JPH09233900A - 永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電圧指令ベクトルを入力とする多相の交流電
力発生手段により上記電圧指令ベクトルに応じた相電圧
が印加されて作動する永久磁石界磁同期電動機を上記電
圧指令ベクトルが小さい範囲でも精度良好に制御するこ
とである。 【解決手段】 制御周期ごとに永久磁石界磁同期電動機
電流を検出して回転子の位置角度と角速度を計算し、こ
れとトルク指令に基づいて電圧指令ベクトルを決定し、
上記電圧指令ベクトルの大きさが所定の下限値より小さ
くなると、これ以後の所定数の制御周期よりなる補正期
間に、制御周期ごとにパルス電圧ベクトルを上記補正期
間における平均が０となるように上記電圧指令ベクトル
（Ｖd ，Ｖq ）に加算し、これを補正後の電圧指令ベク
トルとして上記交流電力発生手段に入力せしめる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＦＡ機器や電気自動
車等に用いられる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス
制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制
御方法は、直流電源から出力される直流電圧をインバー
タで交流に変換し、この交流電圧により永久磁石界磁同
期電動機を駆動するシステムにおいて、永久磁石界磁同
期電動機の回転子の位置角度を検出するセンサを使用せ
ずにトルク制御を行なう制御方法で、永久磁石界磁同期
電動機の電圧方程式に基づいて回転子の位置角度と回転
速度とを演算し、システムの外部から入力するトルク指
令に応じて電圧指令ベクトルを決定するものである。そ
して電圧指令ベクトルに応じてインバータが交流電圧を
永久磁石界磁同期電動機に印加する。かかる永久磁石界
磁同期電動機のセンサレス制御方法については渡辺等の
研究が知られている（電気学会論文誌Ｄ，１１０巻１１
号，平成２年，Ｐ．１１９３〜Ｐ．１２００）。

【０００３】ところで上記電圧方程式に基づいて回転子
の位置角度と回転速度とを演算するには永久磁石界磁同
期電動機に印加される電圧値が必要であるが、上記電圧
指令ベクトルで代用して電圧検出手段を省略し、システ
ムを簡単にしたものがある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記電圧
指令ベクトルの大きさが小さな範囲ではインバータの直
流短絡防止時間等で生じる電圧指令ベクトルと実際の印
加電圧の間の誤差の、電圧指令ベクトルに対する比率が
大きくなる。

【０００５】またインバータは永久磁石界磁同期電動機
への印加電圧の符号が入れ代わる直流短絡防止時間にお
ける相電流を検出してこれに基づいて上記直流短絡防止
時間における相電圧を予測して電圧指令ベクトルにフィ
ードバックしているが、相電流の大きさが小さくなる位
相では電流リプル等の影響で相電圧の予測誤差が増加
し、特に電圧指令ベクトルの大きさが小さな範囲で電圧
指令ベクトルと実際の印加電圧の間の誤差の、電圧指令
ベクトルに対する比率が大きくなる。

【０００６】この結果、電圧指令ベクトルの大きさが小
さな範囲では正確な位置角度が得られず、トルクの制御
性が悪化したり制御不能になるおそれがあった。

【０００７】そこで、本発明は上記電圧指令ベクトルの
大きさが小さな範囲においても、トルクの良好な制御性
が得られる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方
法を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
れば、永久磁石界磁同期電動機に印加される相電圧を交
流電力発生手段に指令する上記電圧指令ベクトルの大き
さを予め設定した下限値と比較して上記電圧指令ベクト
ルの大きさが上記下限値より小さいとき、これ以後の補
正期間には制御周期ごとにパルス電圧ベクトルを上記補
正期間における平均が略０となるように上記電圧指令ベ
クトルに加算し、これを補正後の電圧指令ベクトルとす
る。上記補正後の電圧指令ベクトルはこれと実際の印加
電圧の間の誤差の、上記補正後の電圧指令ベクトルに対
する比率が低くなり、回転子の位置角度や角速度の計算
において上記誤差の影響が小さくなる。そしてパルス電
圧ベクトルが上記補正期間において平均が略０であるか
ら上記補正期間の経過後には上記相電流および永久磁石
界磁同期電動機が発生させるトルクは補正期間前の状態
に復する。

【０００９】請求項２記載の発明によれば、上記パルス
電圧ベクトルの各成分を上記補正期間の各小期間におけ
る平均が略０となるようにするとともに、連続する前後
の小期間ではその各成分の時間積分値の経時的なプロフ
ァイルを対称形とし、かつ上記プロファイルが一方の小
期間では略正側に形成され、他方の小期間では略負側に
形成されるようにする。上記時間積分値は近似的に上記
パルス電圧ベクトルに応答する相電流のリプルと等しい
から、連続する上記相電流のリプルは経時的なプロファ
イルが時間方向に対称形で、一方の相電流のリプルが略
正側に形成され、他方の相電流のリプルが略負側に形成
される。しかして上記永久磁石界磁同期電動機電流の発
生させるトルクのリプルは上記電流のリプルが略正側に
形成された小期間と略負側に形成された小期間では逆方
向に現れる。しかして上記トルクのリプルは上記補正期
間において平均が略０となる。

【００１０】請求項３記載の発明によれば、上記パルス
電圧ベクトルを、平均値が略０の電圧波形を時間方向に
並べ、相前後する電圧波形が時間方向に対称な対称形と
することを特徴とする。上記電圧波形が時間方向に対称
であるからパルス電圧ベクトルの各成分は、連続する前
後の小期間における時間積分値の経時的なプロファイル
が対称形でかつ一方は略正側に、他方は略負側に形成さ
れる。しかして容易に上記トルクのリプルの平均値を略
０にできる。

