JPH09191642A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH09191642A JPH09191642A JP2052296A JP2052296A JPH09191642A JP H09191642 A JPH09191642 A JP H09191642A JP 2052296 A JP2052296 A JP 2052296A JP 2052296 A JP2052296 A JP 2052296A JP H09191642 A JPH09191642 A JP H09191642A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータスイッチのスイッチング損失を低
減し、これによって、直流電源装置の効率を向上させ、
製造コストを下げること 【解決手段】 直流電力を受電し、これを制御装置によ
って駆動されるインバータスイッチに与え高周波交流電
圧に変換し、この交流電圧をトランスによって入、出力
間を絶縁するとともに変圧し、このトランスの出力を整
流回路と平滑フィルタで直流電圧に変換する装置におい
て、前記インバータスイッチと並列にダイオードとコン
デンサの並列回路を設け、前記整流回路をトランスと各
々のダイオードの間に直列に可飽和リアクトルを挿入し
た構成とし、インバータスイッチのバス電圧側にトラン
スの１次巻線の環流電流経路を持つＰＷＭスイッチング
制御のドライブ信号を生成する前記制御装置を備える直
流電源装置。
減し、これによって、直流電源装置の効率を向上させ、
製造コストを下げること 【解決手段】 直流電力を受電し、これを制御装置によ
って駆動されるインバータスイッチに与え高周波交流電
圧に変換し、この交流電圧をトランスによって入、出力
間を絶縁するとともに変圧し、このトランスの出力を整
流回路と平滑フィルタで直流電圧に変換する装置におい
て、前記インバータスイッチと並列にダイオードとコン
デンサの並列回路を設け、前記整流回路をトランスと各
々のダイオードの間に直列に可飽和リアクトルを挿入し
た構成とし、インバータスイッチのバス電圧側にトラン
スの１次巻線の環流電流経路を持つＰＷＭスイッチング
制御のドライブ信号を生成する前記制御装置を備える直
流電源装置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直流電力をこれとは
絶縁した直流電圧に変換する直流電源装置に関する。
絶縁した直流電圧に変換する直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の直流電源装置の構成例を図５に示
す。例としてフルブリッジＤＣ・ＤＣコンバータを使っ
た直流電源装置を示す。図においてＥは入力直流電源で
ある。半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 をフルブリッジ回路に
組んだインバータＩＮＶは入力直流電圧Ｅを高周波交流
電圧に変換する。半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 に逆並列に
設けたダイオードＤ1 〜Ｄ4 はインバータＩＮＶの交流
出力側の無効電力の回生用、循環用に設けたものであ
る。インバータＩＮＶが変換した高周波交流電圧をさら
にトランスＴによって入力とは絶縁した交流電圧とし、
ダイオードＤ5 ，Ｄ6 で整流し、リアクタＬF とコンデ
ンサＣF からなる平滑フィルタで平滑し直流電圧ＶOUT
を出力する。ＲＬは直流負荷である。ＣＯＮＴは半導体
スイッチＱ1〜Ｑ4 のオン・オフを制御するためのドラ
イブ信号を発生する制御装置である。
す。例としてフルブリッジＤＣ・ＤＣコンバータを使っ
た直流電源装置を示す。図においてＥは入力直流電源で
ある。半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 をフルブリッジ回路に
組んだインバータＩＮＶは入力直流電圧Ｅを高周波交流
電圧に変換する。半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 に逆並列に
設けたダイオードＤ1 〜Ｄ4 はインバータＩＮＶの交流
出力側の無効電力の回生用、循環用に設けたものであ
る。インバータＩＮＶが変換した高周波交流電圧をさら
にトランスＴによって入力とは絶縁した交流電圧とし、
ダイオードＤ5 ，Ｄ6 で整流し、リアクタＬF とコンデ
ンサＣF からなる平滑フィルタで平滑し直流電圧ＶOUT
を出力する。ＲＬは直流負荷である。ＣＯＮＴは半導体
スイッチＱ1〜Ｑ4 のオン・オフを制御するためのドラ
イブ信号を発生する制御装置である。
【０００３】図６に制御装置ＣＯＮＴの回路構成（ａ）
と動作波形（ｂ）を示す。図において、７は誤差増幅
器、８はコンパレータ、９は三角波発生器を示す。出力
直流電圧を誤差増幅器７の一方に入力し他方には基準と
なる直流電圧ＶREF を与える。誤差増幅器７の出力には
基準直流電圧に２つの入力の差を増幅した信号が重畳さ
れたｅｒを得る。 ｅｒ＝ＶREF ＋（ＶREF −ＶOUT ）×Ｒ2 ／Ｒ1 この重畳信号ｅｒはコンバータ装置の出力電圧が変動す
ると、それを補正するように変化する。三角波発生器は
高周波の三角波ｃを発生する。コンパレータ１に重畳信
号ｅｒと三角波ｃを与えると三角波ｃが信号ｅｒよりレ
ベルが高い期間にはハイレベルで、他の期間にはゼロレ
ベルとなるＰＷＭ信号ｄを出力する。またコンパレータ
２に重畳信号ｅｒの反転信号−ｅｒと三角波ｃを与える
と信号−ｅｒが三角波ｃよりレベルが高い期間にはハイ
レベルで、他の期間にはゼロレベルとなるＰＷＭ信号ｅ
を出力する。ＰＷＭ信号ｄを増幅し必要によっては絶縁
したドライブ信号で半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 をドライ
ブし、ＰＷＭ信号ｅを増幅し必要によっては絶縁したド
