JPH09282874A - 半導体集積回路装置 - Google Patents
半導体集積回路装置Info
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Abstract
特性をもつ基板電位制御回路を提供する。 【解決手段】 第1および第2の基板電位検知回路20
および30は互いに異なりかつ交差するVcc−VSUB 検
知レベル特性をもち、基板電位VSUB に応答してそれぞ
れ第1および第2の基板電位検知信号SUBUP1およびSUBU
P2を生成する。合成回路40は第1および第2の基板電
位検知信号SUBUP1およびSUBUP2を合成して合成基板電位
検知信号SUBUP を出力する。合成基板電位検知信号SUBU
P に応答して、バックバイアス発生回路50はバックバ
イアス信号BBGを発生する。このバックバイアス信号
BBGに応答して、ポンピング回路60はポンピングに
より基板電位VSUB を深くする。
Description
に関し、特に半導体集積回路の基板電位制御回路に関す
る。
それに使用されるセンスアンプとしてはディジット線間
の微小電位差を検出することが可能なものが必要とな
る。すなわち、集積度を高くするために、現在典型的な
ダイナミック・ランダム・アクセス・メモリ(以下、D
RAMと略称する)では、それに用いられるメモリセル
として1トランジスタ・1キャパシタ形セルを使用して
いる。1トランジスタ・1キャパシタ形セルは、この技
術分野で周知のように、電荷蓄積用の容量素子と電荷入
出力制御用金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ(M
OSFET)との2素子よりなる。高集積度になるにつ
れて、容量素子の容量値が必然的に小さくなってしま
い、容量素子には僅かな量の電荷しか充電することがで
きない。したがって、容量素子に蓄積された電荷の有無
を検知するためのセンスアンプは、この容量素子に蓄え
られた微量の電荷によって規定される電位差(以下、差
電位ともいう)を検知しなければならない。例えば、記
憶容量が4MビットのDRAMでは、上記電位差は20
0mV程度であり、非常に微小である。
動等により、この差電位を検知するのが動作として厳し
く、最悪の場合、セルのデータが破壊されてしまうこと
もある。そのため、最近は、ダミーワード方式といっ
て、容量結合によりセンス動作の際に基準となるディジ
ット線のレベルを降下させて差電位を大きくするという
方式がとられている。
スアンプについて説明する。図示のセンスアンプSA
は、ワード線WL1 とディジット線Dに接続されている
メモリセル70における微小な出力信号を検知して増幅
する回路である。ディジット線Dはビット線とも呼ばれ
る。図示のメモリセル70は、容量値がCS の容量素子
71と、NチャネルMOSFET72とから構成されて
いる。NチャネルMOSFET72において、ゲートは
ワード線WL1 に接続され、ドレインはディジット線D
に接続され、ソースは容量素子71の一端に接続されて
いる。容量素子71の他端には定電圧Vc が供給されて
いる。
ディジット線D−とに接続されており、これら一対のデ
ィジット線DおよびD−間の電位差ΔVを検知する。こ
こで、ディジット線D,D−は、それ自体配線容量をも
ち、ここではその容量値をCD とし、等価的に配線容量
80が接続されているとする。一般に、配線容量80の
容量値CD と容量素子71の容量値CS との比CD /C
S は約10程度でメモリセル容量は非常に小さい。セン
スアンプSAの出力側には一対のMOSFET81およ
び82を介してIO−Busへ接続される。これらMO
SFET81および82はクロックφy によって制御さ
れる。
ータを読み出す動作を説明する。図8よりプリチャージ
クロックφp が論理“H”レベルの状態で一対のディジ
ット線D/D−がHVCCにより(Vcc/2)にプリチ
ャージされている。HVCCは(Vcc/2)発生回路
(図示せず)により生成され、常に(Vcc/2)レベル
を保持している。
ベルから論理“L”レベルに遷移すると、NチャネルM
OSFET73がオフし、一対のディジット線D/D−
は(Vcc/2)レベルでフローティング状態となる。
理“L”レベルから論理“H”レベルに遷移し、Nチャ
ネルMOSFET72が導通状態になることによって容
量素子71からの電荷がディジット線Dに現れ、一対の