【００１１】請求項４記載の発明によれば、上記パルス
電圧ベクトルの各成分パルスの時系列は上記連続する前
後の小期間において、正負反転するようにすることによ
り、上記連続する前後の小期間において、パルス電圧ベ
クトルの各成分パルスの時間積分値の経時的なプロファ
イルを対称形とすることができる。

【００１２】請求項５記載の発明によれば、平均が略０
となるように上記パルス電圧ベクトルを上記補正期間ご
とに異ならしめることにより、位置角度の計算精度が位
置角度に依存しないようにすることができ、特定の位置
角度の計算精度が継続して低下したままにならないよう
にすることができる。

【００１３】請求項６記載の発明によれば、上記パルス
電圧ベクトルが新たな補正期間の度に一定の角度回転す
ることにより上記パルス電圧ベクトルを平均が略０とな
るように上記補正期間ごとに異ならしめることができ
る。しかして容易な手段でトルクのリプルの平均を略０
にでき、かつ計算精度が継続して低下したままにならな
い。

【００１４】請求項７記載の発明によれば、上記パルス
電圧ベクトルの方向を乱数で決定することにより上記パ
ルス電圧ベクトルを平均が略０となるように上記補正期
間ごとに異ならしめることができる。しかして容易な手
段でトルクのリプルの平均を略０にでき、かつ計算精度
が継続して低下したままにならない。

【００１５】請求項８記載の発明によれば、上記パルス
電圧ベクトルを、上記トルクの時間微分が０であること
を条件とする上記永久磁石界磁同期電動機の電圧方程式
を満たすように設定することにより上記補正期間におけ
るトルクのリプルを０とすることができる。

【００１６】請求項９記載の発明によれば、上記位置角
度の正接が実質的に発散するときは、上記パルス電圧ベ
クトルの大きさを変更することにより位置角度の計算精
度が位置角度に依存しないようにすることができ、特定
の位置角度の計算精度が継続して低下したままにならな
いようにすることができる。

【００１７】請求項１０記載の発明によれば、上記電圧
指令ベクトルの大きさとして上記電圧指令ベクトルのト
ルク電圧成分の大きさを用い、上記下限値として上記電
圧指令ベクトルのトルク電圧成分について予め設定した
下限値を用いることにより上記電圧指令ベクトルの大き
さの計算の負担が軽くなる。

【００１８】

【発明の実施の形態】

（第１実施形態）本発明の永久磁石界磁同期電動機のセ
ンサレス制御方法を実施した永久磁石界磁同期電動機の
制御システムを図１に示す。制御システムは永久磁石界
磁同期電動機たるＰＭ（Ｐermanent Ｍagnet ）モータ
１、これを駆動する交流電力発生手段たる電源部２、制
御部３から構成されている。ＰＭモータ１は三相に構成
されたもので、電機子の温度を検出する温度検出センサ
４３が設けてある。電源部２は直流電源２１と、直流電
源２１から供給される直流電圧を交流に変換してＰＭモ
ータ１の各電機子巻線に相電圧を印加するインバータ２
２を備えている。そして電圧検出センサ４１が設けてあ
り、直流電源２１電圧を検出するようになっている。ま
たインバータ２２からＰＭモータ１の上記電機子に給電
する三相の給電線のうち２つに電流検出センサ４２が設
けてあり、２つの相電流（ｉu ，ｉw）を検出するよう
になっている。

【００１９】制御部２はデジタルシグナルプロセッサ
（以下、ＤＳＰという）３１が設けてあり、一定の制御
周期でＰＭモータ１の制御をするようになっている。Ｄ
ＳＰ３１は外部からのトルク指令５１がアナログ／デジ
タル変換器（以下、Ａ／Ｄコンバータという。図中Ａ／
Ｄ）３３を介して入力するとともに、電流検出センサ４
２からＰＭモータ１の上記相電流（ｉu ，ｉw ）の検出
信号がＡ／Ｄコンバータ３５を介して入力するようにな
っており、これら入力する信号に基づいてＰＭモータ１
の各電機子巻線に印加する各相の電圧の指令値Ｖu ，Ｖ
v ，Ｖw を成分とする電圧指令ベクトル（Ｖu ，Ｖv ，
Ｖw ）を決定するようになっている。ＤＳＰ３１から出
力される電圧指令ベクトル（Ｖu ，Ｖv ，Ｖw ）を入力
として電圧パルス幅変調回路（以下、ＰＷＭ回路とい
う。図中ＰＷＭ）３２が三角波比較方式によりインバー
タ２２に電圧指令ベクトル（Ｖu ，Ｖv ，Ｖw ）に応じ
たＰＷＭ信号を出力し、インバータ２２が電圧指令ベク
トル（Ｖu ，Ｖv ，Ｖw ）に応じて交流電圧を発生する
ようになっている。

【００２０】またＤＳＰ３１は温度検出センサ４３から
電機子温度の検出信号がＡ／Ｄコンバータ３６を介して
入力し、ＰＭモータ１の電機子巻線の抵抗値の補正に用
いられるようになっている。また電圧検出センサ４１か
ら出力される直流電源２１電圧の検出信号が入力し、Ｐ
ＷＭ回路３２にフィードバックするようになっている。
またＤＳＰ３１は、その作動プログラムを格納した読み
出し専用メモリ（以下、ＲＯＭという）３７、ＤＳＰ３
１が作動中にデータを一時記憶する随時読み書き可能メ
モリ（以下、ＲＡＭという）３８を備えている。これら
が制御部３を構成する。

