JPH09147301A - 磁気記録システム用読取りチャネルにおいて用いられる差動増幅器回路 - Google Patents
磁気記録システム用読取りチャネルにおいて用いられる差動増幅器回路Info
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- JPH09147301A JPH09147301A JP8251465A JP25146596A JPH09147301A JP H09147301 A JPH09147301 A JP H09147301A JP 8251465 A JP8251465 A JP 8251465A JP 25146596 A JP25146596 A JP 25146596A JP H09147301 A JPH09147301 A JP H09147301A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 磁気記録システム用読取りチャネルにおいて
用いられる差動増幅器回路を提供する。 【解決手段】 本発明の回路は、差動増幅器９００を有
する。この差動増幅器は、差動増幅器回路の差動出力電
圧信号が、差動増幅器回路に印加された差動入力電圧信
号の評価可能な第二次高調波成分を含むように、回路配
置に結合されている。本発明の差動入力電圧信号を差動
増幅器回路へ印加し、差動出力電圧信号を生成する方法
は、差動増幅器回路の差動出力電圧信号が、差動入力電
圧信号の第二次高調波成分を含むように、差動増幅器回
路を駆動するステップを有する。
用いられる差動増幅器回路を提供する。 【解決手段】 本発明の回路は、差動増幅器９００を有
する。この差動増幅器は、差動増幅器回路の差動出力電
圧信号が、差動増幅器回路に印加された差動入力電圧信
号の評価可能な第二次高調波成分を含むように、回路配
置に結合されている。本発明の差動入力電圧信号を差動
増幅器回路へ印加し、差動出力電圧信号を生成する方法
は、差動増幅器回路の差動出力電圧信号が、差動入力電
圧信号の第二次高調波成分を含むように、差動増幅器回
路を駆動するステップを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、増幅器回路に関
し、特に、差動増幅器回路に関する。
し、特に、差動増幅器回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】増幅器、とりわけ、演算増幅器（ＯＰア
ンプ）及び差動増幅器は、当該技術分野においてよく知
られているところである。そのような増幅器は、例え
ば、Y.Tsividis及びP.Antognetti編による、"Design of
MOS VLSI Circuits for Telecommunications" Prentic
e-Hall,Inc(1985)において記述されているように、様々
な応用例を有している。
ンプ）及び差動増幅器は、当該技術分野においてよく知
られているところである。そのような増幅器は、例え
ば、Y.Tsividis及びP.Antognetti編による、"Design of
MOS VLSI Circuits for Telecommunications" Prentic
e-Hall,Inc(1985)において記述されているように、様々
な応用例を有している。
【０００３】典型的には、そのような差動増幅器及び演
算増幅器（ＯＰアンプ）は、出力電圧信号が、印加され
た入力電圧信号の概ね増幅されたものとなるように、線
形に動作することを保証していることが望ましい。
算増幅器（ＯＰアンプ）は、出力電圧信号が、印加され
た入力電圧信号の概ね増幅されたものとなるように、線
形に動作することを保証していることが望ましい。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、また、
印加された電圧信号の高調波成分を生成することが望ま
しい場合もある。
印加された電圧信号の高調波成分を生成することが望ま
しい場合もある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の回路は、差動増
幅器を含んでいる。この差動増幅器は、差動増幅器回路
の差動出力電圧信号が、差動増幅器回路に印加された差
動入力電圧信号についての評価可能な第二次高調波成分
を含むように、回路配置において結合されている。本発
明の差動入力電圧信号を差動増幅器回路に印加し、差動
出力電圧信号を生成する方法は、差動増幅器回路の差動
出力電圧信号が、差動入力電圧信号についての第二次高
調波成分を含むように、差動増幅器回路を駆動するとい
うステップを含んでいる。
幅器を含んでいる。この差動増幅器は、差動増幅器回路
の差動出力電圧信号が、差動増幅器回路に印加された差
動入力電圧信号についての評価可能な第二次高調波成分
を含むように、回路配置において結合されている。本発
明の差動入力電圧信号を差動増幅器回路に印加し、差動
出力電圧信号を生成する方法は、差動増幅器回路の差動
出力電圧信号が、差動入力電圧信号についての第二次高
調波成分を含むように、差動増幅器回路を駆動するとい
うステップを含んでいる。
【０００６】
【発明の実施の形態】ディスクドライブのような磁気記
録システムでは、例えば、ディスクあるいはディスケッ
ト上に保存されたような、電磁的に保存された信号を読
取るのに、例えば、電子回路を利用している。典型的に
は、そのようなシステムは、Hugh N.Sierraによる、"An
Introduction To Direct Access Storage Devices" Ac
ademicPress,Inc.(1990)において記述されているよう
に、電磁的に保存されている信号を読取るのに、磁気誘
導を利用している。そのようなシステムにおいて、磁気
抵抗（magneto-resistive,ＭＲ）読取りヘッドを利用す
るものが、次第に一般的になってきている。その理由の
一つとしては、そのようなシステムにおいて利用されう
る、他の従来型の読取りヘッドと比較して、その種の読
取りヘッドは、改良されたＳ／Ｎ比（信号対ノイズ比）
を提供しうるということがある。
録システムでは、例えば、ディスクあるいはディスケッ
ト上に保存されたような、電磁的に保存された信号を読
取るのに、例えば、電子回路を利用している。典型的に
は、そのようなシステムは、Hugh N.Sierraによる、"An
Introduction To Direct Access Storage Devices" Ac
ademicPress,Inc.(1990)において記述されているよう
に、電磁的に保存されている信号を読取るのに、磁気誘
導を利用している。そのようなシステムにおいて、磁気
抵抗（magneto-resistive,ＭＲ）読取りヘッドを利用す
るものが、次第に一般的になってきている。その理由の
一つとしては、そのようなシステムにおいて利用されう
る、他の従来型の読取りヘッドと比較して、その種の読
取りヘッドは、改良されたＳ／Ｎ比（信号対ノイズ比）
を提供しうるということがある。
【０００７】同時出願された、出願人整理番号９６０１
７４では、ＭＲ読取りヘッドの利用に伴う非線形信号効
果を少なくとも部分的にオフセットする、磁気記録シス
テムにおいて用いられるような、読取りチャネルの実施
例を記述している。図２は、その特許出願において記述
された読取りチャネルの実施例についての部分１０００
を例示しているものである。ＭＲヘッドあるいはＭＲ読
取りヘッド２０００は、また図２においても例示されて
いる。同様に、前置増幅器３０００が例示されている。
前置増幅器３０００が相対的に広帯域である場合には、
前置増幅器の伝達関数は、スケールファクターあるいは
実質的に一定の遅延であると見積もられうる。もちろ
ん、信号経路において例示された適切な構成要素は、Ｄ
Ｃ（直流）バイアス電圧を低下させるか、あるいは除去
するように、ＡＣ（交流）結合されていることは理解さ
れよう。
７４では、ＭＲ読取りヘッドの利用に伴う非線形信号効
果を少なくとも部分的にオフセットする、磁気記録シス
テムにおいて用いられるような、読取りチャネルの実施
例を記述している。図２は、その特許出願において記述
された読取りチャネルの実施例についての部分１０００
を例示しているものである。ＭＲヘッドあるいはＭＲ読
取りヘッド２０００は、また図２においても例示されて
いる。同様に、前置増幅器３０００が例示されている。
前置増幅器３０００が相対的に広帯域である場合には、
