変抵抗器ＶＲ５０Ａを２
２８０Ω〜９７８０Ωの間で調整する（この場合、巻線
Ｗ３の直流抵抗２２０Ωを加算すると２.５ｋΩ〜１０
ｋΩの間で抵抗値が変化する）と、磁化制御電流ｉ３０
を２０ｍＡ〜５ｍＡの間で任意に調整できる。この調整
方法を取る場合は、磁化制御電流ｉ３０の大きさと同時
にドライバ管１０に対する負荷インピーダンスの大きさ
も変わる。したがって、トランスコアＭＣの直流磁化打
ち消し状態の変化とともにドライバ管１０に対する負荷
インピーダンスの変化によって、図１２の増幅器全体の
聴感上の音質変化を得ることができる。

【０１５３】抵抗ＶＲ５０Ａの値、および電流ｉ３０の
大きさは、図１２のパワーアンプの完成後、電気的特性
（歪み特性、周波数特性など）の測定結果および試聴結
果により、適宜変更するとよい。

【０１５４】なお、トランジスタＱ０１およびＱ１０を
ＮＰＮ型とし、トランジスタＱ０２およびＱ２０をＰＮ
Ｐ型としてコンプリメンタリＳＥＰＰを構成した場合
も、この発明の磁化制御巻線付トランス２０を利用して
トランス結合増幅装置を作ることができる。

【０１５５】図１３は、図１の回路をベースにして、出
力段をパワーＭＯＳＦＥＴによるシングルエンドプッシ
ュプル（ＳＥＰＰ）で構成したトランス結合増幅装置を
示す。ここでは、ドライブ信号源１０として６Ｖ６型ビ
ーム管の三極管接続を用い、負荷４０としてスピーカ
（図示せず）を直接用いている。

【０１５６】すなわち、ドライバ管１０の第１グリッド
はグリッド抵抗Ｒｇ１を介して接地され、このグリッド
抵抗Ｒｇ１の両端に外部信号入力が印加される。ドライ
バ管１０のカソードはカソード抵抗Ｒｋ１を介して接地
される。この抵抗Ｒｋ１にはカソードバイパスキャパシ
タＣｋ１が並列接続され、ドライバ管１０のカソードは
交流的に接地される。ドライバ管１０のスクリーングリ
ッドはスクリーン抵抗Ｒｓｇ１を介してドライバ管１０
のプレートに接続され、このプレートはドライバトラン
ス２０の一次巻線Ｗ１を介してドライバ電源１（たとえ
ば＋２５０Ｖ）に接続される。（巻線Ｗ１のコールド側
がドライバ管１０のプレートに繋がる。）ドライバ管１
０の動作バイアスは、カソード抵抗Ｒｋ１を流れるプレ
ート電流およびスクリーングリッド電流の和（トランス
２０の一次電流ｉ１０）による電圧降下で与えられる。

【０１５７】ドライバトランス２０の第１二次巻線Ｗ２
Ａのホット側はＮチャネル型パワーＭＯＳトランジスタ
Ｑ１０１のゲートに接続され、そのコールド側は抵抗Ｒ
１１の一端とＲ１２の一端との接続点に接続される。抵
抗Ｒ１１の他端はトランジスタＱ１０１のドレインに接
続され、抵抗Ｒ１２の他端はソース抵抗Ｒｓ１の一端に
接続される。抵抗Ｒｓ１の他端はトランジスタＱ１０１
のソースに接続される。トランジスタＱ１０１は図示し
ない放熱板に取り付けられる。

【０１５８】ドライバトランス２０の第２二次巻線Ｗ２
Ｂのコールド側はＮチャネル型パワーＭＯＳトランジス
タＱ１０２のゲートに接続され、そのホット側は抵抗Ｒ
２１の一端とＲ２２の一端との接続点に接続される。抵
抗Ｒ２１の他端はトランジスタＱ１０２のドレインに接
続され、抵抗Ｒ２２の他端はソース抵抗Ｒｓ２の一端に
接続される。抵抗Ｒｓ２の他端はトランジスタＱ１０２
のソースに接続される。トランジスタＱ１０２は図示し
ない放熱板に取り付けられる。

【０１５９】トランジスタＱ１０１ドレインは大容量電
源キャパシタ（数千μ〜数万μファラド程度）Ｃｂ１の
プラス側に接続される。トランジスタＱ１０２のソース
抵抗Ｒｓ２の一端は大容量電源キャパシタ（数千μ〜数
万μファラド程度）Ｃｂ２のマイナス側に接続される。

【０１６０】トランジスタＱ１０１のソース抵抗Ｒｓ１
の一端はトランジスタＱ１０２のドレインに接続され、
キャパシタＣｂ１のマイナス側はキャパシタＣｂ２のプ
ラス側に接続される。キャパシタＣｂ１のプラス側およ
びキャパシタＣｂ２のマイナス側は、電源ＶＢ（具体的
には電源トランスの二次巻線出力をダイオードブリッジ
で整流したもの）に接続される。

