JPH09139701A - スペースダイバーシティ合成装置 - Google Patents
スペースダイバーシティ合成装置Info
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- JPH09139701A JPH09139701A JP7295036A JP29503695A JPH09139701A JP H09139701 A JPH09139701 A JP H09139701A JP 7295036 A JP7295036 A JP 7295036A JP 29503695 A JP29503695 A JP 29503695A JP H09139701 A JPH09139701 A JP H09139701A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタル無線通信において使用される、Ｎ
（Ｎは２以上の整数）面アンテナ（受信装置）により構
成されるスペースダイバーシティ合成方式において、フ
ェージング等により発生する波形歪が、同相合成による
改善量を上回り信号の劣化を招くのを防止すること。 【解決手段】 Ｎ面中２面で受信した受信信号の同相合
成後の出力波形を検出するために信号帯域内の異なる中
心周波数の狭帯域な通過帯域幅をもつ複数の帯域通過フ
ィルタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃと、前記帯域通過フィルタに接
続されレベルを検出し検波電圧を出力する検波器９Ａ，
９Ｂ，９Ｃと、前記検波器の検波電圧により信号の波形
歪の度合いを判定する判定回路１０と、電力合成器入力
前段に受信信号を選択するための減衰器１２Ａ，１２Ｂ
と前記減衰器の減衰量を制御する制御回路１１とを有す
る。前記判定回路１０により波形歪が残っていると判断
された場合、２つの受信信号のうち入力レベルの低い方
を合成しないようにするために前記２つの減衰器１２
Ａ，１２Ｂの減衰量を制御する。
（Ｎは２以上の整数）面アンテナ（受信装置）により構
成されるスペースダイバーシティ合成方式において、フ
ェージング等により発生する波形歪が、同相合成による
改善量を上回り信号の劣化を招くのを防止すること。 【解決手段】 Ｎ面中２面で受信した受信信号の同相合
成後の出力波形を検出するために信号帯域内の異なる中
心周波数の狭帯域な通過帯域幅をもつ複数の帯域通過フ
ィルタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃと、前記帯域通過フィルタに接
続されレベルを検出し検波電圧を出力する検波器９Ａ，
９Ｂ，９Ｃと、前記検波器の検波電圧により信号の波形
歪の度合いを判定する判定回路１０と、電力合成器入力
前段に受信信号を選択するための減衰器１２Ａ，１２Ｂ
と前記減衰器の減衰量を制御する制御回路１１とを有す
る。前記判定回路１０により波形歪が残っていると判断
された場合、２つの受信信号のうち入力レベルの低い方
を合成しないようにするために前記２つの減衰器１２
Ａ，１２Ｂの減衰量を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスペースダイバーシ
ティ合成装置に関し、特にディジタル無線通信において
使用される同相合成形のスペースダイバーシティ合成装
置に関する。
ティ合成装置に関し、特にディジタル無線通信において
使用される同相合成形のスペースダイバーシティ合成装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、スペースダイバーシティ合成装
置はマイクロ波通信等でフェージングによる受信電力の
低下及び波形歪による回線品質の劣化を防止するために
用いられるが、その制御方式には、「ディジタルマイク
ロ波通信」監修 桑原守二 出版（株）企画センターに
も述べられているように同相合成方式と最小振幅偏差合
成方式がある。ここで、同相合成方式とは合成出力レベ
ルが最大となるように合成するもので、２つの入力の位
相が同相となるように移相器を制御して合成を行うもの
である。
置はマイクロ波通信等でフェージングによる受信電力の
低下及び波形歪による回線品質の劣化を防止するために
用いられるが、その制御方式には、「ディジタルマイク
ロ波通信」監修 桑原守二 出版（株）企画センターに
も述べられているように同相合成方式と最小振幅偏差合
成方式がある。ここで、同相合成方式とは合成出力レベ
ルが最大となるように合成するもので、２つの入力の位
相が同相となるように移相器を制御して合成を行うもの
である。
【０００３】ただし、同相合成方式では受信電力の低下
（熱雑音の増大）についての改善度は大きいが上記刊行
物の図６．９（第２２８頁）にも示されるように合成後
の出力に波形歪が残存する場合がある。このため、従来
より特開平３−１７９９３２号公報に記載されたように
信号帯域の中央付近にディップが入っても同相合成の効
果が得られる構成を有しているが合成出力波形の検出の
ための帯域通過フィルタが１つであるため、波形の検出
が信号帯域の中央付近に限定されるため信号帯域内の中
央付近以外に波形歪（ノッチ）が残存した場合に検出で