ライブ信号で半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 をドライブす
る。各半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 は与えられたドライブ
信号がハイレベルにある期間にオンし、ゼロレベルにあ
る期間はオフする。
と動作波形（ｂ）を示す。図において、７は誤差増幅
器、８はコンパレータ、９は三角波発生器を示す。出力
直流電圧を誤差増幅器７の一方に入力し他方には基準と
なる直流電圧ＶREF を与える。誤差増幅器７の出力には
基準直流電圧に２つの入力の差を増幅した信号が重畳さ
れたｅｒを得る。 ｅｒ＝ＶREF ＋（ＶREF −ＶOUT ）×Ｒ2 ／Ｒ1 この重畳信号ｅｒはコンバータ装置の出力電圧が変動す
ると、それを補正するように変化する。三角波発生器は
高周波の三角波ｃを発生する。コンパレータ１に重畳信
号ｅｒと三角波ｃを与えると三角波ｃが信号ｅｒよりレ
ベルが高い期間にはハイレベルで、他の期間にはゼロレ
ベルとなるＰＷＭ信号ｄを出力する。またコンパレータ
２に重畳信号ｅｒの反転信号−ｅｒと三角波ｃを与える
と信号−ｅｒが三角波ｃよりレベルが高い期間にはハイ
レベルで、他の期間にはゼロレベルとなるＰＷＭ信号ｅ
を出力する。ＰＷＭ信号ｄを増幅し必要によっては絶縁
したドライブ信号で半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 をドライ
ブし、ＰＷＭ信号ｅを増幅し必要によっては絶縁したド
ライブ信号で半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 をドライブす
る。各半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 は与えられたドライブ
信号がハイレベルにある期間にオンし、ゼロレベルにあ
る期間はオフする。
【０００４】図７に図５各部の動作波形を示す。Ｘ点の
電位は半導体スイッチＱ2 がオンの期間にゼロとなり、
半導体スイッチＱ1 がオンの期間に電源電圧のＥレベル
となり、他の期間はＥでもゼロでもないフローティング
レベルとなる。Ｙ点の電位は半導体スイッチＱ4 がオン
の期間にゼロとなり、半導体スイッチＱ3 がオンの期間
に電源電圧のＥレベルとなり、他の期間はＥでもゼロで
もないフローティングレベルとなる。Ｘ点がＥレベルで
Ｙ点がゼロレベルの期間にダイオードＤ6 が導通し、平
滑フィルタＬF ，ＣF にＰＷＭ電圧ＶPWM を与え、イン
バータＩＮＶにはリアクタＬF の電流に相当する電流が
Ｅ→Ｑ1 →Ｘ→Ｙ→Ｑ4 の経路で流れる。またＸ点がゼ
ロレベルでＹ点がＥレベルの期間にダイオードＤ6 が導
通し、平滑フィルタＬF ，ＣF にＰＷＭ電圧ＶPWM を与
え、インバータＩＮＶにはリアクタＬF の電流に相当す
る電流がＥ→Ｑ3 →Ｘ→Ｙ→Ｑ2 の経路で流れる。Ｘ
点、Ｙ点ともフローティングレベルの期間にはダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 に均等にリアクタＬF の電流の２分の１の
電流が流れ、平滑フィルタにはＰＷＭ電圧ＶPWM として
ゼロ電圧が与えられ、インバータＩＮＶに流れる電流は
ゼロとなる。これらのＰＷＭ電圧ＶPWM から平滑フィル
タにより高周波成分が除かれて基準直流電圧ＶREF に対
応した直流電圧ＶOUT が出力される。
電位は半導体スイッチＱ2 がオンの期間にゼロとなり、
半導体スイッチＱ1 がオンの期間に電源電圧のＥレベル
となり、他の期間はＥでもゼロでもないフローティング
レベルとなる。Ｙ点の電位は半導体スイッチＱ4 がオン
の期間にゼロとなり、半導体スイッチＱ3 がオンの期間
に電源電圧のＥレベルとなり、他の期間はＥでもゼロで
もないフローティングレベルとなる。Ｘ点がＥレベルで
Ｙ点がゼロレベルの期間にダイオードＤ6 が導通し、平
滑フィルタＬF ，ＣF にＰＷＭ電圧ＶPWM を与え、イン
バータＩＮＶにはリアクタＬF の電流に相当する電流が
Ｅ→Ｑ1 →Ｘ→Ｙ→Ｑ4 の経路で流れる。またＸ点がゼ
ロレベルでＹ点がＥレベルの期間にダイオードＤ6 が導
通し、平滑フィルタＬF ，ＣF にＰＷＭ電圧ＶPWM を与
え、インバータＩＮＶにはリアクタＬF の電流に相当す
る電流がＥ→Ｑ3 →Ｘ→Ｙ→Ｑ2 の経路で流れる。Ｘ
点、Ｙ点ともフローティングレベルの期間にはダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 に均等にリアクタＬF の電流の２分の１の
電流が流れ、平滑フィルタにはＰＷＭ電圧ＶPWM として
ゼロ電圧が与えられ、インバータＩＮＶに流れる電流は
ゼロとなる。これらのＰＷＭ電圧ＶPWM から平滑フィル
タにより高周波成分が除かれて基準直流電圧ＶREF に対
応した直流電圧ＶOUT が出力される。
【０００５】この従来装置では半導体スイッチＱ1 〜Ｑ
4 のターンオン・ターンオフのスイッチング時に電流と
電圧が重なり合い大きなスイッチング損失が発生する。
このため効率の低下やクーリング対策によるコストアッ
プを招いている。
4 のターンオン・ターンオフのスイッチング時に電流と
電圧が重なり合い大きなスイッチング損失が発生する。
このため効率の低下やクーリング対策によるコストアッ
プを招いている。
【０００６】従来の直流電源装置の他の構成例を図８
（ａ）に示す。例として降圧形チョッパを使った直流電
源装置を示す。Ｅは入力直流電源である。半導体スイッ
チＱ1，Ｑ2 をハーフブリッジに組んで入力直流電圧Ｅ
を高周波直流電圧に変換する。この高周波直流電圧をリ
アクタＬF とコンデンナサＣF からなる平滑フィルタで
平滑し直流電圧ＶOUT を出力する。ｊｘはリアクタＬF
の電流を示し、ｉｏは直流負荷ＲＬに流れる電流を示
す。動作波形を図８（ｂ）に示す。半導体スイッチＱ1
とＱ2 は交互にターンオン・オフされる。これによりリ