ディジット線D/D−間に電位差ΔVが生じる。この電
位差ΔVは容量素子71の電荷がCD ,CS に分散され
て生じ、上述の200mV程度である。この時、理論的
には容量素子71のレベルが論理“H”レベル、つまり
Vccレベルの時と、論理“L”レベル、つまりGNDレ
ベルの時の電位差ΔVは同等となるが、ダミーワード
(図示せず)によりワード線WL1 の電位VWL1 が上昇
する前に、対になるディジット線(ここでは反転ディジ
ット線D−)のレベルが(Vcc/2)より若干降下して
いるので、論理“H”レベル、論理“L”レベルの時の
差電位は、図9に示すように、それぞれΔVH 、ΔVL
となり、論理“H”レベルの時の方が大きい。
ルの時の方が、ソフトエラー、電源電圧の変動等による
センスマージンの悪化を起こしやすい為である。この差
電位ΔVをセンスアンプSAが検知し、増幅動作が行わ
れる。
ス開始時の動作を説明する。図10に示すように、参照
符号72はNチャネルMOSFETであるから、ソース
−ゲート間がしきい値電圧(以下VTN)以上でないと導
通しない。よって容量素子71に論理“H”レベルが蓄
えられている時は、ワード線WL1 の電位VWL1 が(V
cc/2+VTN)以上で導通し始め、ディジット線Dに電
荷が現れて、ディジット線Dの電位は上昇する。一方、
容量素子71に論理“L”レベルが蓄えられている時
は、ワード線WL1 の電位VWL1 がVTN以上で導通し始
め、ディジット線Dの電位は降下する。
圧Vccが通常のレベルの時は、メモリセル70が論理
“H”レベルの時に、ディジット線Dに電荷が現れる時
刻tHと、メモリセル70が論理“L”レベルの時のそ
の時刻tL との間には時間差τ1 がある。
てから、一定時間を経てセンスアンプ駆動信号φ1 が立
ち上がる。このセンスアンプ駆動信号φ1 によってセン
スアンプSAは差電位ΔVを検知し、増幅を開始するの
であるが、時刻ts までにΔVH 、ΔVL が所望の値で
なければ、センス動作は充分に行われない。
論理“H”レベルがディジット線Dに伝達し終わるの
が、時刻tH から時間τ2 経過した時点で、時刻ts よ
りも前であり、問題ない。
ccが最低レベルである場合は、NチャネルMOSFET
72のしきい値電圧VTNが電源電圧Vccに対して相対的
に大きくみえてくるようになり、電源電圧Vccが低くな
るほど顕著になる。また、ワード線WL1 へ電位VWL1
を供給する昇圧回路(図示せず)の動作も鈍くなるの
で、ワード線WL1 の電位VWL1 の論理“L”レベルか
ら論理“H”レベルへの遷移の仕方も緩くなる。
ルの時、ディジット線Dに電荷が現れる時刻tH ´は、
メモリセル70が論理“L”レベルの時の時刻tL ´よ
りも時間τ1 ´だけ遅れる。さらに、ディジット線Dに
伝達し終わるのは、時刻tH´から時間τ2 ´経過した
時点にまで遅れてしまい、時刻ts ´に間に合わなくな
る可能性がある。したがって、最悪の場合、(tH ´+
τ2 ´)>ts ´となることもあり、結果として、セン
スアンプSAの動作マージンが悪化し、増幅不可能とい
うことになる。つまり、メモリセル70が論理“H”レ
ベルのときにセンス不良となり、メモリ動作はこの電源
電圧Vccにて正しく行なえないということになる。
は、tH 〜ts 間を長くすることである。そのために
は、ワード線WL1 の電位VWL1 が上がってからセンス
アンプ駆動信号φ1 が上がるまでの時間を充分にとると
いうことであり、センスアンプ駆動信号φ1 が上がるの
を遅くするということに他ならない。しかしながら、セ
ンスアンプ駆動信号φ1 を遅くするということは、セン
ス終了時刻を遅くすることにもなり、結果的に読み出し
動作の速度が遅くなり、パフォーマンスの低下を招く。
SFET72のしきい値電圧VTNを低くすることであ
る。しきい値電圧VTNを低くする分、メモリセル70が
論理“H”レベルの時のディジット線Dへの伝達し始め
る、し終わる時刻が早くなり、しかもセンスアンプSA
の動作もトランジスタの能力が上がる為速くなり、セン
ス動作のマージンは拡がることになる。
きい値電圧VTNを制御することが必要になるのだが、し
きい値電圧VTNは基板電位VSUB によって規定される。
なお、本明細書では、基板電位VSUB の絶対値を大きく
することを基板電位VSUB を深くすると言い、基板電位
VSUB の絶対値を小さくすることを基板電位VSUB を浅
くすると言う。基板電位VSUB を深くするとしきい値電