前置増幅器の伝達関数は、スケールファクターあるいは
実質的に一定の遅延であると見積もられうる。もちろ
ん、信号経路において例示された適切な構成要素は、Ｄ
Ｃ（直流）バイアス電圧を低下させるか、あるいは除去
するように、ＡＣ（交流）結合されていることは理解さ
れよう。
【０００８】図２で例示されているように、読取りチャ
ネル１０００は、非線形調節装置１１００を含んでい
る。また、非線形調節装置１１００は、前述の同時出願
された、出願人整理番号９６０１７４でより詳細に記述
されているように、制御可能な量の第二次非線形性を磁
気記録読取りチャネル信号経路へと導入するように適応
されうる。図２で例示されたこのような特定の実施例に
おいて、非線形調節装置１１００は、非線形性補償要素
１１１５を含むものとして例示されており、その中で
は、可変利得増幅器（variable gain amplifier,ＶＧ
Ａ）１１３５により供給された出力信号が、読取りチャ
ネル電圧信号の第二次高調波成分のような非線形出力信
号ｙ（Ａｖ）を生成するように、非線形性補償要素１１
１５により処理される。同様に、非線形調節装置につい
てのこのような特定の実施例においては、ＶＧＡ１１３
５の出力信号及び非線形性補償要素１１１５の出力信号
は、図２で例示されたノード１１３０のような加算ノー
ドにおいて、さらに重ね合わせられる。
ネル１０００は、非線形調節装置１１００を含んでい
る。また、非線形調節装置１１００は、前述の同時出願
された、出願人整理番号９６０１７４でより詳細に記述
されているように、制御可能な量の第二次非線形性を磁
気記録読取りチャネル信号経路へと導入するように適応
されうる。図２で例示されたこのような特定の実施例に
おいて、非線形調節装置１１００は、非線形性補償要素
１１１５を含むものとして例示されており、その中で
は、可変利得増幅器（variable gain amplifier,ＶＧ
Ａ）１１３５により供給された出力信号が、読取りチャ
ネル電圧信号の第二次高調波成分のような非線形出力信
号ｙ（Ａｖ）を生成するように、非線形性補償要素１１
１５により処理される。同様に、非線形調節装置につい
てのこのような特定の実施例においては、ＶＧＡ１１３
５の出力信号及び非線形性補償要素１１１５の出力信号
は、図２で例示されたノード１１３０のような加算ノー
ドにおいて、さらに重ね合わせられる。
【０００９】図２は、非線形調節装置１１００のブロッ
ク線図による実施例を例示しているものであるが、一つ
の回路配置が、非線形性補償要素１１１５及び加算ノー
ド１１３０を実施しているとすれば、都合の良いものと
なるであろう。さらには、このような回路配置が、従来
の増幅器あるいは類似の電子回路を用いて構成されうる
とすれば、都合の良いものとなるであろう。
ク線図による実施例を例示しているものであるが、一つ
の回路配置が、非線形性補償要素１１１５及び加算ノー
ド１１３０を実施しているとすれば、都合の良いものと
なるであろう。さらには、このような回路配置が、従来
の増幅器あるいは類似の電子回路を用いて構成されうる
とすれば、都合の良いものとなるであろう。
【００１０】図１は、本発明に従った差動増幅器回路の
実施例２５０を例示しており、これは、望ましい非線形
調節装置を提供するのに利用されうる。図１で例示され
ているように、実施例２５０は、従来の差動増幅器９０
０を含んでいる。またさらに、トランジスター９１０、
９２０、９３０、９４０のような、従来のＭＯＳトラン
ジスターが例示されている。例示されていないが、ＰＭ
ＯＳトランジスターあるいはＮＭＯＳトランジスターで
足りるであろう。図１で例示された構成につき、制御電
圧Ｖcは、ＭＯＳトランジスター９１０、９２０、９３
０、９４０が実質的に三極にバイアスがかけられている
状態を維持することを保証するため、十分に高い大きさ
を有しうるものである。もっとも、以下でより詳細に説
明されるように、本発明は、その保護の範囲において、
このような側面に限定されるものではない。よく知られ
ているように、三極管領域において動作することで、Ｍ
ＯＳトランジスターは、動作上、抵抗器に類似してい
る。例えば、ここで引用により導入されるが、Tsividis
らによる、"Continuous-Time MOSFET-C Filters In VLS
I,"IEEE Transactions On Circuits And Systems,Volum
e CAS-33,No.2,February,1986,を参照のこと。
実施例２５０を例示しており、これは、望ましい非線形
調節装置を提供するのに利用されうる。図１で例示され
ているように、実施例２５０は、従来の差動増幅器９０
０を含んでいる。またさらに、トランジスター９１０、
９２０、９３０、９４０のような、従来のＭＯＳトラン
ジスターが例示されている。例示されていないが、ＰＭ
ＯＳトランジスターあるいはＮＭＯＳトランジスターで
足りるであろう。図１で例示された構成につき、制御電
圧Ｖcは、ＭＯＳトランジスター９１０、９２０、９３
０、９４０が実質的に三極にバイアスがかけられている
状態を維持することを保証するため、十分に高い大きさ
を有しうるものである。もっとも、以下でより詳細に説
明されるように、本発明は、その保護の範囲において、
このような側面に限定されるものではない。よく知られ
ているように、三極管領域において動作することで、Ｍ
ＯＳトランジスターは、動作上、抵抗器に類似してい
る。例えば、ここで引用により導入されるが、Tsividis
らによる、"Continuous-Time MOSFET-C Filters In VLS
I,"IEEE Transactions On Circuits And Systems,Volum
e CAS-33,No.2,February,1986,を参照のこと。
【００１１】図１で例示されているように、このような
特定の実施例では、差動増幅器９００に供給された同相
（common mode,ＣＭ）フィードバックの量を評価し、制
御するため、ガンマ（γ）が利用されうる。従って、Ｖ
cmfb、Ｖop、及びＶon間の関係は、以下の等式により記
述されうる。すなわち、
特定の実施例では、差動増幅器９００に供給された同相
（common mode,ＣＭ）フィードバックの量を評価し、制
御するため、ガンマ（γ）が利用されうる。従って、Ｖ
cmfb、Ｖop、及びＶon間の関係は、以下の等式により記
述されうる。すなわち、
【数１】ここで、Ｖcrefとは、このような特定の実施例
における同相モード基準電圧である。図１で例示された
配置を元にして、差動増幅器９７５は、Ｖcmfbを実質的
にＶcrefに等しく維持するように、差動増幅器９００と
共に動作する。それ故、このような関係は、以下のよう
な等式を提示する。すなわち、
における同相モード基準電圧である。図１で例示された
配置を元にして、差動増幅器９７５は、Ｖcmfbを実質的
にＶcrefに等しく維持するように、差動増幅器９００と
共に動作する。それ故、このような関係は、以下のよう
な等式を提示する。すなわち、
【数２】
【００１２】このようなことから、以下でより詳細に説
明されるように、増幅器９００の実際の同相モード出力
電圧信号は、増幅器９００の差動出力電圧信号について
の評価可能な部分を含んでいる。（増幅器９００の）同
相モード出力電圧信号に含まれた、増幅器９００の差動
出力電圧信号の部分は、例示された配置に従って、γの
値に依存するものである。さらに、このような特定の実
施例においては、増幅器９００の出力電圧信号は、差動
増幅器回路の出力電圧信号を含んでいることになる。
明されるように、増幅器９００の実際の同相モード出力
電圧信号は、増幅器９００の差動出力電圧信号について
の評価可能な部分を含んでいる。（増幅器９００の）同
相モード出力電圧信号に含まれた、増幅器９００の差動
出力電圧信号の部分は、例示された配置に従って、γの
値に依存するものである。さらに、このような特定の実
施例においては、増幅器９００の出力電圧信号は、差動
増幅器回路の出力電圧信号を含んでいることになる。
【００１３】増幅器９００の実際の同相モード出力電圧
信号は、増幅器９００の差動出力電圧信号についての評
価可能な部分を含んでいることから、以下でより詳細に
説明されるように、ここでの実施例では、差動増幅器回
路の差動出力電圧信号である、増幅器９００の差動出力
電圧信号は、差動増幅器回路に印加された差動入力電圧
信号、ここでの特定の実施例ではＶip−Ｖin、の第二次
高調波成分を含んでいる。さらに、この第二次高調波成