【０１６１】キャパシタＣｂ１のマイナス側およびキャ
パシタＣｂ２のプラス側は接地される。トランジスタＱ
１０１のソース抵抗Ｒｓ１の一端およびトランジスタＱ
１０２のドレインは、抵抗Ｒｓｐ（数１００Ω〜数ｋΩ
程度）を介して、キャパシタＣｂ１のマイナス側とキャ
パシタＣｂ２のプラス側との接続点に接続される。図１
３のアンプがドライブするスピーカは、トランジスタＱ
１０２のドレインとキャパシタＣｂ１のマイナス側との
間（別の言い方をすればトランジスタＱ１０１のソース
抵抗Ｒｓ１の一端とキャパシタＣｂ２のプラス側との
間）に接続される。なお、抵抗Ｒｓｐは、スピーカが接
続されない状態においてトランジスタＱ１０２のドレイ
ン回路電位が不安定になるを防止する機能を持ってい
る。

【０１６２】ドライバトランス２０の三次巻線（磁化制
御巻線）Ｗ３のホット側は接地され、そのコールド側は
可変抵抗器ＶＲ５０Ａを介して定電圧電源５０Ａのプラ
ス端子に接続される。電源５０Ａのマイナス端子は接地
される。

【０１６３】以上の構成では、ＭＯＳトランジスタＱ１
０１のゲート電流ｉ２０ＡおよびＭＯＳトランジスタＱ
１０２のゲート電流ｉ２０Ｂは殆どゼロとなる。このた
め、ドライバ管プレート電流ｉ１０によるトランス２０
の直流磁化を電流ｉ２０Ａおよびｉ２０Ｂで打ち消すこ
とはできない。ドライバ管プレート電流ｉ１０によるト
ランス２０の磁気回路コアＭＣの直流磁化は、三次巻線
（磁化制御巻線）Ｗ３に適当な電流ｉ３０を流すこと
で、打ち消すことができる。

【０１６４】たとえば、トランス２０の巻線Ｗ１，Ｗ２
Ａ＋Ｗ２Ｂ，Ｗ３の巻数比が１：０.５＋０.５：１であ
り、ドライバ管プレート電流ｉ１０が１０ｍＡである場
合、巻線Ｗ３に図１３の矢印方向に１０ｍＡの磁化制御
電流ｉ３０を流すことで、トランス２０の磁気回路の直
流磁化を打ち消すことができる。

【０１６５】また、巻線Ｗ３に繋がる負荷インピーダン
スは、抵抗ＶＲ５０Ａにより決定することができる。抵
抗ＶＲ５０Ａをたとえば４.７ｋΩとし巻線Ｗ３の直流
抵抗を２２０Ωとし、巻線Ｗ３へ１０ｍＡの磁化制御電
流ｉ３０を流すとすれば、定電圧電源５０Ａは＋４９.
２Ｖを出力すればよい。すなわち、ドライバ管１０に対
する所定の交流負荷の大きさを抵抗ＶＲ５０Ａで与えた
あと、この抵抗ＶＲ５０Ａを介して巻線Ｗ３へ所定の磁
化制御電流（トランスコアの磁化打消電流）ｉ３０が流
れるように、電源５０Ａの出力電圧が決定される。

【０１６６】あるいは、定電圧電源５０Ａの出力電圧を
たとえば＋２５Ｖに固定し、可変抵抗器ＶＲ５０Ａを２
２８０Ω〜９７８０Ωの間で調整する（この場合、巻線
Ｗ３の直流抵抗２２０Ωを加算すると２.５ｋΩ〜１０
ｋΩの間で抵抗値が変化する）と、磁化制御電流ｉ３０
を１０ｍＡ〜２.５ｍＡの間で任意に調整できる。この
調整方法を取る場合は、磁化制御電流ｉ３０の大きさと
同時にドライバ管１０に対する負荷インピーダンスの大
きさも変わる。したがって、トランスコアＭＣの直流磁
化打ち消し状態の変化とともにドライバ管１０に対する
負荷インピーダンスの変化によって、図１３の増幅器全
体の聴感上の音質変化を得ることができる。

【０１６７】抵抗ＶＲ５０Ａの値、および電流ｉ３０の
大きさは、図１３のパワーアンプの完成後、電気的特性
（歪み特性、周波数特性など）の測定結果および試聴結
果により、適宜変更するとよい。

【０１６８】なお、トランジスタＱ１０１をＮチャネル
型とし、トランジスタＱ１０２をＰチャネル型としてコ
ンプリメンタリＳＥＰＰを構成した場合も、この発明の
磁化制御巻線付トランス２０を利用してトランス結合増
幅装置を作ることができる。

【０１６９】また、ドライバ管１０をＮチャネル型ＦＥ
Ｔで構成すれば、トランス結合のオールＦＥＴアンプを
構成することもできる。

【０１７０】図１２または図１３のアンプにおいてＳＥ
ＰＰ出力側のアース（スピーカの一端アース）をドライ
ブ管１０側のアースと分離すれば、グランド分離型広帯
域不平衡増幅器を得ることができる。

【０１７１】図１４は、図１３の変形例であって、出力
段をブリッジ接続（あるいはＢＴＬ接続）したパワーＭ
ＯＳＦＥＴで構成したトランス結合増幅装置を示す。ド
ライバ管の回路構成は図１３と共通である。