圧VTNは高くなる方向へシフトし、基板電位VSUB を浅
くするとしきい値電圧VTNは低くなる方向へシフトす
る。
位制御回路が提供されているが、従来の基板電位制御回
路は、しきい値電圧VTNを一定にするように基板電位V
SUBを制御するものである。例えば、特開平4−387
91号公報(以下、公知例と呼ぶ)には、基板電位を外
部電源電圧の変動に拘らず設定電位に保持できるように
した「半導体装置」が開示されている。すなわち、この
公知例では、外部電源電圧Vccの依存性の小さい内部電
圧を発生させ、この内部電圧と実際の基板電位とに基づ
いて基板電位検出信号を発生させている。したがって、
この公知例では、電源電圧Vccが変動しても基板電位V
SUB が一定に保持されるので、電源電圧Vccに応じて基
板電位VSUB を変化させることができない。
VSUB を変化させることができる従来の基板電位制御回
路を示す。図示の基板電位制御回路は、基板電位検知回
路20´と、バックバイアス発生回路50と、ポンピン
グ回路60とから構成されている。基板電位検知回路2
0´は基板電位VSUB を検知し、基板電位検知信号SUBU
P'を出力する。基板電位VSUB が浅くなると、基板電位
検知回路20´は論理“H”レベルの基板電位検知信号
SUBUP'を出力し、基板電位VSUB が深くなると、基板電
位検知回路20´は論理“L”レベルの基板電位検知信
号SUBUP'を出力する。バックバイアス発生回路50はリ
ング発振回路(後述する)で構成されており、論理
“H”レベルの基板電位検知信号SUBUP'が供給される
と、リング発振回路は活性化され、バックバイアス発生
回路50は一定周期のバックバイアスパルス信号BBG
を発生する。基板電位検知信号SUBUP'が論理“L”レベ
ルのときは、リング発振回路は非活性となり、バックバ
イアス発生回路50はバックバイアスパルス信号BBG
を発生しない。このバックバイアスパルス信号BBGを
受けると、ポンピング回路60は動作し、ポンピングに
より基板電位VSUB を深くする。
ポンピング回路60との組み合わせは、基板電位検知信
号SUBUP'に応答して基板電位VSUB を発生する基板電位
発生回路として働く。
0´は、PチャネルMOSFET21と、NチャネルM
OSFET22と、2段のインバータ23および24か
ら成る駆動回路とで構成されている。PチャネルMOS
FET21はゲート長(チャネル長)LP とゲート幅
(チャネル幅)WP とを持つ。NチャネルMOSFET
22はゲート長(チャネル長)LN とゲート幅(チャネ
ル幅)WN とを持つ。NチャネルMOSFET22は通
常の約0.7Vのしきい値電圧VTN1 を持つ。Pチャネ
ルMOSFET21において、ソースには電源電圧Vcc
が供給され、ゲートは接地されている。NチャネルMO
SFET22において、ソースには基板電位VSUB が供
給され、ゲートは接地されている。PチャネルMOSF
ET21のドレインとNチャネルMOSFET22のド
レインとは接点(出力点)V1 で接続されている。この
に駆動回路が接続されている。
OSFET22はオン状態であり、出力点V1 は低電位
となっている。したがって、基板電位検知回路20´は
論理“L”レベルの基板電位検知信号SUBUP'を出力す
る。
MOSFET22がオフ状態となり、出力点V1 はPチ
ャネルMOSFET21により充電され、高電位とな
る。そのため、基板電位検知回路20´は論理“H”レ
ベルの基板電位検知信号SUBUP'を出力する。
回路50は、第1乃至第3のインバータ51,52,5
3を縦続接続し、最終段(第3)のインバータ53から
初段(第1)のインバータ51に帰還をかけて構成され
たリング発振回路と、このリング発振回路の発振を制御
するための、PチャネルMOSFET54、インバータ
55および転送ゲート56から構成された発振制御部と
を有する。転送ゲート56は第1のインバータ51の入
力側に設けられている。転送ゲート56の一方のゲート
端子には基板電位検知信号SUBUP'が直接供給され、他方
のゲート端子にはインバータ55によって基板電位検知
信号SUBUP'を反転した信号が供給される。
P'が供給されると、転送ゲート56はオンとなり、リン
グ発振回路は活性化されて、バックバイアス発生回路5
0は論理“H”レベルと論理“L”レベルとが一定周期
で繰り返すバックバイアス信号BBGを発生する。一
方、論理“L”レベルの基板電位検知信号SUBUP'が供給