【００２１】またＰＷＭ回路３２はＤＳＰ３１から電圧
指令ベクトル（Ｖu ，Ｖv ，Ｖw ）５２が入力すると同
時に同期信号５４をＡ／Ｄコンバータ３５に出力するよ
うになっている。

【００２２】上記制御システムにおける永久磁石界磁同
期電動機のセンサレス制御方法を図１、図２および図３
のフローチャートにより説明する。図２はＤＳＰ３１の
起動後の作動を示すもので、ステップ１０１では装置の
初期化を行なう。後述する割り込み処理で使用するパル
スカウント変数ｃはこのステップで０にする。

【００２３】ステップ１０２ではＰＭモータ１の回転子
の磁極の極性を判定する。判定は電機子巻線に正負それ
ぞれ電圧を瞬時的に印加し、これに応答する相電流の変
化を観察する。電機子巻線に電圧が印加されると、界磁
磁極の極性に応じて電機子鉄心は増磁または減磁する。
電機子鉄心の磁化特性が非線形なため増磁する場合と減
磁する場合とで検出される相電流の変化の大きさが異な
る。電機子巻線に印加される電圧の正負と検出される相
電流の大小の組合せから回転子の磁極の極性を判定す
る。

【００２４】ステップ１０３では電圧検出センサ４１か
ら直流電源２１電圧をＡ／Ｄコンバータ３４を介して取
り込む。ステップ１０４では温度検出センサ４３から電
機子温度をＡ／Ｄコンバータ３６を介して取り込む。

【００２５】ステップ１０５ではＲＯＭ３７に記憶して
いる電機子巻線抵抗の初期データをステップ１０４で取
り込んだ電機子温度に基づいて補正し、当該温度におけ
る電機子巻線抵抗を得る。

【００２６】ステップ１０６では外部から入力したトル
ク指令５１を取り込み、ステップ１０７で上記トルク指
令５１をこれと対応する電流に変換し、ＰＭモータ１の
回転子に対して静止したｄ軸（界磁磁極軸方向）とｑ軸
（ｄ軸に対して直交方向）よりなる座標（以下、回転座
標という）上の電流指令ベクトル（Ｉd*，Ｉq*）を得
る。ステップ１０３からステップ１０７は以下で説明す
る割り込み処理の余り時間に実行して電流指令ベクトル
（Ｉd*，Ｉq*）と電機子巻線抵抗値を割り込み処理に提
供する。

【００２７】図３はＡ／Ｄコンバータ３５が電流検出セ
ンサ４２から入力するアナログの検出信号をデジタル信
号に変換し終えると起動する割り込み処理である。

【００２８】まずＡ／Ｄコンバータ３５でデジタル信号
に変換された固定座標上の三相の電流ベクトル（ｉu ，
ｉw ）を取り込み（ステップ２０１）、電機子に対して
静止した座標（以下、固定座標という）上の二相の電流
ベクトル（ｉx ，ｉy ）に変換する（ステップ２０
２）。

【００２９】次いでステップ２０３で１周期前の制御周
期の電圧指令ベクトルの大きさをＶ、その下限値である
定数をＶthとしてＶ＜Ｖthであるかどうか、パルスカウ
ント変数ｃが１≦ｃ≦５の範囲内にあるかどうかを判断
する。Ｖ≧Ｖthかつｃ＝０またはｃ＞５のときはステッ
プ２０４を経てステップ２０５に進む。

【００３０】ステップ２０５では式１により位置角度θ
を演算する。なお式中、ｐは微分演算子である。またｉ
x ，ｉy はステップ２０２の演算結果を、ｐｉx ，ｐｉ
y は１周期前の制御周期のｉx ，ｉy との差分を、角速
度ωは１周期前の制御周期における後述するステップ２
０７で演算した数値を、Ｖx ，Ｖy は１周期前の制御周
期における後述するステップ２１０で演算した数値を用
いて計算する。Ｌd ，Ｌq はそれぞれ電機子インダクタ
ンスの回転座標のｄ軸方向成分、ｑ軸方向成分で予めＲ
ＯＭ３７に記憶されている。Ｒd は回転座標のｄ軸方向
の電機子巻線抵抗で、図２のステップ１０５で計算した
電機子巻線抵抗と同じである。ここでθは−π≦θ＜π
の範囲で２値を取るが起動時に判定した磁極の極性から
起動後の最初の位置角度の計算時にいずれかに一意的に
定まっているからその後の制御周期では位置角度θは、
数値が上記最初の位置角度から連続するように決定され
る。

【００３１】

【数１】

【００３２】ステップ２０６では固定座標上の電流ベク
トル（ｉx ，ｉy ）を式２により回転座標上の二相の電
流ベクトル（ｉd ，ｉq ）に変換する。ここでθはステ
ップ２０５の計算結果を用いる。次いで式３により角速
度ωを計算する。ここでＶqは１周期前の制御周期にお
ける後述するステップ２０８で計算したＶq を用いる。
φa は回転子の磁束で、予めＲＯＭ３７に記憶してあ
る。Ｒq は回転座標のｑ軸方向の電機子巻線抵抗で、図
２のステップ１０５で計算した電機子巻線抵抗と同じで
ある。