アクタＬF に方形波電圧が印加されリアクタＬF のイン
ダクタンスを小さくしておけばリアクタ電流ｉｘには正
負両方向に流れる三角形電流が流れる。半導体スイッチ
Ｑ1 とＱ2 が共にオフとなる期間（デットタイムｔｄ
１，ｔｄ２）を設けておく。期間ｔｄ１にはリアクタ電
流ｉｘがコンデンサＣ2 を充電しコンデンサＣ1 を放電
する方向に流れＸ点の電位が入力直流電圧Ｅとなり半導
体スイッチＱ1 に印加される電圧がゼロの状態で半導体
スイッチＱ1 がオンとなるゼロ電圧スイッチングが行わ
れる。期間ｔｄ２にはリアクタ電流ｉｘがコンデンサＣ
1 を充電しコンデンサＣ2 を放電する方向に流れＸ点の
電位がゼロとなり半導体スイッチＱ2 に印加される電圧
がゼロの状態で半導体スイッチＱ2 がオンとなるゼロ電
圧スイッチングが行われる。（参考文献 原田、二宮、
顧：「スイッチングコンバータの基礎」Ｐ１６７−Ｐ１
７１ コロナ社）
（ａ）に示す。例として降圧形チョッパを使った直流電
源装置を示す。Ｅは入力直流電源である。半導体スイッ
チＱ1，Ｑ2 をハーフブリッジに組んで入力直流電圧Ｅ
を高周波直流電圧に変換する。この高周波直流電圧をリ
アクタＬF とコンデンナサＣF からなる平滑フィルタで
平滑し直流電圧ＶOUT を出力する。ｊｘはリアクタＬF
の電流を示し、ｉｏは直流負荷ＲＬに流れる電流を示
す。動作波形を図８（ｂ）に示す。半導体スイッチＱ1
とＱ2 は交互にターンオン・オフされる。これによりリ
アクタＬF に方形波電圧が印加されリアクタＬF のイン
ダクタンスを小さくしておけばリアクタ電流ｉｘには正
負両方向に流れる三角形電流が流れる。半導体スイッチ
Ｑ1 とＱ2 が共にオフとなる期間（デットタイムｔｄ
１，ｔｄ２）を設けておく。期間ｔｄ１にはリアクタ電
流ｉｘがコンデンサＣ2 を充電しコンデンサＣ1 を放電
する方向に流れＸ点の電位が入力直流電圧Ｅとなり半導
体スイッチＱ1 に印加される電圧がゼロの状態で半導体
スイッチＱ1 がオンとなるゼロ電圧スイッチングが行わ
れる。期間ｔｄ２にはリアクタ電流ｉｘがコンデンサＣ
1 を充電しコンデンサＣ2 を放電する方向に流れＸ点の
電位がゼロとなり半導体スイッチＱ2 に印加される電圧
がゼロの状態で半導体スイッチＱ2 がオンとなるゼロ電
圧スイッチングが行われる。（参考文献 原田、二宮、
顧：「スイッチングコンバータの基礎」Ｐ１６７−Ｐ１
７１ コロナ社）
【０００７】この従来装置では半導体スイッチがゼロ電
圧スイッチングとなるためゼロ電圧スイッチング期間に
おいてはスイッチ損失は少ない。しかし出力が増加して
リアクタ電流ｉｘが負となる状態が無くなると半導体ス
イッチＱ1 のゼロ電圧スイッチングができなくなりスイ
ッチング損失が発生する問題がある。またリアクタ電流
が三角波電流となるためピーク電流が大きく銅損や導通
損が大きくなり効率の向上の妨げになっている。
圧スイッチングとなるためゼロ電圧スイッチング期間に
おいてはスイッチ損失は少ない。しかし出力が増加して
リアクタ電流ｉｘが負となる状態が無くなると半導体ス
イッチＱ1 のゼロ電圧スイッチングができなくなりスイ
ッチング損失が発生する問題がある。またリアクタ電流
が三角波電流となるためピーク電流が大きく銅損や導通
損が大きくなり効率の向上の妨げになっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記の欠点を
改善するために提案されたもので、その目的は、コンバ
ータ装置を構成する半導体スイッチのスイッチング損失
を低減し、効率の向上やコストの低下を図ることにあ
る。
改善するために提案されたもので、その目的は、コンバ
ータ装置を構成する半導体スイッチのスイッチング損失
を低減し、効率の向上やコストの低下を図ることにあ
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明は、直流電力を受電し、これを制御装置によっ
て駆動されるインバータスイッチに与え高周波交流電圧
に変換し、この交流電圧をトランスによって入、出力間
を絶縁するとともに変圧し、このトランスの出力を整流
回路と平滑フィルタで直流電圧に変換する装置におい
て、前記インバータスイッチと並列にダイオードとコン
デンサの並列回路を設け、前記整流回路をトランスと各
々のダイオードとの間に直列に可飽和リアクトルを挿入
した構成とし、インバータスイッチのバス電圧側にトラ
ンスの１次巻線の環流電流経路を持つＰＷＭスイッチン
グ制御のドライブ信号を生成する前記制御装置を備える
ことを特徴とする直流電源装置を発明の要旨とする。
め本発明は、直流電力を受電し、これを制御装置によっ
て駆動されるインバータスイッチに与え高周波交流電圧
に変換し、この交流電圧をトランスによって入、出力間
を絶縁するとともに変圧し、このトランスの出力を整流
回路と平滑フィルタで直流電圧に変換する装置におい
て、前記インバータスイッチと並列にダイオードとコン
デンサの並列回路を設け、前記整流回路をトランスと各
々のダイオードとの間に直列に可飽和リアクトルを挿入
した構成とし、インバータスイッチのバス電圧側にトラ
ンスの１次巻線の環流電流経路を持つＰＷＭスイッチン
グ制御のドライブ信号を生成する前記制御装置を備える
ことを特徴とする直流電源装置を発明の要旨とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明は、直流電力を受電し、こ
れを制御装置によって駆動されるインバータスイッチに
与え高周波交流電圧に変換し、この交流電圧をトランス
によって入、出力間を絶縁するとともに変圧し、このト
ランスの出力を整流回路と平滑フィルタで直流電圧に変
換する装置において、前記各インバータスイッチと並列
にダイオードとコンデンサの並列回路を設け、前記整流
回路をトランスと各々のダイオードとの間に直列に可飽
和リアクトルを挿入した構成とし、インバータスイッチ
のバス電圧側にトランスの１次巻線の環流電流経路を持