されたときは、リング発振回路は非活性となり、バック
バイアス発生回路50はバックバイアス信号BBGを発
生せず、PチャネルMOSFET54により論理“H”
レベルで固定となる。
つのPチャネルMOSFET61,62,63と、2つ
のインバータ64,65と、2つのコンデンサ66,6
7とから構成されている。PチャネルMOSFET61
のドレインはメモリ回路の基板(図示せず)に接続さ
れ、ソースは自身のゲートとPチャネルMOSFET6
2のドレインに接続されている。PチャネルMOSFE
T62のソースは接地されている。PチャネルMOSF
ET62のゲートにはバックバイアス信号BBGがイン
バータ64およびコンデンサ67を介して供給され、P
チャネルMOSFET61のゲートにはバックバイアス
信号BBGがインバータ64,65およびコンデンサ6
6を介して供給される。PチャネルMOSFET61お
よび62のサブストレートは共通にインバータ65の出
力端に接続されている。PチャネルMOSFET63の
ドレインはPチャネルMOSFET62のゲートに接続
され、ゲートおよびソースは接地され、サブストレート
はインバータ64の出力端に接続されている。
力信号、PチャネルMOSFET61のゲートに供給さ
れる信号、インバータ64の出力信号、およびPチャネ
ルMOSFET62のゲートに供給される信号を、それ
ぞれ、A,B,C,Dで表すことにする。
Gは一定周期で論理“H”レベルと論理“L”レベルと
を繰り返す信号である。信号Aが論理“H”レベルのと
き、信号Bは瞬間的に論理“H”レベルになるものの、
信号CおよびDが論理“L”レベルでPチャネルMOS
FET62がオンとなり、次第に論理“L”レベルへ遷
移する。信号Aが論理“L”レベルになると、その分、
容量結合により信号Bは論理“L”レベルへ、つまり負
電位になり、PチャネルMOSFET61がオンし、基
板電位VSUB は負電位となる。この時、信号Cは論理
“H”レベルで、信号Dも瞬間的に論理“H”レベルと
なるが、PチャネルMOSFET63により論理“L”
レベルへ遷移する。
と、信号Bも論理“H”レベルになりPチャネルMOS
FET61はオフする。逆に信号Cは論理“L”レベル
になり、その分容量結合により信号Dも論理“L”レベ
ルつまり負電位となり、PチャネルMOSFET62は
オンし、信号BのレベルはGNDに引き抜かれる。この
繰り返しで、基板電位VSUB を−Vcc近辺までにする。
れないとき、すなわち、バックバイアス信号BBGが論
理“H”レベルを維持しているときは、PチャネルMO
SFET61がオフ状態であるので、ポンピング回路6
0は上述したポンピング動作を行わない。
路のVcc−VSUB 検知レベル特性を示す。このVcc−V
SUB 検知レベル特性は、図13の出力SUBUP'が論理
“H”レベルになるか論理“L”レベルになるかの境界
を意味し、図16において、実線で示す特性曲線C
SUBUP'は一般にほぼ直線で表される。特性曲線CSUBUP'
より右上側は、基板電位検知信号SUBUP'が論理“H”レ
ベルの領域を示しており、左下側が基板電位検知信号SU
BUP'が論理“L”レベルの領域を示している。図16か
ら明らかなように、電源電圧VccとVSUB 検知レベルと
は、特性曲線CSUBUP'に沿ったほぼリニアな関係を有し
ていることが分かる。したがって、実際の基板電位V
SUB は、VSUB 検知レベルにより制御されるので図16
のVSUB 検知レベルとほぼ同等の値となる。
基板電位検知部が1つの基板電位検知回路20´のみに
よって構成されている。
路では、電源電圧Vccと基板電位検知レベルの対応はほ
ぼリニアであり、電源電圧Vccがスペック限界の最高レ
ベルまで上昇した時の基板電位VSUB のレベル、最低レ
ベルまで下降した時の基板電位VSUB のレベルが回路動
作上最適となるよう基板電位検知レベルを調整する。
ある場合に、センスアンプ動作マージンを広げる為にN
チャネルMOSFETの能力向上を計る意味で、基板電
位検知回路により基板電位VSUB を浅くするように設定
する場合、電源電圧Vccが最高レベルでの基板電位V
SUB もほぼ同等の量だけ浅くなるが、電源電圧Vccが最
高レベルの時の基板電位VSUB は現状と同等のままでな
いと回路動作上支障をきたすので、浅くしてはならな
い。
源電圧Vccが最低レベルの時は従来より浅く、最高レベ
ルの時は従来と同等といった制御を行なえない。