分の大きさは、調節可能あるいは制御可能である。例え
ば、これについてもまた、以下でより詳細に説明される
ように、γを調節するか、あるいは、Ｖcの大きさを調
節することで、望み通りに、大きさを調節されよう。
信号は、増幅器９００の差動出力電圧信号についての評
価可能な部分を含んでいることから、以下でより詳細に
説明されるように、ここでの実施例では、差動増幅器回
路の差動出力電圧信号である、増幅器９００の差動出力
電圧信号は、差動増幅器回路に印加された差動入力電圧
信号、ここでの特定の実施例ではＶip−Ｖin、の第二次
高調波成分を含んでいる。さらに、この第二次高調波成
分の大きさは、調節可能あるいは制御可能である。例え
ば、これについてもまた、以下でより詳細に説明される
ように、γを調節するか、あるいは、Ｖcの大きさを調
節することで、望み通りに、大きさを調節されよう。
【００１４】図５は、本発明に従った差動増幅器回路の
実施例２７０を例示しており、その内部では、差動増幅
器６００の同相モード出力電圧信号を駆動し、差動入力
電圧信号の評価可能な部分を含むように、差動増幅器回
路に印加された差動入力電圧信号の評価可能な部分は、
増幅器６７５へと印加されている。例示されているよう
に、増幅器６７５の出力電圧信号は、増幅器６００の同
相モードフィードバック電圧信号として印加されてい
る。このような特定の実施例では、増幅器６００につい
ての同相モードフィードバック電圧信号及び同相モード
出力電圧信号のそれぞれは、差動増幅器回路についての
同相モードフィードバック電圧信号及び同相モード出力
電圧信号を含んでいる。この点は、幾つかの側面で、図
１で用いられたアプローチに類似しており、ここでは、
例示の目的で数学的解析を簡潔にするため用いられてい
る。
実施例２７０を例示しており、その内部では、差動増幅
器６００の同相モード出力電圧信号を駆動し、差動入力
電圧信号の評価可能な部分を含むように、差動増幅器回
路に印加された差動入力電圧信号の評価可能な部分は、
増幅器６７５へと印加されている。例示されているよう
に、増幅器６７５の出力電圧信号は、増幅器６００の同
相モードフィードバック電圧信号として印加されてい
る。このような特定の実施例では、増幅器６００につい
ての同相モードフィードバック電圧信号及び同相モード
出力電圧信号のそれぞれは、差動増幅器回路についての
同相モードフィードバック電圧信号及び同相モード出力
電圧信号を含んでいる。この点は、幾つかの側面で、図
１で用いられたアプローチに類似しており、ここでは、
例示の目的で数学的解析を簡潔にするため用いられてい
る。
【００１５】図５に例示された実施例について、ＭＯＳ
トランジスター６１０、６２０、６３０、６４０のよう
な三極にバイアスがかけられたデバイスにおける電流
は、以下のように記述されうる。すなわち、
トランジスター６１０、６２０、６３０、６４０のよう
な三極にバイアスがかけられたデバイスにおける電流
は、以下のように記述されうる。すなわち、
【数３】ここで、ＩDSとは、ドレインソース電流であ
り、ＶGとはゲート電圧で、ＶTHとはしきい値電圧であ
り、ＶDとはドレイン電圧で、ＶSとはソース電圧であ
り、ＶDSとはドレインソース電圧で、κとは、少なくと
も部分的には温度及びデバイスの形態（幾何学的形状）
を元に変化しうる既知の値である。
り、ＶGとはゲート電圧で、ＶTHとはしきい値電圧であ
り、ＶDとはドレイン電圧で、ＶSとはソース電圧であ
り、ＶDSとはドレインソース電圧で、κとは、少なくと
も部分的には温度及びデバイスの形態（幾何学的形状）
を元に変化しうる既知の値である。
【００１６】実質的に理想的な増幅器に関しての従来か
らの前提を利用すると、トランジスター６４０のドレイ
ンソース電流は、概ね、トランジスター６１０のドレイ
ンソース電流に等しくなるはずであり、同様に、トラン
ジスター６３０のドレインソース電流は、概ね、トラン
ジスター６２０のドレインソース電流に等しくなるはず
である。これらの等価性及び上の数３の等式を用いる
と、２つの等式が結果として得られ、それらは、以下の
ような結果を生じるべく減算されうる。ＶID（ＶC−Ｖ
TH−ＶIC）＝ＶOD（ＶC−ＶTH−ＶOC）あるいは、
らの前提を利用すると、トランジスター６４０のドレイ
ンソース電流は、概ね、トランジスター６１０のドレイ
ンソース電流に等しくなるはずであり、同様に、トラン
ジスター６３０のドレインソース電流は、概ね、トラン
ジスター６２０のドレインソース電流に等しくなるはず
である。これらの等価性及び上の数３の等式を用いる
と、２つの等式が結果として得られ、それらは、以下の
ような結果を生じるべく減算されうる。ＶID（ＶC−Ｖ
TH−ＶIC）＝ＶOD（ＶC−ＶTH−ＶOC）あるいは、
【数４】ここで、ＶIDとは差動入力電圧であり、ＶICと
は同相モード入力電圧で、ＶODとは差動出力電圧で、Ｖ
OCとは同相モード出力電圧である。
は同相モード入力電圧で、ＶODとは差動出力電圧で、Ｖ
OCとは同相モード出力電圧である。
【００１７】図５で例示された実施例については、
【数５】ＶOCについて、数５の等式を数４の等式に挿入
し、Ｖc′＝Ｖc−ＶTH−Ｖcrefとすると、結果として
は、以下の式、
し、Ｖc′＝Ｖc−ＶTH−Ｖcrefとすると、結果として
は、以下の式、
【数６】となる。ここで、［（γ−０．５）ＶID］／Ｖ
c′の相対的に小さい値については、以下の式のように
みなせうる。
c′の相対的に小さい値については、以下の式のように
みなせうる。
【数７】
【数８】このようなことから、これらの数学的操作を利
用すると、差動出力電圧信号について以下のような等式
が生じる。
用すると、差動出力電圧信号について以下のような等式
が生じる。
【数９】上の等式、数９は、図５で例示された実施例に
ついて、差動出力電圧信号に導入されうる、差動増幅器
回路に印加された差動入力電圧信号の第二次高調波成分
の大きさは、γを調節するか、あるいはＶcを調節する
ことで調節されうる。
ついて、差動出力電圧信号に導入されうる、差動増幅器
回路に印加された差動入力電圧信号の第二次高調波成分
の大きさは、γを調節するか、あるいはＶcを調節する
ことで調節されうる。
【００１８】上の等式は、差動増幅器回路に印加された
差動入力電圧信号の部分が、差動増幅器回路の出力電圧
信号の同相モードとして含まれるように、差動増幅器回
路を駆動することで得られたものであった。このような
特定の実施例における同相モードフィードバック電圧信
号は、図５で例示されているように、このことを実現す
る機構を提供している。しかしながら、前に示したよう
に、選択的には、同相モードフィードバック電圧信号
は、図１で例示された実施例についてのように、差動出
力電圧信号を用いることで得られうる。同様に、このよ
うなアプローチは、上の数９の等式に類似する結果を生
み出すであろうということは、明示されるところであ
る。しかしながら、図５の実施例の、図１の実施例を越
える利点の一つは、図５の実施例は、より大きなバンド
幅（帯域幅）を提供するということである。この点は、
少なくとも部分的には、図１で例示されたような差動出
力電圧を用いる代わりに、図５で例示されたような、差
動増幅器回路に印加された差動入力電圧信号を用いるこ
とによるものである。例えば、図５の実施例では、より
小さな遅延しか生じない。それ故に、このような遅延の
低下は、本発明に従った差動増幅器回路の実施例につい
て、そのバンド幅（帯域幅）を増加させることとなるの
である。
差動入力電圧信号の部分が、差動増幅器回路の出力電圧
信号の同相モードとして含まれるように、差動増幅器回
路を駆動することで得られたものであった。このような
特定の実施例における同相モードフィードバック電圧信
号は、図５で例示されているように、このことを実現す
る機構を提供している。しかしながら、前に示したよう
に、選択的には、同相モードフィードバック電圧信号
は、図１で例示された実施例についてのように、差動出
力電圧信号を用いることで得られうる。同様に、このよ
うなアプローチは、上の数９の等式に類似する結果を生
み出すであろうということは、明示されるところであ
る。しかしながら、図５の実施例の、図１の実施例を越
える利点の一つは、図５の実施例は、より大きなバンド
幅（帯域幅）を提供するということである。この点は、
少なくとも部分的には、図１で例示されたような差動出
力電圧を用いる代わりに、図５で例示されたような、差
動増幅器回路に印加された差動入力電圧信号を用いるこ
とによるものである。例えば、図５の実施例では、より