【０１７２】ドライバトランス２０の第１二次巻線Ｗ２
Ａのホット側はＮチャネル型パワーＭＯＳトランジスタ
Ｑ１０１のゲートに接続され、そのコールド側は抵抗Ｒ
１１の一端とＲ１２の一端との接続点に接続される。抵
抗Ｒ１１の他端はトランジスタＱ１０１のドレインに接
続され、抵抗Ｒ１２の他端はソース抵抗Ｒｓ１の一端に
接続される。抵抗Ｒｓ１の他端はトランジスタＱ１０１
のソースに接続される。トランジスタＱ１０１は図示し
ない放熱板に取り付けられる。

【０１７３】ドライバトランス２０の第２二次巻線Ｗ２
Ｂのコールド側はＮチャネル型パワーＭＯＳトランジス
タＱ１０２のゲートに接続され、そのホット側は抵抗Ｒ
２１の一端とＲ２２の一端との接続点に接続される。抵
抗Ｒ２１の他端はトランジスタＱ１０２のドレインに接
続され、抵抗Ｒ２２の他端はソース抵抗Ｒｓ２の一端に
接続される。抵抗Ｒｓ２の他端はトランジスタＱ１０２
のソースに接続される。トランジスタＱ１０２は図示し
ない放熱板に取り付けられる。

【０１７４】ドライバトランス２０の第３二次巻線Ｗ２
Ｃのコールド側はＮチャネル型パワーＭＯＳトランジス
タＱ１０３のゲートに接続され、そのホット側は抵抗Ｒ
３１の一端とＲ３２の一端との接続点に接続される。抵
抗Ｒ３１の他端はトランジスタＱ１０３のドレインに接
続され、抵抗Ｒ３２の他端はソース抵抗Ｒｓ３の一端に
接続される。抵抗Ｒｓ３の他端はトランジスタＱ１０３
のソースに接続される。トランジスタＱ１０３は図示し
ない放熱板に取り付けられる。

【０１７５】ドライバトランス２０の第２二次巻線Ｗ２
Ｄのホット側はＮチャネル型パワーＭＯＳトランジスタ
Ｑ１０４のゲートに接続され、そのコールド側は抵抗Ｒ
４１の一端とＲ４２の一端との接続点に接続される。抵
抗Ｒ４１の他端はトランジスタＱ１０４のドレインに接
続され、抵抗Ｒ４２の他端はソース抵抗Ｒｓ４の一端に
接続される。抵抗Ｒｓ４の他端はトランジスタＱ１０４
のソースに接続される。トランジスタＱ１０４は図示し
ない放熱板に取り付けられる。

【０１７６】トランジスタＱ１０１およびＱ１０３ドレ
インは大容量電源キャパシタ（数千μ〜数万μファラド
程度）Ｃｂのプラス側に接続される。トランジスタＱ１
０２のソース抵抗Ｒｓ２の一端およびトランジスタＱ１
０４のソース抵抗Ｒｓ４の一端は、大容量電源キャパシ
タ（数千μ〜数万μファラド程度）Ｃｂのマイナス側に
接続される。トランジスタＱ１０１のソース抵抗Ｒｓ１
の一端はトランジスタＱ１０２のドレインに接続され、
トランジスタＱ１０３のソース抵抗Ｒｓ３の一端はトラ
ンジスタＱ１０４のドレインに接続される。

【０１７７】図１４のアンプがドライブするスピーカ
は、トランジスタＱ１０２のドレインとトランジスタＱ
１０３のソース抵抗Ｒｓ３の一端との間（別の言い方を
すればトランジスタＱ１０１のソース抵抗Ｒｓ１の一端
とトランジスタＱ１０４のドレインとの間）に接続され
る。

【０１７８】ドライバトランス２０の三次巻線（磁化制
御巻線）Ｗ３のホット側は接地され、そのコールド側は
可変抵抗器ＶＲ５０Ａを介して定電圧電源５０Ａのプラ
ス端子に接続される。電源５０Ａのマイナス端子は接地
される。

【０１７９】以上の構成では、ＭＯＳトランジスタＱ１
０１〜Ｑ１０４のゲート電流はいずれも殆どゼロとな
る。このため、ドライバ管プレート電流ｉ１０によるト
ランス２０の直流磁化を第１二次巻線Ｗ２Ａ〜第４二次
巻線Ｗ２Ｄの電流で打ち消すことはできない。したがっ
て、ドライバ管プレート電流ｉ１０によるトランス２０
の磁気回路コアＭＣの直流磁化は、三次巻線（磁化制御
巻線）Ｗ３に適当な電流ｉ３０を流すことで、打ち消す
ことができる。

【０１８０】たとえば、トランス２０の巻線Ｗ１，Ｗ２
Ａ＋Ｗ２Ｂ＋Ｗ２Ｃ＋Ｗ２Ｄ，Ｗ３の巻数比が１：０.
５＋０.５＋０.５＋０.５：１であり、ドライバ管プレ
ート電流ｉ１０が１０ｍＡである場合、巻線Ｗ３に図１
４の矢印方向に１０ｍＡの磁化制御電流ｉ３０を流すこ
とで、トランス２０の磁気回路の直流磁化を打ち消すこ
とができる。