回路装置は、電源電圧が供給され、基板電位を検知して
基板電位検知信号を生成する基板電位検知部と、基板電
位検知信号に応答して基板電位を発生する基板電位発生
回路とを備えた半導体集積回路装置において、基板電位
検知部は、複数の異なる基板電位検知信号を生成する基
板電位検知手段と、複数の基板電位検知信号から合成基
板電位検知信号を発生する合成手段とを有することを特
徴とする。
検知回路が2つあれば、ある電源レべルを境に電源電圧
が最高レベル及び最低レべルでの基板電位検知レベルを
それぞれ所望の値に設定でき、基板電位を決定すること
ができる。
図面を参照して詳細に説明する。
検知回路を2台設けた場合での基板電位制御回路の構成
を示す。図1に示された基板電位制御回路は、第1の基
板電位検知回路20と、第2の基板電位検知回路30
と、合成回路40と、バックバイアス発生回路50と、
ポンピング回路60とを備えている。第1の基板電位検
知回路20、第2の基板電位検知回路30、および合成
回路40の組み合わせによって基板電位検知部90が構
成されている。バックバイアス発生回路50およびポン
ピング回路60の構成および動作は、前述した従来のも
のと同様なので、それらの説明を省略する。
Vccが供給され、基板電位VSUB を検知して第1の基板
電位検知信号SUBUP1を生成する。第2の基板電位検知回
路30は、電源電圧Vccが供給され、基板電位VSUB を
検知して第2の基板電位検知信号SUBUP2を生成する。後
で詳細に説明するように、第1および第2の基板電位検
知回路20および30は、互いに異なるVcc−VSUB 検
知レベル特性をもっている。合成回路40は第1の基板
電位検知信号SUBUP1と第2の基板電位検知信号SUBUP2と
を合成して合成基板電位検知信号SUBUP を生成する。
知回路20は、図13に示した基板電位検知回路20´
と同じ構成を有している。すなわち、第1の基板電位検
知回路20は、基板電位検知信号SUBUP'に等しい第1の
基板電位検知信号SUBUP1を生成している。簡単に述べる
と、第1の基板電位検知回路20は、第1のPチャネル
MOSFET21と、第1のNチャネルMOSFET2
2と、2段のインバータ23および24から成る第1の
駆動回路とで構成され、第1のPチャネルMOSFET
21のドレインと第1のNチャネルMOSFET22の
ドレインは第1の接点(第1の出力点)V1 で接続され
ている。これら構成要素の詳しい説明は、図13を参照
して既にしているので、省略する。
て説明する。基板電位VSUB が深いとき、第1のNチャ
ネルMOSFET22はオン状態であり、第1の出力点
V1は低電位となっている。したがって、第1の基板電
位検知回路20は論理“L”レベルの第1の基板電位検
知信号SUBUP1を出力する。基板電位VSUB が浅くなる
と、第1のNチャネルMOSFET22がオフ状態とな
り、第1の出力点V1 は第1のPチャネルMOSFET
21により充電され、高電位となる。そのため、第1の
基板電位検知回路20は論理“H”レベルの第1の基板
電位検知信号SUBUP1を出力する。
路30は、第2のPチャネルMOSFET31と、第2
のNチャネルMOSFET32と、2段のインバータ3
3および34から成る第2の駆動回路とで構成されてい
る。第2のPチャネルMOSFET31は、図4に示す
ように、ゲート長(チャネル長)LP とゲート幅(チャ
ネル幅)WP ´とを持つものとする。ゲート幅WP ´は
ゲート幅WP より大きく設定する。これにより、第2の
PチャネルMOSFET31の能力を、第1のPチャネ
ルMOSFET21(図2)よりも大きくしている。第
2のNチャネルMOSFET32はゲート長(チャネル
長)LN とゲート幅(チャネル幅)WNとを持つ。第2
のNチャネルMOSFET32は0.45〜0.55V
の範囲のしきい値電圧VTN2 を持つものとする。これに
より、第2のNチャネルMOSFET32の能力を、第
1のNチャネルMOSFET22(図2)よりも大きく
している。
て、ソースには電源電圧Vccが供給され、ゲートは接地
されている。第2のNチャネルMOSFET32におい
て、ソースには基板電位VSUB が供給され、ゲートは接
地されている。第2のPチャネルMOSFET31のド
レインと第2のNチャネルMOSFET22のドレイン
とは第2の接点(第2の出力点)V2 で接続されてい
る。この第2の出力点V2 に第2の駆動回路が接続され
ている。