小さな遅延しか生じない。それ故に、このような遅延の
低下は、本発明に従った差動増幅器回路の実施例につい
て、そのバンド幅（帯域幅）を増加させることとなるの
である。
【００１９】図３は、本発明に従った差動増幅器回路の
さらに別の選択的実施例５００を例示している。図３で
は、実施例５００は、集積回路内あるいは集積回路上で
実施されるものとして例示されている。もっとも、本発
明は、その保護の範囲において、このような側面に限定
される訳ではない。このような特定の実施例で利用され
たアプローチは、差動増幅器回路に印加された差動入力
電圧の部分が、同相モードフィードバック電圧信号を経
由して、差動増幅器の出力電圧信号の同相モードに加え
られるという点で、図５で示された実施例で利用された
アプローチと類似している。しかしながら、図５で例示
された実施例については、例えば、図５の差動増幅器６
００のように、三極管領域で動作するようにバイアスを
かけられたＭＯＳトランジスターに差動増幅器が結合さ
れており、同相モードフィードバック電圧信号は、三極
にバイアスをかけられた回路配置で利用された差動増幅
器に供給されていたが、これに対して、図３に例示され
た、本発明に従った差動増幅器回路の実施例５００につ
いては、実施例は、線形増幅器回路部分５４０及び三極
にバイアスがかけられた増幅器回路部分５５０を含んで
いる。実際、このような特定の実施例では、三極にバイ
アスがかけられた増幅器回路部分５５０は、差動増幅器
を含む、従来のＭＯＳＦＥＴ−Ｃ回路を含んでおり、こ
こで、ＭＯＳＦＥＴ−Ｃ回路用の従来型フィードバック
コンデンサーは、三極にバイアスがかけられたＭＯＳト
ランジスター５１５及び５２５で置き換えられている。
さらにまた、図３では明示的に示されていないが、差動
増幅器５２０は、従来の同相モードフィードバック回路
を含んでいるものとされている。
さらに別の選択的実施例５００を例示している。図３で
は、実施例５００は、集積回路内あるいは集積回路上で
実施されるものとして例示されている。もっとも、本発
明は、その保護の範囲において、このような側面に限定
される訳ではない。このような特定の実施例で利用され
たアプローチは、差動増幅器回路に印加された差動入力
電圧の部分が、同相モードフィードバック電圧信号を経
由して、差動増幅器の出力電圧信号の同相モードに加え
られるという点で、図５で示された実施例で利用された
アプローチと類似している。しかしながら、図５で例示
された実施例については、例えば、図５の差動増幅器６
００のように、三極管領域で動作するようにバイアスを
かけられたＭＯＳトランジスターに差動増幅器が結合さ
れており、同相モードフィードバック電圧信号は、三極
にバイアスをかけられた回路配置で利用された差動増幅
器に供給されていたが、これに対して、図３に例示され
た、本発明に従った差動増幅器回路の実施例５００につ
いては、実施例は、線形増幅器回路部分５４０及び三極
にバイアスがかけられた増幅器回路部分５５０を含んで
いる。実際、このような特定の実施例では、三極にバイ
アスがかけられた増幅器回路部分５５０は、差動増幅器
を含む、従来のＭＯＳＦＥＴ−Ｃ回路を含んでおり、こ
こで、ＭＯＳＦＥＴ−Ｃ回路用の従来型フィードバック
コンデンサーは、三極にバイアスがかけられたＭＯＳト
ランジスター５１５及び５２５で置き換えられている。
さらにまた、図３では明示的に示されていないが、差動
増幅器５２０は、従来の同相モードフィードバック回路
を含んでいるものとされている。
【００２０】前までは、図５で例示されたように、同相
モードフィードバック電圧信号は、三極にバイアスがか
けられた増幅器回路配置において結合された差動増幅器
に印加されていたが、代わって、図３で例示された実施
例では、同相モードフィードバック電圧信号は、少なく
とも部分的には線形増幅器回路配置に結合されている差
動増幅器５１０に印加されている。例えば、このような
特定の実施例では、線形増幅器配置５４０は、インピー
ダンス５６０、５７０、５８０、５９０を含んでいる。
特定の実施によっては、これらのインピーダンスは、例
えば、抵抗、コンデンサー、及びその組み合わせを含み
うる。同様に、このような特定の線形増幅器回路配置
は、図５の実施例により例示されたアプローチを利用し
ており、そこでは、差動増幅器回路に印加された差動入
力電圧の部分が、差動増幅器の同相モードフィードバッ
ク電圧信号を経由して、差動増幅器についての出力電圧
信号の同相モードに加えられている。しかしながら、こ
のような特定の実施例においては、出力電圧信号は、図
５の差動増幅器６００のような、三極にバイアスがかけ
られた増幅器回路配置で利用された差動増幅器の出力電
圧ではなく、差動増幅器５１０の出力電圧である。さら
に、同相モードフィードバック電圧信号は、差動増幅器
５１０の同相モードフィードバック電圧信号である。
モードフィードバック電圧信号は、三極にバイアスがか
けられた増幅器回路配置において結合された差動増幅器
に印加されていたが、代わって、図３で例示された実施
例では、同相モードフィードバック電圧信号は、少なく
とも部分的には線形増幅器回路配置に結合されている差
動増幅器５１０に印加されている。例えば、このような
特定の実施例では、線形増幅器配置５４０は、インピー
ダンス５６０、５７０、５８０、５９０を含んでいる。
特定の実施によっては、これらのインピーダンスは、例
えば、抵抗、コンデンサー、及びその組み合わせを含み
うる。同様に、このような特定の線形増幅器回路配置
は、図５の実施例により例示されたアプローチを利用し
ており、そこでは、差動増幅器回路に印加された差動入
力電圧の部分が、差動増幅器の同相モードフィードバッ
ク電圧信号を経由して、差動増幅器についての出力電圧
信号の同相モードに加えられている。しかしながら、こ
のような特定の実施例においては、出力電圧信号は、図
５の差動増幅器６００のような、三極にバイアスがかけ
られた増幅器回路配置で利用された差動増幅器の出力電
圧ではなく、差動増幅器５１０の出力電圧である。さら
に、同相モードフィードバック電圧信号は、差動増幅器
５１０の同相モードフィードバック電圧信号である。
【００２１】このような特定の配置が利用されていると
き、差動増幅器５１０の同相モード出力電圧信号は、以
下の等式により与えられうる。
き、差動増幅器５１０の同相モード出力電圧信号は、以
下の等式により与えられうる。
【数１０】ここで、ＶIDとは、本発明に従って差動増幅
器回路の実施例５００に印加された差動入力電圧信号で
ある。
器回路の実施例５００に印加された差動入力電圧信号で
ある。
【００２２】しかしながら、図３で示された実施例によ
り例示されたように、差動増幅器５１０の反転及び非反
転出力電圧信号は、同様に、三極にバイアスがかけられ
た増幅器回路配置５５０に供給されている。上の数１０
の等式により、三極にバイアスがかけられた増幅器回路
配置５５０の同相モード入力電圧信号は、以下の等式に
より与えられうる。
り例示されたように、差動増幅器５１０の反転及び非反
転出力電圧信号は、同様に、三極にバイアスがかけられ
た増幅器回路配置５５０に供給されている。上の数１０
の等式により、三極にバイアスがかけられた増幅器回路
配置５５０の同相モード入力電圧信号は、以下の等式に
より与えられうる。
【数１１】従って、このような技術により、このような
特定の実施例では増幅器５２０の出力電圧信号となって
いる、差動増幅器回路の差動出力電圧信号は、望みの通
り、差動増幅器回路に印加された差動入力電圧信号の評
価可能な第二次高調波成分を含んでいる。ここで、図１
で例示された実施例で利用されたアプローチは、線形増
幅器回路部分及び三極にバイアスがかけられた増幅器回
路部分を含む、本発明に従った差動増幅器の実施例につ
いて、同様に適応されうるものであることは当該技術分
野の当業者により認められるところであろう。例えば、
そのような一つの実施例では、三極にバイアスがかけら
れた増幅器回路部分における第一の差動増幅器回路の同
相モード入力電圧信号は、線形増幅器回路部分における
第二の差動増幅器についての差動出力電圧信号の調節可
能な部分を含みうるのである。
特定の実施例では増幅器５２０の出力電圧信号となって
いる、差動増幅器回路の差動出力電圧信号は、望みの通
り、差動増幅器回路に印加された差動入力電圧信号の評
価可能な第二次高調波成分を含んでいる。ここで、図１
で例示された実施例で利用されたアプローチは、線形増
幅器回路部分及び三極にバイアスがかけられた増幅器回