つＰＷＭスイッチング制御のドライブ信号を生成する前
記制御装置を備えることで、インバータスイッチのスイ
ッチング時のスイッチング損失を低減し、効率の向上や
コストを下げることができる。
れを制御装置によって駆動されるインバータスイッチに
与え高周波交流電圧に変換し、この交流電圧をトランス
によって入、出力間を絶縁するとともに変圧し、このト
ランスの出力を整流回路と平滑フィルタで直流電圧に変
換する装置において、前記各インバータスイッチと並列
にダイオードとコンデンサの並列回路を設け、前記整流
回路をトランスと各々のダイオードとの間に直列に可飽
和リアクトルを挿入した構成とし、インバータスイッチ
のバス電圧側にトランスの１次巻線の環流電流経路を持
つＰＷＭスイッチング制御のドライブ信号を生成する前
記制御装置を備えることで、インバータスイッチのスイ
ッチング時のスイッチング損失を低減し、効率の向上や
コストを下げることができる。
【００１１】
【実施例】次に本発明の実施例について説明する。図１
は本発明の直流電源装置の構成例である。図１におい
て、１は直流電源、２はインバータ回路、３は整流回
路、４は平滑フィルタ、５は直流負荷、６は制御回路で
ある。半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 をフルブリッジ回路に
組んだインバータＩＮＶは入力直流電圧を高周波交流電
圧に変換する。トランジスタＱ1 〜Ｑ4 に逆並列に設け
たダイオードＤ1 〜Ｄ4 はインバータＩＮＶの交流出力
側の無効電力の回生用、循環用に設けたものである。ま
たトランジスタＱ1 〜Ｑ4 に並列に設けたコンデンサＣ
1 〜Ｃ4 はトランジスタＱ1 〜Ｑ4 がターンオフしたと
きのサージ電流吸収用に設けたものである。インバータ
ＩＮＶが変換した高周波電圧をさらにトランスＴによっ
て入力とは絶縁した交流電圧とし、これを整流回路で整
流する。このとき整流回路のダイオードに順方向電圧が
印加されても可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4 または可
飽和リアクトルＳＲ2 ，ＳＲ3 のコアが飽和状態になる
までダイオードＤ5 ，Ｄ8 またはダイオードＤ6 ，Ｄ7
を通して電流は流れない。リアクタＬＦとコンデンサＣ
Ｆからなる平滑フィルタで整流回路で整流された電圧を
平滑し直流電圧ＶOUT を出力する。ＲＬは直流負荷であ
る。ＣＯＮＴはトランジスタＱ1 〜Ｑ4 のオン・オフを
制御するためのドライブ信号を発生する制御装置であ
る。インバータＩＮＶの半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 とし
てバイポーラ・トランジスタを使った例を、示したがこ
れは一例であって他の半導体スイッチ、例えばパワーＭ
ＯＳ・ＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Tra
nsistor)も使える。
は本発明の直流電源装置の構成例である。図１におい
て、１は直流電源、２はインバータ回路、３は整流回
路、４は平滑フィルタ、５は直流負荷、６は制御回路で
ある。半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 をフルブリッジ回路に
組んだインバータＩＮＶは入力直流電圧を高周波交流電
圧に変換する。トランジスタＱ1 〜Ｑ4 に逆並列に設け
たダイオードＤ1 〜Ｄ4 はインバータＩＮＶの交流出力
側の無効電力の回生用、循環用に設けたものである。ま
たトランジスタＱ1 〜Ｑ4 に並列に設けたコンデンサＣ
1 〜Ｃ4 はトランジスタＱ1 〜Ｑ4 がターンオフしたと
きのサージ電流吸収用に設けたものである。インバータ
ＩＮＶが変換した高周波電圧をさらにトランスＴによっ
て入力とは絶縁した交流電圧とし、これを整流回路で整
流する。このとき整流回路のダイオードに順方向電圧が
印加されても可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4 または可
飽和リアクトルＳＲ2 ，ＳＲ3 のコアが飽和状態になる
までダイオードＤ5 ，Ｄ8 またはダイオードＤ6 ，Ｄ7
を通して電流は流れない。リアクタＬＦとコンデンサＣ
Ｆからなる平滑フィルタで整流回路で整流された電圧を
平滑し直流電圧ＶOUT を出力する。ＲＬは直流負荷であ
る。ＣＯＮＴはトランジスタＱ1 〜Ｑ4 のオン・オフを
制御するためのドライブ信号を発生する制御装置であ
る。インバータＩＮＶの半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 とし
てバイポーラ・トランジスタを使った例を、示したがこ
れは一例であって他の半導体スイッチ、例えばパワーＭ
ＯＳ・ＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Tra
nsistor)も使える。
【００１２】図２に本発明の制御回路の構成を示す。図
において、７は誤差増幅器、８はコンパレータ、９は三
角波発生器、１０は分配器である。出力直流電圧を誤差
増幅器７の一方に入力し他方には基準となる直流電圧Ｖ
REF を与える。誤差増幅器７の出力には基準直流電圧に
２つの入力の差を増幅した信号が重畳されたｅｒを得
る。 ｅｒ＝ＶREF ＋（ＶREF −ＶOUT ) ×Ｒ2 ／Ｒ1 この重畳信号ｅｒはコンバータ装置の出力電圧が変動す
ると、それを補正するように変化する。三角波発生器は
高周波の三角波ｃを発生する。コンパレータ１に重畳信
号ｅｒと三角波ｃを与えると信号ｅｒが三角波ｃよりレ
ベルが高い期間にはハイレベルで、他の期間にはゼロレ
ベルとなるＰＷＭ信号ｄを出力する。またコンパレータ
２に重畳信号ｅｒの反転信号−ｅｒと三角波ｃを与える
と信号−ｅｒが三角波ｃよりレベルが高い期間にはハイ
レベルで、他の期間にはゼロレベルとなるＰＷＭ信号ｅ
を出力する。ＰＷＭ信号ｄ，ｅを分配器に入力する。分