て説明する。基板電位VSUB が深いとき、第2のNチャ
ネルMOSFET32はオン状態であり、第2の出力点
V2は低電位となっている。したがって、第2の基板電
位検知回路30は論理“L”レベルの第2の基板電位検
知信号SUBUP2を出力する。基板電位VSUB が浅くなる
と、第2のNチャネルMOSFET32がオフ状態とな
り、第2の出力点V2 は第2のPチャネルMOSFET
31により充電され、高電位となる。そのため、第2の
基板電位検知回路30は論理“H”レベルの第2の基板
電位検知信号SUBUP2を出力する。
基板電位検知回路20のみから構成されている場合(す
なわち、合成基板電位検知信号SUBUP が第1の基板電位
検知信号SUBUP1に等しい場合)と、基板電位検知部90
が仮に第2の基板電位検知回路30のみから構成されて
いる場合(すなわち、合成基板電位検知信号SUBUP が第
2の基板電位検知信号SUBUP2に等しい場合)とにおけ
る、基板電位制御回路のVcc−VSUB 検知レベル特性を
示す。
号SUBUP が第1の基板電位検知信号SUBUP1に等しいとき
の第1の特性曲線CSUBUP1を示し、点線は合成基板電位
検知信号SUBUP が第2の基板電位検知信号SUBUP2に等し
いときの第2の特性曲線CSUBUP2を示す。第1の特性曲
線CSUBUP1は、図16に示した特性曲線CSUBUP'と同一
であり、ほぼ直線で表される。一方、第2の特性曲線C
SUBUP2は、第1の特性曲線CSUBUP1より急勾配の傾きを
もつほぼ直線で表される。第1の特性曲線CSUBUP1と第
2の特性曲線CSUBUP2とは、電源電圧Vccが所定の電圧
Vspの点Pで交差するように第2の特性曲線CSUBUP2を
決定する。第1の特性曲線CSUBUP1において、それより
も右上側は第1の基板電位検知信号SUBUP1が論理“H”
レベルの領域を示し、それより左下側が第1の基板電位
検知信号SUBUP1が論理“L”レベルの領域を示してい
る。同様に、第2の特性曲線CSUBUP2において、それよ
りも右上側は第2の基板電位検知信号SUBUP2が論理
“H”レベルの領域を示し、それより左下側が第2の基
板電位検知信号SUBUP2が論理“L”レベルの領域を示し
ている。
回路41と、論理和回路42と、第1乃至第5のスイッ
チ回路43,44,45,46,47とから構成されて
いる。これら5個のスイッチ回路43〜47は論理積回
路41と論理和回路42のどちらか一方を選択するため
の選択手段として働く。
と論理和モードのいずれか一方のモードで動作する。図
6は論理積モードの場合の状態を示している。図6に示
すように、論理積モードの場合、第1および第2のスイ
ッチ回路43および44はそれぞれ第1の基板電位検知
信号SUBUP1および第2の基板電位検知信号SUBUP2を選択
して、第1の基板電位検知信号SUBUP1および第2の基板
電位検知信号SUBUP2が論理積回路41に供給される。こ
のとき、第3および第4のスイッチ回路45および46
は接地端子を選択して、論理和回路42には常に論理
“L”レベルの信号が供給される。第5のスイッチ回路
47は論理積回路41の出力を選択している。このよう
に、論理積モードの場合、合成回路40は論理積回路4
1として働き、第1の基板電位検知信号SUBUP1と第2の
基板電位検知信号SUBUP2との論理積をとって、論理積結
果を示す信号を合成基板電位検知信号SUBUP として合成
出力する。
2のスイッチ回路43および44は接地端子を選択し
て、論理積回路42には常に論理“L”レベルの信号が
供給される。一方、第3および第4のスイッチ回路45
および46はそれぞれ第1の基板電位検知信号SUBUP1お
よび第2の基板電位検知信号SUBUP2を選択して、第1の
基板電位検知信号SUBUP1および第2の基板電位検知信号
SUBUP2が論理和回路42に供給される。第5のスイッチ
回路47は論理和回路42の出力を選択している。この
ように、論理和モードの場合、合成回路40は論理和回
路42として働き、第1の基板電位検知信号SUBUP1と第
2の基板電位検知信号SUBUP2との論理和をとって、論理
和結果を示す信号を合成基板電位検知信号SUBUP として
合成出力する。
作している場合(換言すれば、合成回路40が論理積回
路41のみから成る場合)と、合成回路40が論理和モ
ードで動作している場合(すなわち、合成回路40が論
理和回路42のみから成る場合)とにおける、基板電位