路部分を含む、本発明に従った差動増幅器の実施例につ
いて、同様に適応されうるものであることは当該技術分
野の当業者により認められるところであろう。例えば、
そのような一つの実施例では、三極にバイアスがかけら
れた増幅器回路部分における第一の差動増幅器回路の同
相モード入力電圧信号は、線形増幅器回路部分における
第二の差動増幅器についての差動出力電圧信号の調節可
能な部分を含みうるのである。
【００２３】図４は、本発明に従った差動増幅器回路の
別の実施例の一部を例示する回路図である。図４で例示
されているように、差動増幅器回路の差動入力電圧信号
は、ＭＯＳトランジスターの形式での直列あるいは並列
スイッチを含みうる抵抗器のネットワークへと供給され
うる。例えば、例示されたネットワークについては、こ
のような特定のネットワークにより生成された出力信号
ＶCOMは、図５で例示された増幅器６７５のような差動
増幅器へと供給されうるもので、それにより、図５で例
示された実施例と結びつけて利用されたアプローチと類
似して、同相モードフィードバック電圧信号を提供しう
る。このような配置が利用されている場合、７１０、７
２０、７３０、７４０のようなＭＯＳトランジスター
は、各々のゲートに印加された、外部から得られた電圧
信号に応答して、差動増幅器回路により生成された第二
次高調波信号の大きさを調節するように働かせうる。さ
らにまた、生成された第二次高調波成分の信号の大きさ
が、テジタル制御されうる、他の配置が採られうる。
別の実施例の一部を例示する回路図である。図４で例示
されているように、差動増幅器回路の差動入力電圧信号
は、ＭＯＳトランジスターの形式での直列あるいは並列
スイッチを含みうる抵抗器のネットワークへと供給され
うる。例えば、例示されたネットワークについては、こ
のような特定のネットワークにより生成された出力信号
ＶCOMは、図５で例示された増幅器６７５のような差動
増幅器へと供給されうるもので、それにより、図５で例
示された実施例と結びつけて利用されたアプローチと類
似して、同相モードフィードバック電圧信号を提供しう
る。このような配置が利用されている場合、７１０、７
２０、７３０、７４０のようなＭＯＳトランジスター
は、各々のゲートに印加された、外部から得られた電圧
信号に応答して、差動増幅器回路により生成された第二
次高調波信号の大きさを調節するように働かせうる。さ
らにまた、生成された第二次高調波成分の信号の大きさ
が、テジタル制御されうる、他の配置が採られうる。
【００２４】もちろん、本発明に従った差動増幅器回路
は、その保護の範囲において、例示された特定の実施例
に限定されるものではないということは認められよう。
例えば、差動増幅器回路に印加された差動入力電圧信号
の第二次高調波成分の大きさを制御あるいは調節するた
めに、Ｖcが用いられている実施例においては、幾つも
のスキームの任意の一つが、Ｖcを調節するのに利用さ
れうる。例えば、前述の同時出願された出願人整理番号
９６０１７４で記述されているように、バイナリ形式の
デジタル信号が利用されている実施例においては、バイ
ナリ形式のデジタル信号は、積分され、あるいは総和が
求められて、デジタル信号制御が提供されうる。そし
て、このデジタル信号制御は、Ｖcに対するアナログ信
号を提供するように、デジタルアナログ変換器（digita
l-to-analog converter,ＤＡＣ）へと供給されうるので
ある。さらに、本発明は、その保護の範囲において、差
動入力電圧信号の第二次高調波成分を評価するのにγあ
るいはＶcを利用することに制限されるものではない。
これらの、そしてその他のパラメータは、特定の実施例
によって、個別に、あるいは組み合わせて調節されうる
のである。例えば、本発明に従った差動増幅器回路の一
実施例においては、γは、荒調整を提供するため利用さ
れうるものであり、Ｖcは、第二次高調波成分を評価す
るための細密調整を提供するため利用されうる。より特
定すると、本発明に従った差動増幅器回路は、例えば、
前述の同時出願された出願人整理番号９６０１７４で記
述されているような読取りチャネルの実施例において利
用されうるものである。例えば、そのような読取りチャ
ネルにおいては、Ｖcは、リアルタイムで細密調整を提
供するべく、閉ループ制御の下で適応的に調節可能であ
り、一方、γは、例えば、図４と結びつけて記述された
ように、例としては、外部から得られた信号を元に調節
可能でありうる。例えば、荒調整はプログラミングが可
能でありうる。もっとも、当然ながら、本発明は、その
保護の範囲において、このような特定のアプローチに制
限されるものではない。
は、その保護の範囲において、例示された特定の実施例
に限定されるものではないということは認められよう。
例えば、差動増幅器回路に印加された差動入力電圧信号
の第二次高調波成分の大きさを制御あるいは調節するた
めに、Ｖcが用いられている実施例においては、幾つも
のスキームの任意の一つが、Ｖcを調節するのに利用さ
れうる。例えば、前述の同時出願された出願人整理番号
９６０１７４で記述されているように、バイナリ形式の
デジタル信号が利用されている実施例においては、バイ
ナリ形式のデジタル信号は、積分され、あるいは総和が
求められて、デジタル信号制御が提供されうる。そし
て、このデジタル信号制御は、Ｖcに対するアナログ信
号を提供するように、デジタルアナログ変換器（digita
l-to-analog converter,ＤＡＣ）へと供給されうるので
ある。さらに、本発明は、その保護の範囲において、差
動入力電圧信号の第二次高調波成分を評価するのにγあ
るいはＶcを利用することに制限されるものではない。
これらの、そしてその他のパラメータは、特定の実施例
によって、個別に、あるいは組み合わせて調節されうる
のである。例えば、本発明に従った差動増幅器回路の一
実施例においては、γは、荒調整を提供するため利用さ
れうるものであり、Ｖcは、第二次高調波成分を評価す
るための細密調整を提供するため利用されうる。より特
定すると、本発明に従った差動増幅器回路は、例えば、
前述の同時出願された出願人整理番号９６０１７４で記
述されているような読取りチャネルの実施例において利
用されうるものである。例えば、そのような読取りチャ
ネルにおいては、Ｖcは、リアルタイムで細密調整を提
供するべく、閉ループ制御の下で適応的に調節可能であ
り、一方、γは、例えば、図４と結びつけて記述された
ように、例としては、外部から得られた信号を元に調節
可能でありうる。例えば、荒調整はプログラミングが可
能でありうる。もっとも、当然ながら、本発明は、その
保護の範囲において、このような特定のアプローチに制
限されるものではない。
【００２５】さらにまた、選択的な実施例では、本発明
に従った差動増幅器回路における差動増幅器の利得（ゲ
イン）は、差動入力電圧信号の第二次高調波成分を評価
するように調節されうる。例えば、図６で例示された実
施例４００を参照すると、例示された配置に結合された
差動増幅器４１０及びＭＯＳトランジスター４２０、４
３０、４４０、４５０といったように、三極にバイアス
がかけられた増幅器回路配置が、再度利用されうる。こ
のような特定の実施例では、明示的に例示されてはいな
いが、差動増幅器４１０は、従来の同相モードフィード
バック回路を含んでいるものとされている。このような
差動増幅器回路配置については、利得は、以下の等式に
より与えられうるものであることが明示されよう。
に従った差動増幅器回路における差動増幅器の利得（ゲ
イン）は、差動入力電圧信号の第二次高調波成分を評価
するように調節されうる。例えば、図６で例示された実
施例４００を参照すると、例示された配置に結合された
差動増幅器４１０及びＭＯＳトランジスター４２０、４
３０、４４０、４５０といったように、三極にバイアス
がかけられた増幅器回路配置が、再度利用されうる。こ
のような特定の実施例では、明示的に例示されてはいな
いが、差動増幅器４１０は、従来の同相モードフィード
バック回路を含んでいるものとされている。このような
差動増幅器回路配置については、利得は、以下の等式に
より与えられうるものであることが明示されよう。
【数１２】ここで、Ｖ′c1及びＶ′c2は、以下の等式に
より与えられる。
より与えられる。
【数１３】ここで、ＶTHとは、しきい値電圧であり、Ｖ
commonとは、同相モード電圧である。図６の実施例によ
り例示されているように、Ｖc1は、以下の等式により与
えられる。
commonとは、同相モード電圧である。図６の実施例によ