配器ではＰＷＭ信号ｄの立ち上がりを遅延回路のトリガ
にし一定期間ＰＷＭ信号の立ち上がりを遅らせ、これを
増幅し必要によっては絶縁したドライブ信号でトランジ
スタＱ1 をドライブする。ＰＷＭ信号ｄの反転信号の立
ち上がりを遅延回路のトリガにし一定期間ＰＷＭ信号の
立ち上がりを遅らせ、これを増幅し必要によっては絶縁
したドライブ信号でトランジスタＱ3 をドライブする。
ＰＷＭ信号ｅの反転信号の立ち上がりを遅延回路のトリ
ガにし一定期間ＰＷＭ信号の立ち上がりを遅らせ、これ
を増幅し必要によっては絶縁したドライブ信号でトラン
ジスタＱ3 をドライブする。ＰＷＭ信号ｅの立ち上がり
を遅延回路のトリガにし一定期間ＰＷＭ信号の立ち上が
りを遅らせ、これを増幅し必要によっては絶縁したドラ
イブ信号でトランジスタＱ4 をドライブする。各トラン
ジスタは与えられたドライブ信号がハイレベルにある期
間にオンし、ゼロレベルにある期間はオフする。
において、７は誤差増幅器、８はコンパレータ、９は三
角波発生器、１０は分配器である。出力直流電圧を誤差
増幅器７の一方に入力し他方には基準となる直流電圧Ｖ
REF を与える。誤差増幅器７の出力には基準直流電圧に
２つの入力の差を増幅した信号が重畳されたｅｒを得
る。 ｅｒ＝ＶREF ＋（ＶREF −ＶOUT ) ×Ｒ2 ／Ｒ1 この重畳信号ｅｒはコンバータ装置の出力電圧が変動す
ると、それを補正するように変化する。三角波発生器は
高周波の三角波ｃを発生する。コンパレータ１に重畳信
号ｅｒと三角波ｃを与えると信号ｅｒが三角波ｃよりレ
ベルが高い期間にはハイレベルで、他の期間にはゼロレ
ベルとなるＰＷＭ信号ｄを出力する。またコンパレータ
２に重畳信号ｅｒの反転信号−ｅｒと三角波ｃを与える
と信号−ｅｒが三角波ｃよりレベルが高い期間にはハイ
レベルで、他の期間にはゼロレベルとなるＰＷＭ信号ｅ
を出力する。ＰＷＭ信号ｄ，ｅを分配器に入力する。分
配器ではＰＷＭ信号ｄの立ち上がりを遅延回路のトリガ
にし一定期間ＰＷＭ信号の立ち上がりを遅らせ、これを
増幅し必要によっては絶縁したドライブ信号でトランジ
スタＱ1 をドライブする。ＰＷＭ信号ｄの反転信号の立
ち上がりを遅延回路のトリガにし一定期間ＰＷＭ信号の
立ち上がりを遅らせ、これを増幅し必要によっては絶縁
したドライブ信号でトランジスタＱ3 をドライブする。
ＰＷＭ信号ｅの反転信号の立ち上がりを遅延回路のトリ
ガにし一定期間ＰＷＭ信号の立ち上がりを遅らせ、これ
を増幅し必要によっては絶縁したドライブ信号でトラン
ジスタＱ3 をドライブする。ＰＷＭ信号ｅの立ち上がり
を遅延回路のトリガにし一定期間ＰＷＭ信号の立ち上が
りを遅らせ、これを増幅し必要によっては絶縁したドラ
イブ信号でトランジスタＱ4 をドライブする。各トラン
ジスタは与えられたドライブ信号がハイレベルにある期
間にオンし、ゼロレベルにある期間はオフする。
【００１３】図３にコンバータの各部の動作波形を示
す。 （状態１）トランジスタＱ1 ，Ｑ4 はオン。トランジス
タＱ3 ，Ｑ2 はオフ。Ｘ点は電源電圧Ｅ、Ｙ点はゼロと
なりトランスＴの１次側が励磁され整流回路のダイオー
ドＤ5 ，Ｄ8 にトランスＴの２次側電圧が順方向に印加
される。可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4 のコアは飽和
状態にあるためリアクタＬＦの電流はＴ→ＳＲ1 →Ｄ5
→ＬＦ→Ｄ8 →ＳＲ4 のループを流れる。トランス１次
側にはリアクタＬＦの電流の見合った電流がＥ→Ｑ1 →
Ｔ→Ｑ4 のループが流れる。 （状態２）トランジスタＱ1 はオン。トランジスタＱ4
はオンからオフ、Ｑ2 ，Ｑ3 はオフ。Ｘ点は電源電圧
Ｅ。Ｅ→Ｑ1 →Ｔ→Ｑ4 のループを流れていた電流がト
ランジスタＱ4 がオフになったためその電流はコンデン
サＣ4 を充電し、コンデンサＣ3 を放電する方向に流れ
る。このためＹ点はゼロから電源電圧Ｅに変化する。コ
ンデンサＣ4 に電流が流れトランジスタＱ4 にかかる電
圧が小さい状態でＱ4 がオフとなるためＱ4 のターンオ
フのスイッチングはほぼゼロ電圧スイッチングになる。 （状態３）トランジスタＱ1 はオン。トランジスタＱ3
はオフからオン、Ｑ2 ，Ｑ4 はオフ。Ｘ点、Ｙ点とも電
源電圧Ｅ。可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4 のコアは依
然として飽和状態にあるためリアクタＬＦの電流はＴ→
ＳＲ1 →Ｄ5 →ＬＦ→Ｄ8 →ＳＲ4 のループを流れ、ト
ランスの１次側にはリアクタＬＦの電流に見合った電流
がＱ1 →Ｔ→Ｄ3 のループを流れる。この時トランジス
タＱ3 にかかる電圧はダイオードＤ3 の順方向飽和電圧
でありＱ3 のターンオンはゼロ電圧スイッチングとな
る。 （状態４）トランジスタＱ3 はオン。トランジスタＱ1
はオンからオフ、Ｑ2 ，Ｑ4 はオフ。Ｙ点は電源電圧
Ｅ。Ｑ1 →Ｔ→Ｄ3 のループを流れていた電流がトラン
ジスタＱ1 がオフしたことにより、その電流はコンデン
サＣ1 を充電しコンデンサＣ2を放電する方向に流れ
る。これに伴いＸ点は電源電圧Ｅからゼロに変化する。
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の放電終了後はＥ→Ｄ2 →Ｔ→Ｄ
3 のループで電流が流れる。 （状態５）トランジスタＱ3 はオン。トランジスタＱ2
はオフからオン、Ｑ1 ，Ｑ4 はオフ。トランジスタＱ2
にかかる電圧はダイオードＤ2 の順方向飽和電圧であり
Ｑ2のターンオンはゼロ電圧スイッチングとなる。Ｙ点
は電源電圧Ｅ、Ｘ点はゼロとなりトランスＴは状態１と
は逆方向に励磁され、可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4
はトランス２次側からリセット電圧が印加され徐々に不
飽和状態になる。また整流回路のダイオードＤ6 ，Ｄ7
にトランスＴの２次側電圧が順方向に印加され、可飽和
リアクトルＳＲ2 ，ＳＲ3 のコアが徐々に飽和状態にな