【０１８１】また、巻線Ｗ３に繋がる負荷インピーダン
スは、抵抗ＶＲ５０Ａにより決定することができる。抵
抗ＶＲ５０Ａをたとえば４.７ｋΩとし巻線Ｗ３の直流
抵抗を２２０Ωとし、巻線Ｗ３へ１０ｍＡの磁化制御電
流ｉ３０を流すとすれば、定電圧電源５０Ａは＋４９.
２Ｖを出力すればよい。すなわち、ドライバ管１０に対
する所定の交流負荷の大きさを抵抗ＶＲ５０Ａで与えた
あと、この抵抗ＶＲ５０Ａを介して巻線Ｗ３へ所定の磁
化制御電流（トランスコアの磁化打消電流）ｉ３０が流
れるように、電源５０Ａの出力電圧が決定される。

【０１８２】あるいは、定電圧電源５０Ａの出力電圧を
たとえば＋２５Ｖに固定し、可変抵抗器ＶＲ５０Ａを２
２８０Ω〜９７８０Ωの間で調整する（この場合、巻線
Ｗ３の直流抵抗２２０Ωを加算すると２.５ｋΩ〜１０
ｋΩの間で抵抗値が変化する）と、磁化制御電流ｉ３０
を１０ｍＡ〜２.５ｍＡの間で任意に調整できる。この
調整方法を取る場合は、磁化制御電流ｉ３０の大きさと
同時にドライバ管１０に対する負荷インピーダンスの大
きさも変わる。したがって、トランスコアＭＣの直流磁
化打ち消し状態の変化とともにドライバ管１０に対する
負荷インピーダンスの変化によって、図１４の増幅器全
体の聴感上の音質変化を得ることができる。

【０１８３】抵抗ＶＲ５０Ａの値、および電流ｉ３０の
大きさは、図１４のパワーアンプの完成後、電気的特性
（歪み特性、周波数特性など）の測定結果および試聴結
果により、適宜変更するとよい。

【０１８４】なお、トランジスタＱ１０１およびＱ１０
３をＮチャネル型とし、トランジスタＱ１０２およびＱ
１０４をＰチャネル型としてコンプリメンタリＳＥＰＰ
ブリッジを構成した場合も、この発明の磁化制御巻線付
トランス２０を利用してトランス結合増幅装置を作るこ
とができる。

【０１８５】また、ドライバ管１０をＮチャネル型ＦＥ
Ｔで構成すれば、トランス結合のオールＦＥＴ・ＢＴＬ
（ブリッジ）アンプを構成することもできる。

【０１８６】なお、ＭＯＳトランジスタＱ１０１をＮチ
ャネル型とし、ＭＯＳトランジスタＱ１０２をＰチャネ
ル型として第１のコンプリメンタリＳＥＰＰを構成する
ときは、ＭＯＳトランジスタＱ１０１およびトランジス
タＱ１０２を共通の同相信号でドライブできるので、ト
ランス２０の二次巻線Ｗ２ＡまたはＷ２Ｂのいずれか一
方を省略できる。

【０１８７】同様に、ＭＯＳトランジスタＱ１０３をＮ
チャネル型とし、ＭＯＳトランジスタＱ１０４をＰチャ
ネル型として第２のコンプリメンタリＳＥＰＰを構成す
るときは、ＭＯＳトランジスタＱ１０３およびトランジ
スタＱ１０４を共通の逆相信号でドライブできるので、
トランス２０の二次巻線Ｗ２ＣまたはＷ２Ｄのいずれか
一方を省略できる。

【０１８８】図１４のＢＴＬアンプでは出力側（スピー
カの両端）がアースから浮いており、かつは出力側（ス
ピーカの両端）が平衡出力となっているから出力側のア
ース（図示せず）をドライブ管１０側のアースと分離す
れば、グランド分離型広帯域平衡増幅器を得ることがで
きる。

【０１８９】なお、例示した各種実施の形態では、ドラ
イブトランス２０をドライブする能動素子として三極管
接続したビーム管が用いられているが、このドライブ素
子は三極管接続しない多極管でもよいし、純粋な三極管
でもよいし、バイポーラトランジスタでもよいし、種々
な形式の電解効果トランジスタ（ジャンクションＦＥ
Ｔ、Ｖ−ＦＥＴ、ＭＯＳーＦＥＴなど）でもよい。

【０１９０】また、ドライブトランス２０の一次側駆動
信号は、真空管プレート回路から取り出す代わりに、カ
ソード回路から取り出してもよい。

【０１９１】この発明は、クラーフ方式のように結合キ
ャパシタを用いることなく、結合トランスの一次巻線に
直流電流を流しながらもトランス磁気回路の直流磁化を
防止若しくは低減して、広い周波数領域に分布する交流
信号の低域から高域までを広帯域電力伝送するトランス
結合増幅装置（広帯域アンプシステム）を提供するもの
である。この発明の具体的用途を例示すると、次のよう
になる：（１）トランス結合型真空管シングルパワーアンプ（図
２、図８、図１１など）。