り例示されているように、Ｖc1は、以下の等式により与
えられる。
【数１４】ここで、ＶIDとは、ＶID＝Ｖip−Ｖinで表さ
れる。等式、数１３及び数１４を数１２の等式へ当ては
めると、利得について以下の表現が得られる。
れる。等式、数１３及び数１４を数１２の等式へ当ては
めると、利得について以下の表現が得られる。
【数１５】従って、本発明に従った差動増幅器回路につ
いての実施例４００については、
いての実施例４００については、
【数１６】となり、これは、制御電圧Ｖc2に従って、少
なくとも部分的には、利得が調節可能であることを示し
ている。
なくとも部分的には、利得が調節可能であることを示し
ている。
【００２６】例えば、実施例２５０及び２７０のよう
な、本発明に従った差動増幅器回路は、差動増幅器回路
へ印加された差動入力電圧信号の第二次高調波成分を生
成するように駆動されうる。同様に、その差動増幅器回
路は、差動入力電圧信号が第二次高調波成分の評価され
た部分を含むように駆動されうる。例えば、前に記述さ
れた差動増幅器９００あるいは６００のような差動増幅
器については、それぞれ、同相モード出力電圧信号が、
差動増幅器回路の差動出力電圧信号の部分を含むか、あ
るいは、差動増幅器回路へ印加された差動入力電圧信号
の部分を含むかするように、駆動されうる。同様に、差
動増幅器の同相モード出力電圧信号は、差動増幅器回路
の差動出力電圧信号あるいは差動増幅器回路に印加され
た差動入力電圧信号の評価された部分を含むように駆動
されうる。さらに、例えば、図３で例示されたように、
差動増幅器の同相モード入力電圧信号は、別の差動増幅
器の差動出力電圧信号の評価された部分、あるいは、差
動増幅器回路に印加された差動入力電圧信号の評価され
た部分を含むように駆動されうる。そのような実施例で
は、差動増幅器回路の差動出力電圧信号における差動入
力電圧信号の第二次高調波成分は、前に記述したよう
に、相対的な抵抗値を調節することや、制御電圧を調節
すること、増幅器の利得を調節すること、あるいは、そ
れらの組み合わせによるように、様々な技術により調節
あるいは評価されうるのである。例えば、相対的な抵抗
器の値を元に差動入力電圧信号の部分を調節することに
よるように、生成された第二次高調波成分の大きさ（振
幅）に対する荒調整を提供するため、これまでの技術の
うちの一つが利用されている場合には、例えば、評価に
ついての細密調整は、回路配置のＭＯＳトランジスター
に対して、選択されたゲート制御電圧を駆動することで
なされうる。図１及び図５のそれぞれで例示された実施
例については、例えば、トランジスター６１０、６２
０、６３０、６４０に対する、あるいは、トランジスタ
ー９１０、９２０、９３０、９４０に対するゲート制御
電圧は、前に記述したように、駆動されうる。さらに、
選択的には、差動増幅器の利得は、図６で例示された実
施例と結びつけて記述されたように、差動増幅器へ印加
された差動入力電圧信号の第二次高調波成分の大きさ
（振幅）を評価するように調節されうる。例えば、選択
されたゲート制御電圧は、差動入力電圧信号の評価され
た部分を含むように駆動されうる。
な、本発明に従った差動増幅器回路は、差動増幅器回路
へ印加された差動入力電圧信号の第二次高調波成分を生
成するように駆動されうる。同様に、その差動増幅器回
路は、差動入力電圧信号が第二次高調波成分の評価され
た部分を含むように駆動されうる。例えば、前に記述さ
れた差動増幅器９００あるいは６００のような差動増幅
器については、それぞれ、同相モード出力電圧信号が、
差動増幅器回路の差動出力電圧信号の部分を含むか、あ
るいは、差動増幅器回路へ印加された差動入力電圧信号
の部分を含むかするように、駆動されうる。同様に、差
動増幅器の同相モード出力電圧信号は、差動増幅器回路
の差動出力電圧信号あるいは差動増幅器回路に印加され
た差動入力電圧信号の評価された部分を含むように駆動
されうる。さらに、例えば、図３で例示されたように、
差動増幅器の同相モード入力電圧信号は、別の差動増幅
器の差動出力電圧信号の評価された部分、あるいは、差
動増幅器回路に印加された差動入力電圧信号の評価され
た部分を含むように駆動されうる。そのような実施例で
は、差動増幅器回路の差動出力電圧信号における差動入
力電圧信号の第二次高調波成分は、前に記述したよう
に、相対的な抵抗値を調節することや、制御電圧を調節
すること、増幅器の利得を調節すること、あるいは、そ
れらの組み合わせによるように、様々な技術により調節
あるいは評価されうるのである。例えば、相対的な抵抗
器の値を元に差動入力電圧信号の部分を調節することに
よるように、生成された第二次高調波成分の大きさ（振
幅）に対する荒調整を提供するため、これまでの技術の
うちの一つが利用されている場合には、例えば、評価に
ついての細密調整は、回路配置のＭＯＳトランジスター
に対して、選択されたゲート制御電圧を駆動することで
なされうる。図１及び図５のそれぞれで例示された実施
例については、例えば、トランジスター６１０、６２
０、６３０、６４０に対する、あるいは、トランジスタ
ー９１０、９２０、９３０、９４０に対するゲート制御
電圧は、前に記述したように、駆動されうる。さらに、
選択的には、差動増幅器の利得は、図６で例示された実
施例と結びつけて記述されたように、差動増幅器へ印加
された差動入力電圧信号の第二次高調波成分の大きさ
（振幅）を評価するように調節されうる。例えば、選択
されたゲート制御電圧は、差動入力電圧信号の評価され
た部分を含むように駆動されうる。
【００２７】本発明のある程度の特徴のみが、ここで例
示され、記述されてきたが、なお、多くの修正、置換、
変更あるいはそれに等しいことが、当該技術分野の当業
者にとって想起されるであろう。それ故に、付属する特
許請求の範囲は、そのような修正及び変化のすべてを、
本発明の真の技術思想の範囲内に入るものとしてカバー
することを意図されているものであるということは理解
されるべきである。
示され、記述されてきたが、なお、多くの修正、置換、
変更あるいはそれに等しいことが、当該技術分野の当業
者にとって想起されるであろう。それ故に、付属する特
許請求の範囲は、そのような修正及び変化のすべてを、
本発明の真の技術思想の範囲内に入るものとしてカバー
することを意図されているものであるということは理解
されるべきである。
【００２８】
【発明の効果】本発明により、主に、磁気抵抗（magnet
o-resistive,ＭＲ）読取りヘッドを利用する磁気記録シ
ステムにおける読取りチャネルで利用される差動増幅器
が提供された。このような差動増幅器により、具体的に
は、差動増幅器回路の差動出力電圧信号が、印加された
差動入力電圧信号についての制御可能かつ評価可能な第
二次高調波成分を含むようにすることが可能となった。
o-resistive,ＭＲ）読取りヘッドを利用する磁気記録シ
ステムにおける読取りチャネルで利用される差動増幅器
が提供された。このような差動増幅器により、具体的に
は、差動増幅器回路の差動出力電圧信号が、印加された
差動入力電圧信号についての制御可能かつ評価可能な第
二次高調波成分を含むようにすることが可能となった。
【図１】図１は、本発明に従った差動増幅器回路の実施
例を例示する回路図である。
例を例示する回路図である。
【図２】図２は、本発明に従った差動増幅器回路の実施
例を利用しうる磁気抵抗（ＭＲ）読取りヘッドに結合さ
れた磁気記録システム用読取りチャネルの実施例を例示
しているブロック線図である。
例を利用しうる磁気抵抗（ＭＲ）読取りヘッドに結合さ
れた磁気記録システム用読取りチャネルの実施例を例示
しているブロック線図である。
【図３】図３は、本発明に従った差動増幅器回路の選択
的実施例を例示している回路図である。
的実施例を例示している回路図である。
【図４】図４は、本発明に従った差動増幅器回路の別の
実施例の部分を例示している回路図である。
実施例の部分を例示している回路図である。
【図５】図５は、本発明に従った差動増幅器回路のさら
に別の実施例を例示している回路図である。
に別の実施例を例示している回路図である。
【図６】図６は、本発明に従った差動増幅器回路のなお
別の実施例を例示している回路図である。
別の実施例を例示している回路図である。
２５０,２７０ 本発明に従った差動増幅器回路の実施
例 ４００ 実施例 ４１０ 差動増幅器 ４２０,４３０,４４０、４５０ ＭＯＳトランジスター ４８０ 総和器 ５００ 本発明に従った差動増幅器回路の実施例 ５１０ 差動増幅器 ５１５,５２５ 三極にバイアスがかけられたＭＯＳト