【００３３】

【数２】

【００３４】ステップ２０８では図２のステップ１０７
で計算した電流指令ベクトル（Ｉd*，Ｉq*）に基づいて
ＰＩ制御により回転座標上の二相の電圧指令ベクトル
（Ｖd，Ｖq ）を計算する。この電圧指令ベクトル（Ｖd
，Ｖq ）の各成分Ｖd ，Ｖqはステップ２０９で、控え
Ｖd0，Ｖq0に格納するとともに、電圧指令ベクトルの大
きさＶを式４により計算する。

【００３５】

【数３】

【００３６】ステップ２１０では回転座標上の二相の電
圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq ）を式５により固定座標上
の二相の電圧指令ベクトル（Ｖx ，Ｖy ）に変換し，次
いでこれを三相の電圧指令ベクトル（Ｖu ，Ｖv ，Ｖw
）に変換する（ステップ２１１）。電圧指令ベクトル
（Ｖu ，Ｖv ，Ｖw ）をＰＷＭ回路３２に出力して（ス
テップ２１２）、割り込み処理は終了となる。

【００３７】

【数４】

【００３８】以上が割り込み処理における通常の制御フ
ローで、次に本発明の特徴部分を説明する。ステップ２
０３で電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖthより小
さくなると（Ｖ＜Ｖthのとき）ステップ２１３へ進む。
以後は補正期間となり、通常の制御フローと異なる予備
の制御フローを実行する。該予備の制御フローはステッ
プ２０１，２０２，２１０〜２１２が通常の制御フロー
と共通で、位置角度θ、電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq
）等の求め方が異なっている。

【００３９】ステップ２１３ではパルスカウント変数ｃ
を識別する。上記通常の制御フローが実行されている間
はステップ２０４でパルスカウント変数ｃはリセットさ
れるから通常の制御フローから予備の制御フローへ切り
替わった最初の制御周期では０であり（ステップ２１
３）、ステップ２１４に進む。ステップ２１４では通常
の制御フローから予備の制御フローに切り替わる直前の
制御周期における電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq ）の成
分である控えＶd0，Ｖq0にパルス電圧ベクトル（ΔＶd
，ΔＶq ）を加算し、これを電圧指令ベクトル（Ｖd
，Ｖq ）とする。すなわち式６，７により電圧指令ベ
クトル（Ｖd ，Ｖq ）を計算する。 Ｖd ＝Ｖd0＋ΔＶd ……… Ｖq ＝Ｖq0＋ΔＶq ………

【００４０】次いで現制御周期の位置角度を角速度ωを
一定と見なして１周期前の制御周期で計算した位置角度
θから線形に外挿して求める。すなわち制御周期をＴp
としてθ＋Ｔp ×ωを現制御周期の位置角度θとする
（ステップ２１５）。

【００４１】ステップ２２６ではパルスカウント変数ｃ
を１ステップインクレメントして自然数Ｎを底数とする
剰余を求め、それをあらためてパルスカウント変数ｃと
する。ここでＮは６以上の自然数であり、パルスカウン
ト変数ｃは１に更新される。なおＮはパルス電圧を重畳
することで生じるトルクのリプルが無視できる十分に大
きな数（例えば２０以上）とする。

【００４２】そしてステップ２１５で計算された位置角
度θに基づいて上記通常の制御フローと同様にステップ
２１０〜２１２を実行することによりステップ２１４で
設定した回転座標上の電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq ）
を三相の電圧指令ベクトル（Ｖu ，Ｖv ，Ｖw ）に変換
しＰＷＭ回路３２に出力する。

【００４３】次の制御周期ではパルスカウント変数ｃ＝
１であるからステップ２０３からステップ２１３，２１
６を経てステップ２１７に進む。ステップ２１７では控
えＶd0，Ｖq0にパルス電圧ベクトル（−ΔＶd ，−ΔＶ
q ）を加算し、これを電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq ）
とする。すなわち式８，９により電圧指令ベクトル（Ｖ
d ，Ｖq ）を計算する。 Ｖd ＝Ｖd0−ΔＶd ……… Ｖq ＝Ｖq0−ΔＶq ………

【００４４】したがって電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq
）の各成分Ｖd ，Ｖq がＶd0，Ｖq0を中心に予備の制
御フローの最初の制御周期（ｃ＝０）では正側に大きく
振れ、次の制御周期（ｃ＝１）では負側に大きく振れ
る。すなわち上記最初の制御周期と次の制御周期よりな
る小期間に電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq ）の各成分は
平均が０のパルス時系列により補正される。ステップ２
１５で上記最初の制御周期と同様に位置角度θを求め、
この位置角度θに基づいてステップ２１０〜２１２を実
行する。

【００４５】ステップ２２６ではパルスカウント変数ｃ
が１ステップづつインクレメントしていくから続く制御
周期（ｃ＝２）ではステップ２１３，２１６を経てステ
ップ２１７に進み、回転座標上の電圧指令ベクトルの成
分Ｖd ，Ｖq はそれぞれ控えＶd0，Ｖq0に対して負側に
大きく振れる。さらに続く制御周期（ｃ＝３）ではステ
ップ２１３からステップ２１４に進み、電圧指令ベクト
ル（Ｖd ，Ｖq ）の成分Ｖd ，Ｖq はそれぞれ控えＶd
0，Ｖq0に対して正側に大きく振れる。すなわちこの２
つの制御周期よりなる小期間に電圧指令ベクトル（Ｖd
，Ｖq ）の各成分は平均が０のパルス時系列により補
正される。しかして通常の制御フローから予備の制御フ
ローに切り替わると、補正期間の最初の連続する４制御
周期におけるパルス電圧ベクトルの各成分ΔＶd ，ΔＶ
q はそれぞれ比が１：−１：−１：１で、後半の小期間
のパルス時系列は前半の小期間におけるパルス電圧ベク
トルを反転したパルス時系列となっており、各小期間に
おける平均が０である。