【０１９２】（２）結合トランスを位相反転に利用した
トランス結合型真空管あるいは半導体プッシュプルアン
プ（図９、図１０、図１２〜図１４など）。

【０１９３】（３）真空管あるいは半導体を用いたトラ
ンス結合広帯域アンプ（たとえば図８あるいは図１３に
おいて、ドライバ管１０として低内部抵抗で高周波特性
のよいビデオ増幅用高ｇｍ管あるいは高ｇｍＦＥＴを用
い、トランス２０の一次／二次インピーダンスを低めに
取ると、広帯域トランス結合アンプが得られる）。

【０１９４】（４）グランド分離型広帯域平衡増幅器
（たとえば図９の構成において、トランス２０の直列二
次巻線対Ｗ２ＡおよびＷ２Ｂから平衡出力を取り出し、
二次巻線対Ｗ２ＡおよびＷ２Ｂの接続点／センタータッ
プのグランドを、ドライバ管１０のグランド回路から分
離したもの）。

【０１９５】（５）グランド分離型広帯域不平衡増幅器
（たとえば図２の構成において、トランス２０の二次巻
線Ｗ２のホット側から平衡出力を取り出し、二次巻線Ｗ
２のコールド側グランドを、ドライバ管１０のグランド
回路から分離したもの）。

【０１９６】

【発明の効果】この発明では、結合トランス２０の一次
巻線Ｗ１に直流電流ｉ１０を流しても、この電流ｉ１０
による直流磁化が打ち消される方向の電流ｉ３０を磁化
制御巻線Ｗ３に流すように構成したから、トランス２０
の磁気回路を高透磁率の磁性材料でギャップなし（ある
いはナローギャップ）に構成できる。すると、比較的大
きな一次インダクタンスを確保しながらもトランスコア
のサイズを小さくできるから、巻線サイズもコンパクト
なものとなり、結果的に伝送周波数範囲の広い（つまり
ワイドレンジな）トランス結合増幅器が得られる。

【０１９７】また、磁化制御巻線Ｗ３に流す磁化制御電
流ｉ３０によりトランス２０の直流磁化状態を任意に調
整できるから、トランス２０を含む増幅器全体の特性
（図３〜図７）を色々と変化させることができる。

【０１９８】さらに、磁化制御巻線Ｗ３に磁化制御電流
ｉ３０を供給する電源５０の内部抵抗（図１のＶＲ５０
ＡまたはＶＲ５０Ｂ）を調整することにより、ドライバ
管１０に対する交流的な負荷状態を変えることが可能に
なる。この交流負荷状態の調整によりドライバ管１０の
歪み発生状態が変化し、結果的に、ドライバ管１０の二
次歪みによる出力管３０の二次歪みの打ち消し量を任意
にコントロールできるようになる。

【０１９９】さらに、直流磁化量制御電源５０の内部抵
抗（図１のＶＲ５０ＡまたはＶＲ５０Ｂ）と磁化制御電
流ｉ３０の大きさを適切に調整すると、増幅器全体でみ
た歪率特性／周波数特性のバランスを取ることができ、
小型広帯域トランス２０を用いた高効率電力伝送を実現
できる。

【０２００】さらに、トランスドライブ信号源１０がシ
ングルエンドであっても、小型広帯域トランス２０を用
いて位相反転、平衡出力、グランド分離などを容易に実
現できる。

【０２０１】さらに、三相２００Ｖインバータ等におい
てパワーＩＣをトランスドライブする場合にも、この発
明を利用できる。すなわち、直流磁化制御巻線を備えた
ドライブトランス２０からパワーＩＣをドライブする電
流を取り出すように構成する。そして、トランス２０が
そのドライブ回路により直流磁化される場合、直流磁化
制御巻線に適宜電流を流すことにより、この直流磁化を
打ち消す。このようにすれば、一次電流・二次電流がア
ンバランスな状態でエアギャップのない小型トランス２
０を使用しても、トランスコアの直流磁化を避けながら
パワーＩＣを十分にパワードライブできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施の形態に係るトランス結合増
幅装置（シングルアンプ）の概要を説明する回路図。を
説明する図。

【図２】図１の回路をベースにして、出力段をセルフバ
イアス型直熱三極管（定常状態でグリッド電流なし）で
構成したトランス結合増幅装置（シングルアンプ）を説
明する回路図。

【図３】図２のトランス結合増幅装置において、トラン
ス２０の磁化制御巻線Ｗ３を図１の定電流源５０Ｂで励
磁した場合の、巻線Ｗ３励磁電流（直流磁化制御電流）
に対する増幅器の出力電圧の関係を説明するグラフ図。

【図４】図２のトランス結合増幅装置において、トラン
ス２０の磁化制御巻線Ｗ３を図１の定電流源５０Ｂで励
磁した場合の、巻線Ｗ３励磁電流（直流磁化制御電流）
に対する増幅器の出力歪みの関係を説明するグラフ図。

【図５】図２のトランス結合増幅装置において、トラン
ス２０の磁化制御巻線Ｗ３を図１の定電圧源５０Ａで励
磁した場合の、巻線Ｗ３励磁電流（直流磁化制御電流）
に対する増幅器の出力電圧の関係を説明するグラフ図。