りそれにつれてダイオードＤ6 ，Ｄ7 へ電流が流れ始め
る。完全に飽和状態になるとリアクタＬＦの電流はＴ→
ＳＲ3 →Ｄ7 →ＬＦ→Ｄ6 →ＳＲ2 のループを流れる。
トランス１次側にはリアクタＬＦの電流に見合った電流
がＥ→Ｑ3 →Ｔ→Ｑ2 のループを流れる。 （状態６）トランジスタＱ3 はオン。トランジスタＱ2
はオンからオフ、Ｑ1 ，Ｑ4 はオフ。Ｙ点は電源電圧
Ｅ。Ｅ→Ｑ3 →Ｔ→Ｑ2 のループを流れていた電流がト
ランジスタＱ2 がオフになったためその電流はコンデン
サＣ2 を充電し、コンデンサＣ1 を放電する方向に流れ
る。このためＸ点はゼロから電源電圧Ｅに変化する。コ
ンデンサＣ2 に電流が流れトランジスタＱ2 にかかる電
圧が小さい状態でＱ2 がオフとなるためＱ2 のターンオ
フのスイッチングはほぼゼロ電圧スイッチングになる。 （状態７）トランジスタＱ3 はオン。トランジスタＱ1
はオフからオン、Ｑ2 ，Ｑ4 はオフ。Ｘ点、Ｙ点とも電
源電圧Ｅ。可飽和リアクトルＳＲ2 ，ＳＲ3 のコアは依
然として飽和状態にあるためリアクタＬＦの電流はＴ→
ＳＲ3 →Ｄ7 →ＬＦ→Ｄ6 →ＳＲ2 のループを流れ、ト
ランスの１次側にはリアクタＬＦの電流の見合った電流
がＱ3 →Ｔ→Ｄ1 のループを流れる。この時トランジス
タＱ1 にかかる電圧はダイオードＤ1 の順方向飽和電圧
でありＱ1 のターンオンはゼロ電圧スイッチングとな
る。 （状態８）トランジスタＱ1 はオン。トランジスタＱ3
はオンからオフ、Ｑ2 ，Ｑ4 はオフ。Ｘ点は電源電圧
Ｅ。Ｑ3 →Ｔ→Ｄ1 のループを流れていた電流がトラン
ジスタＱ3 がオフしたことにより、その電流はコンデン
サＣ3 を充電しコンデンサＣ4を放電する方向に流れ
る。これに伴いＹ点は電源電圧Ｅからゼロに変化する。
コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の放電終了後はＥ→Ｄ4 →Ｔ→Ｄ
1 のループで電流が流れる。 （状態９）トランジスタＱ1 はオン。トランジスタＱ4
はオフからオン、Ｑ2 ，Ｑ3 はオフ。トランジスタＱ4
にかかる電圧はダイオードＤ4 の順方向飽和電圧であり
Ｑ4のターンオンはゼロ電圧スイッチングとなる。Ｘ点
は電源電圧Ｅ、Ｙ点はゼロとなりトランスＴは状態５と
は逆方向（状態１と同方向）に励磁され、可飽和リアク
トルＳＲ2 ，ＳＲ3 はトランス２次側からリセット電圧
が印加され徐々に不飽和状態になる。また整流回路のダ
イオードＤ5 ，Ｄ8 にトランスＴの２次側電圧が順方向
に印加され、可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4 のコアが
徐々に飽和状態になりそれにつれてダイオードＤ5 ，Ｄ
8 へ電流が流れ始める。完全に飽和状態になるとリアク
タＬＦの電流はＴ→ＳＲ1 →Ｄ6 →ＬＦ→Ｄ8 →ＳＲ4
のループを流れる。トランス１次側にはリアクタＬＦの
電流に見合った電流がＥ→Ｑ1 →Ｔ→Ｑ4 のループを流
れ状態１に戻る。
す。 （状態１）トランジスタＱ1 ，Ｑ4 はオン。トランジス
タＱ3 ，Ｑ2 はオフ。Ｘ点は電源電圧Ｅ、Ｙ点はゼロと
なりトランスＴの１次側が励磁され整流回路のダイオー
ドＤ5 ，Ｄ8 にトランスＴの２次側電圧が順方向に印加
される。可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4 のコアは飽和
状態にあるためリアクタＬＦの電流はＴ→ＳＲ1 →Ｄ5
→ＬＦ→Ｄ8 →ＳＲ4 のループを流れる。トランス１次
側にはリアクタＬＦの電流の見合った電流がＥ→Ｑ1 →
Ｔ→Ｑ4 のループが流れる。 （状態２）トランジスタＱ1 はオン。トランジスタＱ4
はオンからオフ、Ｑ2 ，Ｑ3 はオフ。Ｘ点は電源電圧
Ｅ。Ｅ→Ｑ1 →Ｔ→Ｑ4 のループを流れていた電流がト
ランジスタＱ4 がオフになったためその電流はコンデン
サＣ4 を充電し、コンデンサＣ3 を放電する方向に流れ
る。このためＹ点はゼロから電源電圧Ｅに変化する。コ
ンデンサＣ4 に電流が流れトランジスタＱ4 にかかる電
圧が小さい状態でＱ4 がオフとなるためＱ4 のターンオ
フのスイッチングはほぼゼロ電圧スイッチングになる。 （状態３）トランジスタＱ1 はオン。トランジスタＱ3
はオフからオン、Ｑ2 ，Ｑ4 はオフ。Ｘ点、Ｙ点とも電
源電圧Ｅ。可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4 のコアは依
然として飽和状態にあるためリアクタＬＦの電流はＴ→
ＳＲ1 →Ｄ5 →ＬＦ→Ｄ8 →ＳＲ4 のループを流れ、ト
ランスの１次側にはリアクタＬＦの電流に見合った電流
がＱ1 →Ｔ→Ｄ3 のループを流れる。この時トランジス
タＱ3 にかかる電圧はダイオードＤ3 の順方向飽和電圧
でありＱ3 のターンオンはゼロ電圧スイッチングとな
る。 （状態４）トランジスタＱ3 はオン。トランジスタＱ1
はオンからオフ、Ｑ2 ，Ｑ4 はオフ。Ｙ点は電源電圧
Ｅ。Ｑ1 →Ｔ→Ｄ3 のループを流れていた電流がトラン
ジスタＱ1 がオフしたことにより、その電流はコンデン
サＣ1 を充電しコンデンサＣ2を放電する方向に流れ
る。これに伴いＸ点は電源電圧Ｅからゼロに変化する。
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の放電終了後はＥ→Ｄ2 →Ｔ→Ｄ
3 のループで電流が流れる。 （状態５）トランジスタＱ3 はオン。トランジスタＱ2
はオフからオン、Ｑ1 ，Ｑ4 はオフ。トランジスタＱ2
にかかる電圧はダイオードＤ2 の順方向飽和電圧であり
Ｑ2のターンオンはゼロ電圧スイッチングとなる。Ｙ点
は電源電圧Ｅ、Ｘ点はゼロとなりトランスＴは状態１と
は逆方向に励磁され、可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4
はトランス２次側からリセット電圧が印加され徐々に不
飽和状態になる。また整流回路のダイオードＤ6 ，Ｄ7