ランジスター ５２０ 差動増幅器 ５４０ 線形増幅器回路の部分（線形増幅器配置） ５５０ 三極にバイアスがかけられた増幅器回路の部分
（三極にバイアスがかけられた増幅器回路配置） ５６０、５７０、５８０、５９０ インピーダンス ６００ 差動増幅器 ６１０、６２０、６３０、６４０ ＭＯＳトランジスタ
ー ６７０ 総和器 ６７５ 差動増幅器 ７００ 本発明に従った差動増幅器回路の実施例の一部 ７１０、７２０、７３０、７４０ ＭＯＳトランジスタ
ー ７５０、７６０、７６５、７７０、７８０、７８５ 抵
抗器 ９００ 従来の差動増幅器 ９１０、９２０、９３０、９４０ ＭＯＳトランジスタ
ー ９７５ 差動増幅器 １０００ 読取りチャネル １１００ 非線形調節装置 １１１５ 非線形性補償要素 １１３０ ノード（加算ノード） １１３５ 可変利得増幅器（variable gain amplifier,
ＶＧＡ） ２０００ 磁気抵抗（ＭＲ）ヘッドあるいは磁気抵抗
（ＭＲ）読取りヘッド ３０００ 前置増幅器 ４６０，６６０，６７０，９５０，９６０ 作動増幅器
例 ４００ 実施例 ４１０ 差動増幅器 ４２０,４３０,４４０、４５０ ＭＯＳトランジスター ４８０ 総和器 ５００ 本発明に従った差動増幅器回路の実施例 ５１０ 差動増幅器 ５１５,５２５ 三極にバイアスがかけられたＭＯＳト
ランジスター ５２０ 差動増幅器 ５４０ 線形増幅器回路の部分（線形増幅器配置） ５５０ 三極にバイアスがかけられた増幅器回路の部分
（三極にバイアスがかけられた増幅器回路配置） ５６０、５７０、５８０、５９０ インピーダンス ６００ 差動増幅器 ６１０、６２０、６３０、６４０ ＭＯＳトランジスタ
ー ６７０ 総和器 ６７５ 差動増幅器 ７００ 本発明に従った差動増幅器回路の実施例の一部 ７１０、７２０、７３０、７４０ ＭＯＳトランジスタ
ー ７５０、７６０、７６５、７７０、７８０、７８５ 抵
抗器 ９００ 従来の差動増幅器 ９１０、９２０、９３０、９４０ ＭＯＳトランジスタ
ー ９７５ 差動増幅器 １０００ 読取りチャネル １１００ 非線形調節装置 １１１５ 非線形性補償要素 １１３０ ノード（加算ノード） １１３５ 可変利得増幅器（variable gain amplifier,
ＶＧＡ） ２０００ 磁気抵抗（ＭＲ）ヘッドあるいは磁気抵抗
（ＭＲ）読取りヘッド ３０００ 前置増幅器 ４６０，６６０，６７０，９５０，９６０ 作動増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 スハーリ テドジャ アメリカ合衆国，94538 カリフォルニア, フリーモント，トレニア サークル 40463
Claims (19)
- 【請求項１】 差動増幅器（９００）を有し、差動増
幅器回路配置の差動出力電圧信号が、前記差動増幅器の
回路に印加された差動入力電圧信号についての評価可能
な第二次高調波成分を含むように、前記差動増幅器回路
配置において前記差動増幅器が結合されていることを特
徴とする集積回路。 - 【請求項２】 前記差動増幅器が、同相モード出力電
圧信号（Ｖcmfb）を含み、前記同相モード出力電圧信号
は、前記差動出力電圧信号の調節可能な部分（γ）を含
んでいることを特徴とする請求項１の集積回路。 - 【請求項３】 前記差動増幅器が、反転出力電圧信号
及び非反転出力電圧信号（Ｖon，Ｖop）及び同相モード
フィードバック電圧信号を含み、前記同相モードフィー
ドバック電圧信号における前記反転出力電圧信号及び前
記非反転出力電圧信号間の相対的不均衡の調節が、前記
同相モード出力電圧信号に含まれた前記差動出力電圧信
号の部分を調節するように、回路配置が結合されている
ことを特徴とする請求項２の集積回路。 - 【請求項４】 前記差動増幅器が、それぞれ、反転及
び非反転、そして、入力及び出力電圧信号ポートを有
し、第一のＭＯＳトランジスター（９４０）は、非反転
入力電圧信号ポートへ結合され、第二のＭＯＳトランジ
スター（９３０）は、反転入力電圧信号ポートへ結合さ
れ、第三のＭＯＳトランジスター（９２０）は、反転入
力電圧信号ポートを非反転出力電圧信号ポートへ結合さ
せ、第四のＭＯＳトランジスター（９１０）は、非反転
入力電圧信号ポートを反転出力電圧信号へ結合させてい
ることを特徴とする請求項２の集積回路。 - 【請求項５】 前記差動増幅器が、反転入力電圧信号
及び非反転入力電圧信号（Ｖin，Ｖip）及び同相モード
フィードバック電圧信号を含み、前記同相モードフィー
ドバック電圧信号における前記反転入力電圧信号及び前
記非反転入力電圧信号間の相対的不均衡の調節が、前記
同相モード出力電圧信号に含まれた前記差動入力電圧信
号の部分を調節するように、回路配置が結合されている
（図３）ことを特徴とする請求項４の集積回路。 - 【請求項６】 前記差動増幅器が、それぞれ、反転及
び非反転、そして、入力及び出力電圧信号ポートを有
し、第一のＭＯＳトランジスター（６４０）は、非反転
入力電圧信号ポートへ結合され、第二のＭＯＳトランジ
スター（６３０）は、反転入力電圧信号ポートへ結合さ
れ、第三のＭＯＳトランジスター（６２０）は、反転入
力電圧信号ポートを非反転出力電圧信号ポートへ結合さ
せ、第四のＭＯＳトランジスター（６１０）は、非反転
入力電圧信号ポートを反転出力電圧信号へ結合させてい
ることを特徴とする請求項４の集積回路。 - 【請求項７】 前記差動増幅器が、同相モード入力電
圧信号を含み、前記同相モード入力電圧信号とは、前記
差動入力電圧信号の調節可能な部分を含んでいることを
特徴とする請求項１の集積回路。 - 【請求項８】 前記差動増幅器回路配置（図５）が、
同相モード入力電圧信号を含む第一の差動増幅器（６０
０）を有し、前記差動増幅器回路配置とは、さらに、差
動出力電圧信号（同相モードフィードバック）を含む第
二の差動増幅器（６７５）を有し、前記第一の差動増幅
器の前記同相モード入力電圧信号が、前記第二の差動増
幅器の前記差動出力電圧信号の調節可能な部分（γ）を
含むように、回路配置において前記第一及び第二の差動
増幅器が結合されていることを特徴とする、請求項１の
集積回路。 - 【請求項９】 前記差動増幅器（４１０）が、それぞ
れ、反転及び非反転、そして、入力及び出力電圧信号ポ
ート及び同相モード出力電圧信号を含み、第一のＭＯＳ
トランジスター（６４０）は、非反転入力電圧信号ポー
トへ結合され、第二のＭＯＳトランジスター（６３０）
は、反転入力電圧信号ポートへ結合され、第三のＭＯＳ
トランジスター（６２０）は、反転入力電圧信号ポート
を非反転出力電圧信号ポートへ結合させ、第四のＭＯＳ
トランジスター（６１０）は、非反転入力電圧信号ポー
トを反転出力電圧信号へ結合させ、前記ＭＯＳトランジ
スターのそれぞれは、ゲート制御電圧を含み、前記同相
モード出力電圧信号が、前記差動入力電圧信号及び前記
差動出力電圧信号の一つについての調節可能な部分
（γ）を含むように、回路配置において前記差動増幅器
が結合され、前記ゲート制御電圧の調節が、前記差動出
力電圧信号に含まれた前記差動入力電圧信号の第二次高
調波成分の大きさを評価するように、前記ＭＯＳトラン
ジスターへ前記ゲート制御電圧を印加するため前記回路
配置が適応されている（図５）ことを特徴とする、請求
項１の集積回路。 - 【請求項１０】 前記差動増幅器が、それぞれ、反転
及び非反転、そして、入力及び出力電圧信号ポートを有
し、第一のＭＯＳトランジスター（４４０）は、非反転
入力電圧信号ポートへ結合され、第二のＭＯＳトランジ
スター（４３０）は、反転入力電圧信号ポートへ結合さ
れ、第三のＭＯＳトランジスター（４２０）は、反転入
力電圧信号ポートを非反転出力電圧信号ポートへ結合さ
せ、第四のＭＯＳトランジスター（４１０）は、非反転
入力電圧信号ポートを反転出力電圧信号へ結合させ、前
記差動増幅器の利得の調節が、前記差動出力電圧信号に
含まれた前記差動入力電圧信号の第二次高調波成分の大
きさを評価するように、回路配置において前記差動増幅
器が結合されている（図６）ことを特徴とする請求項１
の集積回路。 - 【請求項１１】 前記ＭＯＳトランジスターのそれぞ
れが、ゲート制御電圧を有し、さらに、前記第三及び前
記第四のＭＯＳトランジスターのゲート制御電圧
（Ｖc2）の調節が、前記差動出力電圧信号に含まれた前
記差動入力電圧信号の第二次高調波成分の大きさを評価
するように、前記回路配置において前記差動増幅器が結
合されていることを特徴とする請求項１０の集積回路。 - 【請求項１２】 差動増幅器回路の差動出力電圧信号
が、差動入力電圧信号の第二次高調波成分を含むよう