【図６】図２のトランス結合増幅装置において、トラン
ス２０の磁化制御巻線Ｗ３を図１の定電圧源５０Ａで励
磁した場合の、巻線Ｗ３励磁電流（直流磁化制御電流）
に対する増幅器の出力歪みの関係を説明するグラフ図。

【図７】図２のトランス結合増幅装置において、定電圧
源５０Ａによりトランス２０の直流磁化を打ち消した場
合の出力電圧周波数応答（太い実線）と、定電流源５０
Ｂによりトランス２０の直流磁化を打ち消した場合の出
力電圧周波数応答（太い破線）と、トランス２０の直流
磁化打消を行わない場合の出力電圧周波数応答（細い実
線）とを例示するグラフ図。

【図８】図１の回路をベースにして、出力段を固定プラ
スバイアス型直熱三極管（定常状態でトランス２０の直
流磁化を打ち消す方向にグリッド電流が流れる）で構成
したトランス結合増幅装置（シングルアンプ）を説明す
る回路図。

【図９】図１の回路をベースにして、出力段を１対のセ
ルフバイアス型直熱三極管（定常状態でグリッド電流な
し）で構成したトランス結合増幅装置（プッシュプルア
ンプ）を説明する回路図。

【図１０】図１の回路をベースにして、出力段を１対の
固定プラスバイアス型直熱三極管（定常状態でグリッド
電流が流れる）で構成したトランス結合増幅装置（プッ
シュプルアンプ）を説明する回路図。

【図１１】図１の回路をベースにして、出力段をセルフ
バイアス型傍熱多極管（定常状態でグリッド電流なし）
で構成したトランス結合増幅装置（カソードＮＦ付シン
グルアンプ）を説明する回路図。

【図１２】図１の回路をベースにして、出力段をシング
ルエンドプッシュプル（ＳＥＰＰ）のバイポーラトラン
ジスタ（定常状態でベース電流が流れる）で構成したト
ランス結合増幅装置を説明する回路図。

【図１３】図１の回路をベースにして、出力段をシング
ルエンドプッシュプル（ＳＥＰＰ）のＭＯＳＦＥＴ（定
常状態でベース電流なし）で構成したトランス結合増幅
装置を説明する回路図。

【図１４】図１３の変形例であって、出力段をブリッジ
接続（あるいはＢＴＬ接続）のＭＯＳＦＥＴ（定常状態
でベース電流なし）で構成したトランス結合増幅装置を
説明する回路図。