にトランスＴの２次側電圧が順方向に印加され、可飽和
リアクトルＳＲ2 ，ＳＲ3 のコアが徐々に飽和状態にな
りそれにつれてダイオードＤ6 ，Ｄ7 へ電流が流れ始め
る。完全に飽和状態になるとリアクタＬＦの電流はＴ→
ＳＲ3 →Ｄ7 →ＬＦ→Ｄ6 →ＳＲ2 のループを流れる。
トランス１次側にはリアクタＬＦの電流に見合った電流
がＥ→Ｑ3 →Ｔ→Ｑ2 のループを流れる。 （状態６）トランジスタＱ3 はオン。トランジスタＱ2
はオンからオフ、Ｑ1 ，Ｑ4 はオフ。Ｙ点は電源電圧
Ｅ。Ｅ→Ｑ3 →Ｔ→Ｑ2 のループを流れていた電流がト
ランジスタＱ2 がオフになったためその電流はコンデン
サＣ2 を充電し、コンデンサＣ1 を放電する方向に流れ
る。このためＸ点はゼロから電源電圧Ｅに変化する。コ
ンデンサＣ2 に電流が流れトランジスタＱ2 にかかる電
圧が小さい状態でＱ2 がオフとなるためＱ2 のターンオ
フのスイッチングはほぼゼロ電圧スイッチングになる。 （状態７）トランジスタＱ3 はオン。トランジスタＱ1
はオフからオン、Ｑ2 ，Ｑ4 はオフ。Ｘ点、Ｙ点とも電
源電圧Ｅ。可飽和リアクトルＳＲ2 ，ＳＲ3 のコアは依
然として飽和状態にあるためリアクタＬＦの電流はＴ→
ＳＲ3 →Ｄ7 →ＬＦ→Ｄ6 →ＳＲ2 のループを流れ、ト
ランスの１次側にはリアクタＬＦの電流の見合った電流
がＱ3 →Ｔ→Ｄ1 のループを流れる。この時トランジス
タＱ1 にかかる電圧はダイオードＤ1 の順方向飽和電圧
でありＱ1 のターンオンはゼロ電圧スイッチングとな
る。 （状態８）トランジスタＱ1 はオン。トランジスタＱ3
はオンからオフ、Ｑ2 ，Ｑ4 はオフ。Ｘ点は電源電圧
Ｅ。Ｑ3 →Ｔ→Ｄ1 のループを流れていた電流がトラン
ジスタＱ3 がオフしたことにより、その電流はコンデン
サＣ3 を充電しコンデンサＣ4を放電する方向に流れ
る。これに伴いＹ点は電源電圧Ｅからゼロに変化する。
コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の放電終了後はＥ→Ｄ4 →Ｔ→Ｄ
1 のループで電流が流れる。 （状態９）トランジスタＱ1 はオン。トランジスタＱ4
はオフからオン、Ｑ2 ，Ｑ3 はオフ。トランジスタＱ4
にかかる電圧はダイオードＤ4 の順方向飽和電圧であり
Ｑ4のターンオンはゼロ電圧スイッチングとなる。Ｘ点
は電源電圧Ｅ、Ｙ点はゼロとなりトランスＴは状態５と
は逆方向（状態１と同方向）に励磁され、可飽和リアク
トルＳＲ2 ，ＳＲ3 はトランス２次側からリセット電圧
が印加され徐々に不飽和状態になる。また整流回路のダ
イオードＤ5 ，Ｄ8 にトランスＴの２次側電圧が順方向
に印加され、可飽和リアクトルＳＲ1 ，ＳＲ4 のコアが
徐々に飽和状態になりそれにつれてダイオードＤ5 ，Ｄ
8 へ電流が流れ始める。完全に飽和状態になるとリアク
タＬＦの電流はＴ→ＳＲ1 →Ｄ6 →ＬＦ→Ｄ8 →ＳＲ4
のループを流れる。トランス１次側にはリアクタＬＦの
電流に見合った電流がＥ→Ｑ1 →Ｔ→Ｑ4 のループを流
れ状態１に戻る。
【００１４】以上のようにトランジスタＱ1 〜Ｑ4 のタ
ーンオフにおいてはトランジスタに並列に取り付けられ
たダイオードＤ1 〜Ｄ4 の順方向に電流が流れていると
きすなわちトランジスタにダイオードの順方向電圧が印
加されているときにトランジスタがオンするゼロ電圧ス
イッチングとなる。またトランジスタＱ1 〜Ｑ4 のター
ンオフにおいてはトランジスタに並列に取り付けられた
コンデンサＣ1 〜Ｃ4に充電電流が流れているときすな
わちコンデンサ電圧が上昇しはじめたコンデンサ電圧が
小さいときにトランジスタがオフするゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
ーンオフにおいてはトランジスタに並列に取り付けられ
たダイオードＤ1 〜Ｄ4 の順方向に電流が流れていると
きすなわちトランジスタにダイオードの順方向電圧が印
加されているときにトランジスタがオンするゼロ電圧ス
イッチングとなる。またトランジスタＱ1 〜Ｑ4 のター
ンオフにおいてはトランジスタに並列に取り付けられた
コンデンサＣ1 〜Ｃ4に充電電流が流れているときすな
わちコンデンサ電圧が上昇しはじめたコンデンサ電圧が
小さいときにトランジスタがオフするゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
【００１５】図４に本発明の第２の実施例を示す。第２
の実施例が第１の実施例と異なる点はたすき掛け位置関
係にある可飽和リアクトルのコアを共通にしたことであ
る。可飽和リアクトルＳＲ1 とＳＲ4 のコアの飽和状態
はつねに同じであり、可飽和リアクトルＳＲ2 とＳＲ3
のコアの飽和状態はつねに同じであるため可飽和リアク
トルＳＲ1 とＳＲ4 のコアを共通とし可飽和リアクトル
ＳＲ2 とＳＲ3 のコアを共通として第１の実施例と同様
な動作をする。これによりコアの数が半分となり装置の
小形化が可能となる。
の実施例が第１の実施例と異なる点はたすき掛け位置関
係にある可飽和リアクトルのコアを共通にしたことであ
る。可飽和リアクトルＳＲ1 とＳＲ4 のコアの飽和状態
はつねに同じであり、可飽和リアクトルＳＲ2 とＳＲ3
のコアの飽和状態はつねに同じであるため可飽和リアク
トルＳＲ1 とＳＲ4 のコアを共通とし可飽和リアクトル
ＳＲ2 とＳＲ3 のコアを共通として第１の実施例と同様
な動作をする。これによりコアの数が半分となり装置の
小形化が可能となる。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば、直流電源装置におい
て、インバータスイッチと並列にダイオードとコンデン
サの並列回路を設け、整流回路を可飽和リアクトルとダ
イオードの直流回路で構成し、インバータスイッチのバ
ス電圧側にトランスの１次巻線の環流電流経路を持つＰ
ＷＭスイッチング制御のドライブ信号を生成する制御装