【００４６】上記４制御周期が終了し、パルスカウント
変数ｃが４になるとステップ２０３，２１３，２１６，
２１８を経てステップ２１９に進む。ステップ２１９，
２２０，２２１，２２４，２２５では通常の制御フロー
のステップ２０５〜２０９と同様の手順を実行する。す
なわち位置角度θを式１により計算する（ステップ２１
９）。ここでは電圧指令ベクトルがパルス電圧ベクトル
（ΔＶd ，ΔＶq ）により大きいものになっているから
位置角度θは精度良好に計算される。次いで固定座標上
の電流ベクトル（ｉx ，ｉy ）を式２により回転座標上
の電流ベクトル（ｉd ，ｉq ）に変換し（ステップ２２
０）、角速度ωを式３により計算し（ステップ２２
１）、ＰＩ制御により電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq ）
を求める（ステップ２２４）。そしてステップ２２４で
求めた電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq）の各成分を控え
Ｖd0，Ｖq0に格納するとともに、電圧指令ベクトルの大
きさＶを式４により計算する（ステップ２２５）。

【００４７】次の制御周期ではパルスカウント変数ｃが
５になるからステップ２０３，２１３，２１６を経て２
１８からステップ２２２に進む。ステップ２２２では位
置角度θを１周期前の制御周期においてステップ２１
９，２２１で計算した位置角度θ、角速度ωに基づいて
ステップ２１５と同様に外挿して求める。次いでこの位
置角度に基づいてステップ２０６と同様に固定座標上の
電流ベクトル（ｉx ，ｉy ）を回転座標上の二相の電流
ベクトル（ｉd ，ｉq ）に変換し（ステップ２２３）、
上記ステップ２２４に進む。

【００４８】次の制御周期ではパルスカウント変数ｃ＝
６（Ｎ＞６の場合）であるからステップ２０３で電圧指
令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖthより大きいとき（Ｖ
＞Ｖthのとき）は、補正期間が終了し通常の制御フロー
となる。また電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖth
より小さいとき（Ｖ＜Ｖthのとき）は再びステップ２１
３，２１６，２１８を経てステップ２２２に進む。すな
わち後の制御周期では更新される電圧指令ベクトルの大
きさＶが下限値Ｖthより小さく（Ｖ＜Ｖthのとき）、パ
ルスカウントｃ≦Ｎ−１である限りステップ２２２〜２
２４を実行する。すなわち角速度ωが一定として位置角
度θを線形に外挿して求める。そして上記位置角度θ、
角速度ωに基づいて電流ベクトル（ｉd ，ｉq ）、電圧
指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq ）を得る。その後、補正期間
は終了する。

【００４９】上記センサレス制御システムの作動につい
てシミュレーションを実施した。シミュレーションを実
施したＰＭモータの仕様は極対数が２、ｄ軸インダクタ
ンスＬd が８ｍＨ、ｑ軸インダクタンスＬq が１８ｍ
Ｈ、電機子抵抗Ｒa が０．１９Ω、磁束φa が０．３Ｗ
ｂで、シミュレーション条件は回転速度３０ｒｐｍ一定
（慣性モーメントが十分大きいとした）である。また計
算を簡単にするため位置角度と角速度の検出誤差がない
ものとした。またインバータ２２は、電源電圧が３００
Ｖ、直流短絡防止時間のＰＷＭ周期に対する割合が５％
と仮定し、直流短絡防止時間における誤差電圧を１５Ｖ
と見積もっている。そしてパルス電圧ベクトルの大きさ
はΔＶq を上記誤差電圧の２倍の３０Ｖとした。そして
トルク指令を１Ｎｍとし、対応する電圧指令ベクトルの
大きさが数Ｖになるようにして通常の制御フローが困難
な状況を設定した。

【００５０】図４は上記シミュレーションの結果を示す
もので、（Ａ）は電圧指令ベクトルのｑ軸成分Ｖq であ
る。補正期間の最初のＶq は連続する４制御周期にΔＶ
q ，−ΔＶq ，−ΔＶq ，ΔＶq よりなるパルスが現れ
る。このように前半の２制御周期よりなる小期間におけ
る電圧波形たるパルス波形と後半の２制御周期よりなる
小期間における電圧波形たるパルス波形とは時間を反転
した対称形で、電圧指令ベクトルはかかるパルス波形を
連続して並べた波形のパルス電圧ベクトルにより補正さ
れる。電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq ）に直流短絡防止
時間の誤差電圧（１５Ｖ）よりも大きな３０Ｖのパルス
電圧ベクトルを加えることで上記４制御周期に続く制御
周期では位置角度θ、角速度ωが精度良好に計算され、
これらの計算結果に基づいて逐次電圧指令ベクトルを計
算して良好にモータを制御することができる。（Ｂ）は
電圧指令ベクトルに応答する回転座標上の電流ベクトル
のｑ軸成分Ｉq である。上記パルス時系列により、前半
の２制御周期では正側に電流リプルが生じており、後半
の２制御周期では負側に電流リプルが生じている。電圧
パルス幅が電機子巻線の時定数（Ｌq ／Ｒa ＝０．０９
４秒）より十分短いから電流リプルはパルス電圧の時間
積分値に等しいプロファイルをなし三角形である。前半
の２制御周期の電流リプルの正側の大きさΔｉq と負側
の大きさΔｉq`は略等しく、前半の２制御周期の電流リ
プルのプロファイルと後半の２制御周期の電流リプルの
プロファイルとは対称形となる。（Ｃ）はＰＭモータの
トルクを示すものである。上記電流リプルに応じて上記
電流リプルのように三角形のトルクリプルが正負対称形
に生じている。しかして上記４制御周期におけるトルク
リプルの平均は０でありトルクの制御に影響は小さい。