に、前記差動増幅器回路を駆動するステップから成るこ
とを特徴とする、前記差動増幅器回路へ印加した差動入
力電圧信号を印加し前記差動出力電圧信号を生成する方
法。 - 【請求項１３】 駆動する前記ステップとは、前記差
動増幅器回路の前記差動出力電圧信号が、第二次高調波
成分の評価された部分を含むように、前記差動増幅器回
路を駆動するステップから成ることを特徴とする請求項
１２の方法。 - 【請求項１４】 前記差動増幅器回路が、同相モード
出力電圧信号を含む差動増幅器を有し、前記差動増幅器
回路を駆動する前記ステップとは、前記差動出力電圧信
号の評価された部分を含むように、前記差動増幅器の前
記同相モード出力電圧信号を駆動するステップを有し、
前記差動増幅器に結合された複数のＭＯＳトランジスタ
ーを有する、三極にバイアスがかけられた回路配置にお
いて前記差動増幅器が結合されていることを特徴とする
請求項１３の方法。 - 【請求項１５】 前記差動増幅器回路が、同相モード
出力電圧信号を含む差動増幅器を有し、前記差動増幅器
に結合された複数のＭＯＳトランジスターを有する、三
極にバイアスがかけられた回路配置において前記差動増
幅器が結合され、前記差動増幅器回路を駆動する前記ス
テップとは、前記差動入力電圧信号の評価された部分を
含むように、前記差動増幅器の前記同相モード出力電圧
信号を駆動するステップから成ることを特徴とする請求
項１３の方法。 - 【請求項１６】 前記差動増幅器回路が、同相モード
入力電圧信号を含む差動増幅器を有し、前記差動増幅器
に結合された複数のＭＯＳトランジスターを有する、三
極にバイアスがかけられた回路配置において前記差動増
幅器が結合され、前記差動増幅器回路を駆動する前記ス
テップとは、前記差動入力電圧信号の評価された部分を
含むように、前記差動増幅器の前記同相モード入力電圧
信号を駆動するステップから成ることを特徴とする請求
項１３の方法。 - 【請求項１７】 前記差動増幅器回路が、同相モード
入力電圧信号を含む第一の差動増幅器及び差動出力電圧
信号を含む第二の差動増幅器を有し、前記第一の差動増
幅器に結合された複数のＭＯＳトランジスターを有す
る、三極にバイアスがかけられた回路配置において前記
第一の差動増幅器が結合され、前記差動増幅器回路を駆
動する前記ステップとは、前記第二の差動増幅器の前記
差動出力電圧信号の評価された部分を含むように、前記
第一の差動増幅器の前記同相モード入力電圧信号を駆動
するステップから成ることを特徴とする請求項１３の方
法。 - 【請求項１８】 前記差動増幅器回路が、差動増幅器
を有し、前記差動増幅器とは、前記差動増幅器に結合さ
れた複数のＭＯＳトランジスターを有する、三極にバイ
アスがかけられた回路配置において結合され、前記複数
のＭＯＳトランジスターのそれぞれは、ゲート制御電圧
を有し、前記差動増幅器が、同相モード出力電圧信号を
含み、前記差動増幅器の前記同相モード出力電圧信号
が、前記差動入力電圧信号及び前記差動出力電圧信号の
一つの調節可能な部分を含むように、前記回路配置にお
いて前記差動増幅器が結合され、駆動する前記ステップ
とは、第二次高調波成分の部分を評価するように、前記
ＭＯＳトランジスターについての選択されたゲート制御
電圧を駆動するステップから成ることを特徴とする請求
項１３の方法。 - 【請求項１９】 前記差動増幅器回路が、差動増幅器
を有し、前記差動増幅器とは、前記差動増幅器に結合さ
れた複数のＭＯＳトランジスターを有する、三極にバイ
アスがかけられた回路配置において結合され、前記複数
のＭＯＳトランジスターのそれぞれは、ゲート制御電圧
を有し、駆動する前記ステップとは、前記差動入力電圧
信号の評価された部分を含むように、選択されたゲート
制御電圧を駆動するステップから成ることを特徴とする
請求項１３の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US53476795A | 1995-09-27 | 1995-09-27 | |
| US534767 | 1995-09-27 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09147301A true JPH09147301A (ja) | 1997-06-06 |
Family
ID=24131452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8251465A Pending JPH09147301A (ja) | 1995-09-27 | 1996-09-24 | 磁気記録システム用読取りチャネルにおいて用いられる差動増幅器回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5859564A (ja) |
| EP (1) | EP0766379A1 (ja) |
| JP (1) | JPH09147301A (ja) |
| SG (1) | SG68589A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US6411165B1 (en) * | 2000-04-17 | 2002-06-25 | Tripath Technology, Inc. | Active common mode feedback for unbalanced input and feedback signals and methods thereof |
| US6633441B1 (en) | 2000-07-12 | 2003-10-14 | Marvell International, Ltd. | Method and apparatus for measuring an output signal of a floating transducer |
| US6633447B2 (en) * | 2001-05-25 | 2003-10-14 | Infineon Technologies Ag | Method and apparatus for compensation of second order distortion |
| JPWO2003013085A1 (ja) * | 2001-07-31 | 2004-11-25 | 富士通株式会社 | 半導体装置及びデータ転送システム |
| US7058121B1 (en) * | 2001-11-20 | 2006-06-06 | Silicon Image | Logic gates including diode-connected metal-oxide-semiconductor field-effect transistors (MOSFETS) to control input threshold voltage levels and switching transients of output logic signals |
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| US5424677A (en) * | 1994-07-01 | 1995-06-13 | Fluke Corporation | Common mode error correction for differential amplifiers |
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1996
- 1996-08-26 SG SG1996010495A patent/SG68589A1/en unknown
- 1996-09-17 EP EP96306754A patent/EP0766379A1/en not_active Withdrawn
- 1996-09-24 JP JP8251465A patent/JPH09147301A/ja active Pending
-
1997
- 1997-07-15 US US08/892,776 patent/US5859564A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SG68589A1 (en) | 1999-11-16 |
| US5859564A (en) | 1999-01-12 |
| EP0766379A1 (en) | 1997-04-02 |
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