制御回路のVcc−VSUB 検知レベル特性を示す。
積回路41であるときの論理積特性曲線CAND を示し、
一点鎖線は合成回路40が論理和回路42であるときの
論理和曲線CORを示す。論理積特性曲線CAND および論
理和曲線CORの各々において、それよりも右上側は合成
基板電位検知信号SUBUP が論理“H”レベルの領域を示
し、それより左下側が合成基板電位検知信号SUBUP が論
理“L”レベルの領域を示している。
SUBUP1と第2の特性曲線CSUBUP2との論理積をとった曲
線である。すなわち、第1の特性曲線CSUBUP1と第2の
特性曲線CSUBUP2との交点Pを境にして、論理積特性曲
線CAND は、電源電圧Vccが所定の電圧Vcpより高いと
きは第1の特性曲線CSUBUP1に沿った、電源電圧Vccが
所定の電圧Vcpより低いときは第2の特性曲線CSUBUP2
に沿った曲線を呈している。そのため、論理積特性曲線
CAND は電源電圧Vccが低い領域で傾きが急勾配にな
る。したがって、電源電圧Vccが低いときは、基板電位
VSUB を従来よりも浅くなる方向へ設定することができ
る。このような論理積特性曲線CAND をもつ基板電位制
御回路を使用することにより、電源電圧Vccがスペック
の下限の電圧まで低下している状態で、メモリセル70
(図8)に論理“H”レベルの信号が記憶されていると
きに、センスアンプSAの動作マージンを左右するNチ
ャネルMOSFET72およびセンスアンプSA内のM
OSFETのしきい値電圧VTNを低くすることが可能と
なる。これにより、メモリセル70を構成するNチャネ
ルMOSFET72の能力を向上させることができる。
電源電圧Vccが高いときは、従来と同等の基板電位V
SUB となる。
SUBUP1と第2の特性曲線CSUBUP2との論理和をとった曲
線である。すなわち、第1の特性曲線CSUBUP1と第2の
特性曲線CSUBUP2との交点Pを境にして、論理和曲線C
ORは、電源電圧Vccが所定の電圧Vcpより高いときは第
2の特性曲線CSUBUP2に沿った、電源電圧Vccが所定の
電圧Vcpより低いときは第1の特性曲線CSUBUP1に沿っ
た曲線を呈している。そのため、論理和曲線CORは電源
電圧Vccが高い領域で傾きが急勾配になる。したがっ
て、電源電圧Vccが高いときは、基板電位VSUB を従来
よりも深くなる方向へ設定することができる。
ず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の変更が可
能である。例えば、基板電位検知部を構成する基板電位
検知回路の数は3以上でも良いのは勿論である。また、
合成回路も図6に示したものに限定せず、論理積回路の
みからなるものや論理和回路のみからなるものでも良
く、また、他の論理回路でも良い。とにかく、基板電位
検知回路の数に応じて、所望のVcc−VSUB 検知レべル
を満足するように、合成回路を種々に設計変更すること
が可能である。
の半導体集積回路装置では、互いに異なりかつ交差する
Vcc−VSUB 検知レベル特性をもつ複数の基板電位検知
回路を設け、複数の基板電位検知回路の出力を合成回路
で合成したものを基板電位発生回路に供給しているの
で、種々の(非線形な)Vcc−VSUB 検知レベル特性を
もつ基板電位制御回路を任意に設計することが可能とな
る。したがって、電源電圧Vccが低いときに、基板電位
VSUB を従来よりも浅くすることが可能で、メモリセル
を構成するNチャンルMOSFETのしきい値電圧VTN
を従来よりも低くして、その能力を向上させることがで
きる。これにより、電源電圧Vccが低い側でのセンス動
作が改善されるのはいうまでもない。また、電源電圧V
ccが高い側での基板電位VSUB は従来と同等であり、電
源電圧Vccが高い側での動作には何ら支障はない。逆
に、電源電圧Vccが低い側での基板電位VSUB は従来と
同等であって、電源電圧Vccが高い側での基板電位V
SUB を従来より浅くしたり深くしたりすることも可能で
ある。つまり、電源電圧Vccに対してメモリ動作として
最適な基板電位VSUB を設定することができる。
構成を示すブロック図である。
回路図である。
回路図である。
2中のPチャネルMOSFETと比較して示す平面図で
ある。
位検知回路のみから構成されている場合と、仮に第2の
基板電位検知回路のみから構成されている場合とにおけ
る、基板電位制御回路のVcc−VSUB 検知レベル特性を