【００５１】（第２実施形態）上記実施形態において、
式１により位置角度θの計算をするとき、右辺は分母の
計算結果が小さいと実質的に発散し、その計算精度は悪
くなる。角速度が大きく、位置角度θが回転座標のｄ軸
と固定座標のｘ軸が略一致する位置角度であればこのよ
うなことはないが上記予備の制御フローへの切り替えが
必要なトルク指令や角速度の領域ではこの状態が継続す
るとＰＭモータの制御性が悪化するおそれがある。そこ
で図３の制御フローのステップ２０３とステップ２１３
の間に新たな手順を追加した。これを図５に示し、相違
点を中心に説明する。ステップ２０３で予備の制御フロ
ーに切り替わるとステップ３１０に進む。１周期前の制
御周期のステップ２０４またはステップ２２６でｃがリ
セットされているからステップ３１０からステップ３２
１に進む。ステップ３２１では最近の予備の制御フロー
における方位角αに進角値Δαを加算し、方位角を更新
する。次いで方位角αを２πと比較し（ステップ３２
２）、α＜２πであればステップ３３０に進み、α≧２
πであればαから２πを減算して新たに方位角αとして
（ステップ３２３）αが大きくなりすぎないようにして
からステップ３３０に進む。

【００５２】ステップ３３０では式１０，１１によりパ
ルス電圧ベクトル（ΔＶd ，ΔＶq）を設定する。なお
ΔＶは予めＲＯＭ（図１）に記憶してある一定値であ
る。

【００５３】

【数５】

【００５４】本実施形態では予備の制御フローに切り替
わった最初の制御周期で以上のごとくパルス電圧ベクト
ル（ΔＶd ，ΔＶq ）を最も近い過去の予備の制御フロ
ーにおけるパルス電圧ベクトル（ΔＶd ，ΔＶq ）に対
して進角値Δα回転させて設定するから、パルス電圧ベ
クトル（ΔＶd ，ΔＶq ）が略全方位にばらつく。この
結果、式１による位置角度θの計算に際し、分母の取る
値の範囲が広がる。これにより上記予備の制御フローへ
の切り替えが必要なトルク指令や角速度の領域において
も、式２による位置角度θの計算において、特定の位置
角度で継続して分母が小さくなって、上記特定の位置角
度の計算精度が継続して低下し、ＰＭモータ１の制御不
良を起こすことが防止される。

【００５５】（第３実施形態）本発明の第３の永久磁石
界磁同期電動機のセンサレス制御方法を図６に示す。図
３の制御フローのステップ２０３とステップ２１３の間
に制御手順を追加し、図５のステップ３２１〜３２３の
手順に代えて別の手順としたもので、相違点を中心に説
明する。第２実施形態ではパルス電圧ベクトル（ΔＶd
，ΔＶq ）の方位角αを一定の進角値Δαずつ回転す
るようにしたが、図６のステップ３２４では方位角αを
式１２により設定する。ｒａｎｄ（）は０から１までの
乱数で、αは０から２πまでの値をランダムに取る。し
かしてパルス電圧ベクトル（ΔＶd，ΔＶq ）が略全方
位にばらつく。

【００５６】

【数６】

【００５７】（第４実施形態）本発明の第４の永久磁石
界磁同期電動機の制御方法を図７に示す。図３の制御フ
ローのステップ２０３，２１３，２１４，２１６，２１
７，２１８の手順に代えて別の手順としたものであり、
図中、図３と同一番号を付したものは実質的に同じ手順
を示すので相違点を中心に説明する。ステップ４０１で
実行される手順は図３のステップ２０３の手順において
パルスカウント変数ｃを１≦ｃ≦５の範囲に有るかどう
かを判定するのではなく１≦ｃ≦３の範囲に有るかどう
かを判定するようにしたものである。そして電圧指令ベ
クトルの大きさＶが下限値Ｖthより小さくなる（Ｖ＜Ｖ
th）と通常の制御フローから予備の制御フローに切り替
わりステップ４０２に進む。

【００５８】ステップ４０２ではパルス電圧ベクトル
（ΔＶd ，ΔＶq ）の成分ΔＶq を式１３により計算す
る。ここでΔＶd は予めＲＯＭ３８に記憶されている。
式１３はトルクの時間微分が０を条件としてＰＭモータ
の電圧方程式を解いて決定したもので、以下に説明す
る。