【符号の説明】

１０…ドライバ管；２０…ドライブトランス（結合トランス）；Ｗ１…一次巻線；Ｗ２…二次巻線；Ｗ３…磁化制御巻
線；３０…出力管（出力手段；シングル用）；３０Ａ，３０
Ｂ…出力管（出力手段；ＰＰ用）；４０…負荷（出力トランスあるいはスピーカ）；４０ＰＰ…プッシュプル用出力トランス（出力合成手
段）；５０…直流磁化量制御電源；５０Ａ…電圧可変の定電圧源；５０Ｂ…電流可変の定電
流源；６０…定電圧源（出力管を＋バイアスするバイアス手
段）ＶＲ５０Ａ…定電圧源の可変内部抵抗；ＶＲ５０Ｂ…定
電流源の可変内部抵抗；Ｒｇ１…グリッド抵抗；Ｒｓｇ１…スクリーン抵抗；Ｒｋ１，Ｒｋ２…カソードバイアス抵抗（セルフバイア
ス用）；ＶＲＦ…フィラメントハムバランサ；Ｒｂ…出力管＋バイアスの電流制限抵抗；Ｃｋ１，Ｃｋ２…カソードバイパスキャパシタ；Ｑ０１，Ｑ０２，Ｑ１０，Ｑ２０…バイポーラトランジ
スタ；Ｑ１０１〜Ｑ１０４…ＭＯＳＦＥＴ；ＴＨ１，ＴＨ２…サーミスタ；Ｒ１１〜Ｒ４４…バイアス回路抵抗；Ｒｅ１，Ｒｅ２…エミッタ抵抗；Ｒｓ１〜Ｒｓ４…ソース抵抗。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】磁気回路コアに一次巻線、二次巻線、およ
び三次巻線を施したドライブトランスと；ドライブ段直
流電流が重畳された交流ドライブ信号を前記ドライブト
ランスの一次巻線に流すドライブ信号源と；前記ドライ
ブトランスの一次巻線に流された交流ドライブ信号に対
応した交流信号を前記ドライブトランスの二次巻線から
取り出し、この二次巻線交流信号を増幅する出力手段
と；前記ドライブトランスの磁気回路コアの直流磁化の
程度が変わるように、前記ドライブトランスの三次巻線
へ所定の磁化制御電流を提供する直流磁化量制御手段と
を備え、所定の状態が得られるように、前記ドライブ段直流電流
による前記ドライブトランスの磁気回路コアの直流磁化
状態を前記磁化制御電流により変更できるように構成し
たことを特徴とするトランス結合増幅装置。
【請求項２】磁気回路コアに一次巻線、二次巻線、およ
び三次巻線を施したドライブトランスと；ドライブ段直
流電流が重畳された交流ドライブ信号を前記ドライブト
ランスの一次巻線に流すドライブ信号源と；前記ドライ
ブトランスの一次巻線に流された交流ドライブ信号に対
応した交流信号を前記ドライブトランスの二次巻線から
取り出し、この二次巻線交流信号を増幅する出力手段
と；前記ドライブトランスの磁気回路コアの直流磁化の
程度が変わるように前記ドライブトランスの三次巻線へ
所定の磁化制御電流を提供するものであって、所定の内
部インピーダンスを持つ直流磁化量制御手段とを備え、前記ドライブトランスの磁気回路コアの直流磁化の程度
が減少される状態となるように、前記ドライブトランス
の三次巻線へ前記磁化制御電流を流すとともに、前記ドライブトランスの一次巻線から二次巻線までの周
波数応答特性を含む増幅器特性が所定の特性となるよう
に、前記ドライブトランスの三次巻線へ流れる前記磁化
制御電流の大きさおよび前記直流磁化量制御手段の内部
インピーダンスを選択するように構成したことを特徴と
するトランス結合増幅装置。
【請求項３】磁気回路コアに一次巻線、第１二次巻線、
第２二次巻線、および三次巻線を施したドライブトラン
スと；ドライブ段直流電流が重畳された交流ドライブ信
号を前記ドライブトランスの一次巻線に流すドライブ信
号源と；前記ドライブトランスの一次巻線に流された交
流ドライブ信号に対応した第１交流信号を前記ドライブ
トランスの第１二次巻線から取り出し、この第１交流信
号を増幅する第１出力手段と；前記ドライブトランスの
一次巻線に流された交流ドライブ信号に対応するもので
あって前記第１交流信号に対して逆位相の第２交流信号
を前記ドライブトランスの第２二次巻線から取り出し、
この第２交流信号を増幅する第２出力手段と；前記第１
交流信号を増幅した前記第１出力手段の第１出力および
前記第２交流信号を増幅した前記第２出力手段の第２出
力を合成して出力する出力合成手段と；前記ドライブト
ランスの磁気回路コアの直流磁化の程度が変わるよう
に、前記ドライブトランスの三次巻線へ所定の磁化制御
電流を提供する直流磁化量制御手段とを備え、所定の状態が得られるように、前記ドライブ段直流電流
による前記ドライブトランスの磁気回路コアの直流磁化
状態を前記磁化制御電流により変更できるように構成し
たことを特徴とするトランス結合増幅装置。
【請求項４】磁気回路コアに一次巻線、第１二次巻線、
第２二次巻線、および三次巻線を施したドライブトラン
スと；ドライブ段直流電流が重畳された交流ドライブ信
号を前記ドライブトランスの一次巻線に流すドライブ信
号源と；前記ドライブトランスの一次巻線に流された交
流ドライブ信号に対応した第１交流信号を前記ドライブ
トランスの第１二次巻線から取り出し、この第１交流信
号を増幅する第１出力手段と；前記ドライブトランスの
一次巻線に流された交流ドライブ信号に対応するもので
あって前記第１交流信号に対して逆位相の第２交流信号
を前記ドライブトランスの第２二次巻線から取り出し、
この第２交流信号を増幅する第２出力手段と；前記第１
交流信号を増幅した前記第１出力手段の第１出力および
前記第２交流信号を増幅した前記第２出力手段の第２出
力を合成して出力する出力合成手段と；前記ドライブト
ランスの磁気回路コアの直流磁化の程度が変わるよう
に、前記ドライブトランスの三次巻線へ所定の磁化制御
電流を提供する直流磁化量制御手段とを備え、前記ドライブトランスの磁気回路コアの直流磁化の程度
が減少される状態となるように、前記ドライブトランス
の三次巻線へ前記磁化制御電流を流すとともに、前記ドライブトランスの一次巻線から二次巻線までの周
波数応答特性を含む増幅器特性が所定の特性となるよう
に、前記ドライブトランスの三次巻線へ流れる前記磁化
制御電流の大きさおよび前記直流磁化量制御手段の内部