示す図である。
ている場合と、論理和モードで動作している場合とにお
ける、基板電位制御回路のVcc−VSUB 検知レベル特性
を示す図である。
モリセルと共に示す回路図である。
めの波形図である。
ある。
するための波形図である。
ク図である。
路図である。
示す回路図である。
れぞれ示す回路図とタイムチャートである。
SUB 検知レベル特性を示す図である。
Claims (8)
- 【請求項1】 電源電圧が供給され、基板電位を検知し
て基板電位検知信号を生成する基板電位検知部と、前記
基板電位検知信号に応答して前記基板電位を発生する基
板電位発生回路とを備えた半導体集積回路装置におい
て、 前記基板電位検知部は、複数の異なる基板電位検知信号
を生成する基板電位検知手段と、前記複数の基板電位検
知信号から合成基板電位検知信号を発生する合成手段と
を有すること、を特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項2】 前記基板電位発生回路は、前記基板電位
検知信号に応答してバックバイアス信号を発生するバッ
クバイアス発生回路と、前記バックバイアス信号に応答
して前記基板電位を深くするようにポンピング動作を行
うポンピング回路とを有すること、を特徴とする請求項
1に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項3】 前記合成手段が、前記複数の異なる基板
電位検知信号の論理積をとる論理積回路であること、を
特徴とする請求項1または2に記載の半導体集積回路装
置。 - 【請求項4】 前記合成回路が、前記複数の異なる基板
電位検知信号の論理和をとる論理和回路であること、を
特徴とする請求項1または2に記載の半導体集積回路装
置。 - 【請求項5】 前記合成回路は、前記複数の異なる基板
電位検知信号の論理積をとる論理積回路と、前記複数の
異なる基板電位検知信号の論理和をとる論理和回路と、
前記論理積回路の出力と前記論理和回路の出力のどちら
か一方を選択し、選択した信号を前記合成基板電位検知
信号として出力する選択手段とを有すること、を特徴と
する請求項1または2に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項6】 前記基板電位検知手段は、前記電源電圧
の変化に対する前記基板電位検知レベルが比較的緩やか
に変化する第1の電源電圧−基板電位検知レベル特性を
もつ第1の基板電位検知回路と、前記電源電圧の変化に
対する前記基板電位検知レベルが前記第1の基板電位検
知回路の特性よりも急激に変化する第2の電源電圧−基
板電位検知レベル特性をもつ第2の基板電位検知回路と
を含むこと、を特徴とする請求項1に記載の半導体集積
回路装置。 - 【請求項7】 前記第1の基板電位検知回路は、ドレイ
ン同士を第1の出力点として接続した第1のPチャネル
MOSFETと第1のNチャネルMOSFETとを有
し、前記第1のPチャネルMOSFETと前記第1のN
チャネルMOSFETのゲートを共に接地し、前記第1
のPチャネルMOSFETのソースには前記電源電圧が
供給され、前記第1のNチャネルMOSFETのソース
には前記基板電位が供給されており、 前記第2の基板電位検知回路は、ドレイン同士を第2の
出力点として接続した第2のPチャネルMOSFETと
第2のNチャネルMOSFETとを有し、前記第2のP
チャネルMOSFETと前記第2のNチャネルMOSF
ETのゲートを共に接地し、前記第2のPチャネルMO
SFETのソースには前記電源電圧が供給され、前記第
2のNチャネルMOSFETのソースには前記基板電位
が供給されており、前記2のPチャネルMOSFETは
前記第1のPチャネルMOSFETのチャネル幅よりも
広いチャネル幅をもち、前記第2のNチャネルMOSF
ETは前記第1のNチャネルMOSFETのしきい値電
圧よりも低いしきい値電圧をもつこと、を特徴とする請
求項6に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項8】 メモリ回路が形成された単一の半導体基
板に、お互いに出力特性の異なる複数の基板電位検知回
路を設け、これら複数の基板電位検知回路からの各出力
を合成し、この合成出力より、基板電位発生回路を制御
することを特徴とする半導体集積回路装置。
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