【００５９】

【数７】

【００６０】ＰＭモータの電圧方程式を式１４に示す。
またＰＭモータが発生させるトルクは式１５のように表
せる。式１６は式１５を時間で微分したものである。

【００６１】

【数８】

【００６２】トルクが一定すなわちｄＴ／ｄｔ＝０のと
き、ｄｉd ／ｄｔとｄｉq ／ｄｔが満たす条件は式１７
となる。しかして電流リプルΔｉd ／Δｔ，Δｉq ／Δ
ｔは、その比が式１８を満たすときトルクリプルを０と
することができる。この場合の電圧指令ベクトルは電圧
方程式１４に電流リプルΔｉd ／Δｔ，Δｉq ／Δｔを
ｄｉd ／ｄｔ，ｄｉq ／ｄｔとして代入したＶd ，Ｖq
となる。したがって電圧方程式１４においてｐｉd ，ｐ
ｉq ＝０としたＶd ，Ｖq （予備の制御フローに切り替
わる前の電圧指令ベクトルに対応）との差がパルス電圧
ベクトル（ΔＶd ，ΔＶq ）となる。パルス電圧ベクト
ル（ΔＶd ，ΔＶq ）について式１９，２０を得る。こ
れと式１８よりパルス電圧ベクトルの成分ΔＶd ，ΔＶ
q の間の関係式１３を得る。

【００６３】

【数９】

【００６４】次いで予備の制御フローに切り替わった最
初の制御周期（ｃ＝０）ではステップ４０３からステッ
プ２１４に進み、電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq ）の成
分Ｖd ，Ｖq はそれぞれ控えＶd0，Ｖq0に対して正側に
振れる。本実施形態でも共通する図３のステップ２２６
でパルスカウント変数ｃが１ステップづつインクレメン
トするからさらに続く制御周期（ｃ＝１）ではステップ
４０３，４０４からステップ２１７に進み、電圧指令ベ
クトル（Ｖd ，Ｖq ）の成分Ｖd ，Ｖq はそれぞれ控え
Ｖd0，Ｖq0に対して負側に振れる。しかして通常の制御
フローから予備の制御フローに切り替わると電圧指令ベ
クトル（Ｖd ，Ｖq ）は以後連続する２制御周期よりな
る期間に比が１：−１のパルス電圧ベクトルにより補正
される。ステップ２１５以降の手順は図３に示しものと
同様である。

【００６５】続く制御周期（ｃ＝２）ではステップ４０
５からステップ２１９に進み、上記補正期間にパルス電
圧ベクトルで補正された電圧指令ベクトル（Ｖd ，Ｖq
）に応答する相電流に基づいて第１実施形態と同様に
位置角度θを式１により計算する。そしてさらに続く制
御周期以降（ｃ≧３）はステップ４０５からステップ２
２２に進み、位置角度θを、前の制御周期の位置角度を
外挿して求める。次いで第１実施形態と同様にステップ
２２３以降の手順を実行する。

【００６６】上記制御システムの作動についてシミュレ
ーションを実施した。シミュレーションを実施したＰＭ
モータの仕様およびシミュレーション条件は第１実施形
態と同じである。パルス電圧ベクトル（ΔＶd ，ΔＶq
）はΔＶd ＝３０ＶでΔＶqは式１３により計算した数
値を使用した。

【００６７】図８は上記制御方法のシミュレーションの
結果を示すもので、（Ａ）は回転座標上の電圧指令ベク
トルのｄ軸成分Ｖd である。Ｖd は連続する２制御周期
よりなる期間にΔＶd ，−ΔＶd よりなるパルス時系列
をなしている。（Ｂ）は回転座標上の電圧指令ベクトル
のｑ軸成分Ｖq である。Ｖq は連続する２制御周期にΔ
Ｖq ，−ΔＶq よりなるパルス時系列をなしている。
（Ｃ），（Ｄ）は電圧指令ベクトルに応答する回転座標
上の電流ベクトルのｄ軸成分ｉd 、ｑ軸成分ｉqであ
る。上記パルス時系列により、２制御周期では正側に三
角形の電流リプルが生じている。（Ｅ）はＰＭモータの
トルクを示すもので、トルクリプルのない平坦なトルク
特性が得られた。しかして電圧指令ベクトルに直流短絡
防止時間の誤差電圧（１５Ｖ）よりも大きな３０Ｖのパ
ルス電圧ベクトルを加えることで位置角度、角速度が精
度良好に計算され上記誤差電圧（１５Ｖ）による精度の
低下が防止される。上記期間に続く制御周期ではこれら
の位置角度、角速度に基づいて逐次電圧指令ベクトルを
計算して良好にモータを制御することができる。しかも
パルス電圧ベクトルが加えられてもその補正期間中にお
けるトルクのリプルは０でトルクの制御性に影響がな
く、良好なトルクの制御性が得られる。

【００６８】なお第１、第４実施形態において、図３の
ステップ２０３とステップ２１３の間、または図７のス
テップ４０１とステップ４０２の間に式１の分母の絶対
値を予め設定した下限値と比較し、その結果に応じてパ
ルス電圧ベクトルの大きさ（ΔＶd ，ΔＶq ）を設定す
る手順を設けてもよい。すなわち式１の分母の絶対値が
上記下限値より小さいときはパルス電圧ベクトルの補正
量（Δｖd ，Δvq）をパルス電圧ベクトル（ΔＶd ，Δ
Ｖq ）に加算し（第４実施形態の場合にはΔＶd に補正
量Δｖd を加算し、新たなΔＶd から式１３によりΔＶ
q を計算する）これをこの補正期間におけるパルス電圧
ベクトルとし、式１の分母の絶対値が上記下限値より大
きいときは補正を行わない。これにより第２、第３実施
形態のごとく上記予備の制御フローへの切り替えが必要
なトルク指令や角速度の領域においても、式１による位
置角度θの計算において、特定の位置角度で継続して分
母が小さくなって、上記特定の位置角度の計算精度が継
続して低下することなく、ＰＭモータの制御不良が防止
される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセン
サレス制御方法を実施した装置のブロック図である。