置を備えることによってインバータスイッチのスイッチ
ング損失を低減することができる。これによって直流電
源装置の効率を向上させ、コストを下げる効果を有す
る。
て、インバータスイッチと並列にダイオードとコンデン
サの並列回路を設け、整流回路を可飽和リアクトルとダ
イオードの直流回路で構成し、インバータスイッチのバ
ス電圧側にトランスの１次巻線の環流電流経路を持つＰ
ＷＭスイッチング制御のドライブ信号を生成する制御装
置を備えることによってインバータスイッチのスイッチ
ング損失を低減することができる。これによって直流電
源装置の効率を向上させ、コストを下げる効果を有す
る。
【図１】本発明の実施例である直流電源装置の構成を示
す。
す。
【図２】本発明に適用する制御装置の実施例を示す。
（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
【図３】本発明の実施例の各部の動作波形を示す。
【図４】本発明の第２の実施例を示す。
【図５】従来の直流電源装置の構成を示す。
【図６】従来の直流電源装置を制御する制御装置を示
す。（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
す。（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
【図７】従来の直流電源装置の各部の動作波形を示す。
【図８】従来の他の直流電源装置の構成（ａ）と各部の
動作波形（ｂ）を示す。
動作波形（ｂ）を示す。
１ 直流電源 ２ インバータ ３ 整流器 ４ 平滑フィルタ ５ 負荷 ６ 制御回路 ７ 誤差増幅器 ８ コンパレータ ９ 三角波発生器 １０ 分配器 Ｑ1 〜Ｑ4 トランジスタ Ｄ1 〜Ｄ8 ダイオード Ｔ トランス ＳＲ1 〜ＳＲ4 可飽和リアクトル Ｃ1 〜Ｃ4 コンデンサ ＬＦ リアクトル ＣＦ コンデンサ ＲＬ 負荷 ＣＯＮＴ 制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電力を受電し、これを制御装置によ
って駆動されるインバータスイッチに与え高周波交流電
圧に変換し、この交流電圧をトランスによって入、出力
間を絶縁するとともに変圧し、このトランスの出力を整
流回路と平滑フィルタで直流電圧に変換する装置におい
て、前記インバータスイッチと並列にダイオードとコン
デンサの並列回路を設け、前記整流回路をトランスと各
々のダイオードの間に直列に可飽和リアクトルを挿入し
た構成とし、インバータスイッチのバス電圧側にトラン
スの１次巻線の環流電流経路を持つＰＷＭスイッチング
制御のドライブ信号を生成する前記制御装置を備えるこ
とを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項２】 整流回路を構成するたすき掛けの位置関
係にある過飽和リアクトルのコアを共通にしたことを特
徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2052296A JPH09191642A (ja) | 1996-01-10 | 1996-01-10 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2052296A JPH09191642A (ja) | 1996-01-10 | 1996-01-10 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09191642A true JPH09191642A (ja) | 1997-07-22 |
Family
ID=12029503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2052296A Pending JPH09191642A (ja) | 1996-01-10 | 1996-01-10 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09191642A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6252782B1 (en) | 1998-12-08 | 2001-06-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Switching power supply utilizing magnetically coupled series inductors |
| WO2003081759A1 (en) * | 2002-03-27 | 2003-10-02 | Commergy Technologies Limited | 'a power converter' |
-
1996
- 1996-01-10 JP JP2052296A patent/JPH09191642A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6252782B1 (en) | 1998-12-08 | 2001-06-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Switching power supply utilizing magnetically coupled series inductors |
| WO2003081759A1 (en) * | 2002-03-27 | 2003-10-02 | Commergy Technologies Limited | 'a power converter' |
| US7277305B2 (en) | 2002-03-27 | 2007-10-02 | Commergy Technologies Limited | Power converter |
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