インピーダンスを選択するように構成したことを特徴と
するトランス結合増幅装置。
【請求項５】磁気回路コアに一次巻線、二次巻線、およ
び三次巻線を施したドライブトランスと；ドライブ段直
流電流が重畳された交流ドライブ信号を前記ドライブト
ランスの一次巻線に流すドライブ信号源と；前記ドライ
ブトランスの一次巻線に流された交流ドライブ信号に対
応した交流信号を前記ドライブトランスの二次巻線から
取り出し、この二次巻線交流信号を増幅する出力手段
と；前記ドライブトランスの一次巻線に流された前記ド
ライブ段直流電流による前記磁気回路コアの直流磁化の
程度が軽減される方向に、前記ドライブトランスの二次
巻線を介して前記出力手段へ直流バイアス電流を供給す
るバイアス手段と；前記ドライブトランスの磁気回路コ
アの直流磁化の程度が変わるように、前記ドライブトラ
ンスの三次巻線へ所定の磁化制御電流を提供する直流磁
化量制御手段とを備え、所定の状態が得られるように、前記ドライブ段直流電流
および前記直流バイアス電流による前記ドライブトラン
スの磁気回路コアの直流磁化状態を、前記磁化制御電流
により変更できるように構成したことを特徴とするトラ
ンス結合増幅装置。
【請求項６】磁気回路コアに一次巻線、二次巻線、およ
び三次巻線を施したドライブトランスと；ドライブ段直
流電流が重畳された交流ドライブ信号を前記ドライブト
ランスの一次巻線に流すドライブ信号源と；前記ドライ
ブトランスの一次巻線に流された交流ドライブ信号に対
応した交流信号を前記ドライブトランスの二次巻線から
取り出し、この二次巻線交流信号を増幅する出力手段
と；前記ドライブトランスの一次巻線に流された前記ド
ライブ段直流電流による前記磁気回路コアの直流磁化の
程度が軽減される方向に、前記ドライブトランスの二次
巻線を介して前記出力手段へ直流バイアス電流を供給す
るバイアス手段と；前記ドライブトランスの磁気回路コ
アの直流磁化の程度が変わるように、前記ドライブトラ
ンスの三次巻線へ所定の磁化制御電流を提供する直流磁
化量制御手段とを備え、前記ドライブトランスの一次巻線から二次巻線までの周
波数応答特性を含む増幅器特性が所定の特性となるよう
に、前記ドライブトランスの三次巻線へ流れる前記磁化
制御電流の大きさおよび前記直流磁化量制御手段の内部
インピーダンスを選択するように構成したことを特徴と
するトランス結合増幅装置。
【請求項７】磁気回路コアに一次巻線、第１二次巻線、
第２二次巻線、および三次巻線を施したドライブトラン
スと；ドライブ段直流電流が重畳された交流ドライブ信
号を前記ドライブトランスの一次巻線に流すドライブ信
号源と；前記ドライブトランスの一次巻線に流された交
流ドライブ信号に対応した第１交流信号を前記ドライブ
トランスの第１二次巻線から取り出し、この第１交流信
号を増幅する第１出力手段と；前記ドライブトランスの
一次巻線に流された交流ドライブ信号に対応するもので
あって前記第１交流信号に対して逆位相の第２交流信号
を前記ドライブトランスの第２二次巻線から取り出し、
この第２交流信号を増幅する第２出力手段と；前記第１
交流信号を増幅した前記第１出力手段の第１出力および
前記第２交流信号を増幅した前記第２出力手段の第２出
力を合成して出力する出力合成手段と；前記ドライブト
ランスの第１二次巻線を介して前記第１出力手段へ第１
直流バイアス電流を供給するとともに、前記ドライブト
ランスの第２二次巻線を介して前記第２出力手段へ第２
直流バイアス電流を供給するバイアス手段と；前記ドラ
イブトランスの磁気回路コアの直流磁化の程度が変わる
ように、前記ドライブトランスの三次巻線へ所定の磁化
制御電流を提供する直流磁化量制御手段とを備え、所定の状態が得られるように、前記ドライブ段直流電流
による前記ドライブトランスの磁気回路コアの直流磁化
状態を前記磁化制御電流により変更できるように構成し
たことを特徴とするトランス結合増幅装置。
【請求項８】磁気回路コアに一次巻線、第１二次巻線、
第２二次巻線、および三次巻線を施したドライブトラン
スと；ドライブ段直流電流が重畳された交流ドライブ信
号を前記ドライブトランスの一次巻線に流すドライブ信
号源と；前記ドライブトランスの一次巻線に流された交
流ドライブ信号に対応した第１交流信号を前記ドライブ
トランスの第１二次巻線から取り出し、この第１交流信
号を増幅する第１出力手段と；前記ドライブトランスの
一次巻線に流された交流ドライブ信号に対応するもので
あって前記第１交流信号に対して逆位相の第２交流信号
を前記ドライブトランスの第２二次巻線から取り出し、
この第２交流信号を増幅する第２出力手段と；前記第１
交流信号を増幅した前記第１出力手段の第１出力および
前記第２交流信号を増幅した前記第２出力手段の第２出
力を合成して出力する出力合成手段と；前記ドライブト
ランスの第１二次巻線を介して前記第１出力手段へ第１
直流バイアス電流を供給するとともに、前記ドライブト
ランスの第２二次巻線を介して前記第２出力手段へ第２
直流バイアス電流を供給するバイアス手段と；前記ドラ
イブトランスの磁気回路コアの直流磁化の程度が変わる
ように、前記ドライブトランスの三次巻線へ所定の磁化
制御電流を提供する直流磁化量制御手段とを備え、前記ドライブトランスの一次巻線から二次巻線までの周
波数応答特性を含む増幅器特性が所定の特性となるよう
に、前記ドライブトランスの三次巻線へ流れる前記磁化
制御電流の大きさおよび前記直流磁化量制御手段の内部
インピーダンスを選択するように構成したことを特徴と
するトランス結合増幅装置。
【請求項９】前記直流磁化量制御手段が、所定の内部抵
抗を持つ定電圧源を含むことを特徴とする請求項１ない
し請求項８のいずれかに記載の増幅装置。
【請求項１０】前記直流磁化量制御手段が、所定の内部
抵抗を持つ定電流源を含むことを特徴とする請求項１な
いし請求項８のいずれかに記載の増幅装置。