【図２】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセン
サレス制御方法を示すフローチャートである。

【図３】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセン
サレス制御方法を示す別のフローチャートである。

【図４】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセン
サレス制御方法を示すグラフである。

【図５】本発明の第２の永久磁石界磁同期電動機のセン
サレス制御方法を示すフローチャートである。

【図６】本発明の第３の永久磁石界磁同期電動機のセン
サレス制御方法を示すフロ−チャ−トである。

【図７】本発明の第４の永久磁石界磁同期電動機のセン
サレス制御方法を示すフロ−チャ−トである。

【図８】本発明の第４の永久磁石界磁同期電動機のセン
サレス制御方法を示すグラフである。

【符号の説明】

１ ＰＭモータ（永久磁石界磁同期電動機） ２ インバータ（交流電力発生手段）

フロントページの続き (72)発明者 大林 和良 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内 (72)発明者 辻 浩也 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電圧指令ベクトルを入力とする多相の交
   流電力発生手段により上記電圧指令ベクトルに応じた相
   電圧が印加されて作動する永久磁石界磁同期電動機のセ
   ンサレス制御方法であって、制御周期ごとに上記電圧指
   令ベクトルに応答する上記永久磁石界磁同期電動機の相
   電流を検出し、検出した相電流と上記電圧指令ベクトル
   とに基づいて上記永久磁石界磁同期電動機の回転子の位
   置角度と回転速度とを演算し、演算した上記位置角度お
   よび上記回転速度とトルク指令値とにより上記電圧指令
   ベクトルを逐次設定して上記永久磁石界磁同期電動機の
   トルクの制御を行なう永久磁石界磁同期電動機の制御方
   法において、上記電圧指令ベクトルの大きさを予め設定
   した下限値と比較して上記電圧指令ベクトルの大きさが
   上記下限値より小さいとき、これ以後の所定数の制御周
   期よりなる期間を補正期間とし、該補正期間には制御周
   期ごとにパルス電圧ベクトルを上記補正期間における平
   均が略０となるように上記電圧指令ベクトルに加算し、
   これを補正後の電圧指令ベクトルとして上記交流電力発
   生手段に入力せしめる永久磁石界磁同期電動機のセンサ
   レス制御方法。
2. 【請求項２】 請求項１記載の永久磁石界磁同期電動機
   のセンサレス制御方法において、上記補正期間の少なく
   とも最初に複数の連続する小期間を設け、上記パルス電
   圧ベクトルは、これを各小期間における平均が略０とな
   るようにするとともに、連続する前後の小期間では上記
   パルス電圧ベクトルの各成分の時間積分値の経時的なプ
   ロファイルを対称形とし、かつ上記プロファイルが一方
   の電圧波形では略正側に形成され、他方の電圧波形では
   略負側に形成されるようにする永久磁石界磁同期電動機
   のセンサレス制御方法。
3. 【請求項３】 請求項２記載の永久磁石界磁同期電動機
   のセンサレス制御方法において、上記パルス電圧ベクト
   ルは、上記小期間における平均値が略０の電圧波形を時
   間方向に連続して並べた波形でなり、かつ相前後する電
   圧波形が時間方向に対称な対称形とする永久磁石界磁同
   期電動機のセンサレス制御方法。
4. 【請求項４】 請求項３記載の永久磁石界磁同期電動機
   のセンサレス制御方法において、連続する前後の電圧波
   形は、後の小期間における上記電圧波形を構成する上記
   パルス電圧ベクトルの各成分のパルスの時系列が、前の
   小期間におけるパルス時系列を正負反転してなる永久磁
   石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
5. 【請求項５】 請求項１ないし４いずれか記載の永久磁
   石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記
   パルス電圧ベクトルを上記補正期間ごとに異ならしめ、
   かつその平均を略０とする永久磁石界磁同期電動機のセ
   ンサレス制御方法。
6. 【請求項６】 請求項５記載の永久磁石界磁同期電動機
   のセンサレス制御方法において、上記パルス電圧ベクト
   ルは、新たな補正期間の度に一定の角度回転する永久磁
   石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
7. 【請求項７】 請求項５記載の永久磁石界磁同期電動機
   のセンサレス制御方法において、上記パルス電圧ベクト
   ルの方向を上記補正期間ごとに乱数で決定する永久磁石
   界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
8. 【請求項８】 請求項１記載の永久磁石界磁同期電動機
   のセンサレス制御方法において、上記パルス電圧ベクト
   ルを、上記トルクの時間微分が０であることを条件とす
   る上記永久磁石界磁同期電動機の電圧方程式を満たすよ
   うに設定する永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御
   方法。
9. 【請求項９】 請求項１ないし８いずれか記載の永久磁
   石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記
   位置角度の正接が実質的に発散するかどうかを判定し、
   上記位置角度の正接が実質的に発散するときは、上記パ
   ルス電圧ベクトルの大きさを予め設定した補正量を加算
   した大きさに変更する永久磁石界磁同期電動機のセンサ
   レス制御方法。
10. 【請求項１０】 請求項１ないし９いずれか記載の永久
    磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上
    記電圧指令ベクトルの大きとして上記電圧指令ベクトル
    のトルク電圧成分の大きさを用い、上記下限値として上
    記電圧指令ベクトルのトルク電圧成分について予め設定
    した下限値を用いて上記電圧指令ベクトルの大きさを予
    め設定した下限値と比較する永久磁石界磁同期電動機の
    センサレス制御方法。