きない場合がある。また最小振幅偏差合成方式は、信号
帯域内の残存歪を最小とするように合成を行うものであ
る。
（熱雑音の増大）についての改善度は大きいが上記刊行
物の図６．９（第２２８頁）にも示されるように合成後
の出力に波形歪が残存する場合がある。このため、従来
より特開平３−１７９９３２号公報に記載されたように
信号帯域の中央付近にディップが入っても同相合成の効
果が得られる構成を有しているが合成出力波形の検出の
ための帯域通過フィルタが１つであるため、波形の検出
が信号帯域の中央付近に限定されるため信号帯域内の中
央付近以外に波形歪（ノッチ）が残存した場合に検出で
きない場合がある。また最小振幅偏差合成方式は、信号
帯域内の残存歪を最小とするように合成を行うものであ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来の同
相合成方式や最小振幅偏差合成方式は、以下に示すよう
な問題を有している。
相合成方式や最小振幅偏差合成方式は、以下に示すよう
な問題を有している。
【０００５】従来のスペースダイバーシティ同相合成装
置では、２つの受信信号の両方に波形歪が生じた場合ま
たは１つの受信入力に改善量以上の波形歪が生じた場合
に合成出力に波形歪が残存し回線品質の劣化を招く問題
を存している。
置では、２つの受信信号の両方に波形歪が生じた場合ま
たは１つの受信入力に改善量以上の波形歪が生じた場合
に合成出力に波形歪が残存し回線品質の劣化を招く問題
を存している。
【０００６】なぜなら、従来の同相合成方式では２つの
受信信号の位相差のみを検出し合成出力が最大になるよ
うにのみ合成を行うか、特開平３−１７９９３２号公報
のように合計出力に波形歪が残存している場合に主信号
の位相をずらす手段として信号帯域内の中央付近のみを
検出しているため信号帯域の中央付近以外にノッチがあ
る場合には救済できないからである。
受信信号の位相差のみを検出し合成出力が最大になるよ
うにのみ合成を行うか、特開平３−１７９９３２号公報
のように合計出力に波形歪が残存している場合に主信号
の位相をずらす手段として信号帯域内の中央付近のみを
検出しているため信号帯域の中央付近以外にノッチがあ
る場合には救済できないからである。
【０００７】また、最小振幅偏差合成方式では前述した
問題は解消できるが振幅偏差を小さくするための移相器
の方向と電力を最大とする移相器の方向が必ずしも一致
しないためどちらの制御を行うかの複雑な判断処理を有
し、その結果、マイクロプロセッサ等を用いて複雑な構
成が必要となる問題を有している。
問題は解消できるが振幅偏差を小さくするための移相器
の方向と電力を最大とする移相器の方向が必ずしも一致
しないためどちらの制御を行うかの複雑な判断処理を有
し、その結果、マイクロプロセッサ等を用いて複雑な構
成が必要となる問題を有している。
【０００８】本発明の目的は、スペースダイバーシティ
合成装置を用いて実現する回線品質の向上をマイクロプ
ロセッサ等の複雑な制御回路を使用すること無く実現す
ることにある。
合成装置を用いて実現する回線品質の向上をマイクロプ
ロセッサ等の複雑な制御回路を使用すること無く実現す
ることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のスペースダイバ
ーシティ合成装置では、複数（３つ以上）の中心周波数
の異なる狭帯域の帯域ろ波器（ＢＰＦ）と各ＢＰＦの後
段の検波器と前記検波器出力電圧を比較する判定回路
と、主信号、副信号の各入力レベルを比較しかつ前記判
定回路の判定結果により電力合成器入力の前段の各減衰
器の減衰量を制御する制御回路を備える構成とする。
ーシティ合成装置では、複数（３つ以上）の中心周波数
の異なる狭帯域の帯域ろ波器（ＢＰＦ）と各ＢＰＦの後
段の検波器と前記検波器出力電圧を比較する判定回路
と、主信号、副信号の各入力レベルを比較しかつ前記判
定回路の判定結果により電力合成器入力の前段の各減衰
器の減衰量を制御する制御回路を備える構成とする。
【００１０】複数（３つ以上）の中心周波数の異なる狭
帯域のＢＰＦと各ＢＰＦの後段の検波器により信号帯域
のうち各ＢＰＦ通過帯域内のみのレベルを検出し比較す
ることで合成出力の波形歪を検出する。
帯域のＢＰＦと各ＢＰＦの後段の検波器により信号帯域
のうち各ＢＰＦ通過帯域内のみのレベルを検出し比較す
ることで合成出力の波形歪を検出する。
【００１１】また主信号と副信号の入力レベル差を比較
することにより合成出力での波形歪の原因として、どち
ら支配的になっているのか判断する。
することにより合成出力での波形歪の原因として、どち
ら支配的になっているのか判断する。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明における一実施例を図面を
参照して説明する。図１は本発明の一実施例のブロック
図である。
参照して説明する。図１は本発明の一実施例のブロック
図である。
【００１３】２面アンテナ（受信装置）にて、２面で受
信した受信信号のうち無限移相器（以下、ＥＰＳと省略
する）１を通して位相制御を行う信号を副信号とし、位
相制御の基準とする信号を主信号とする。主信号、副信
号のそれぞれは、電力分配器２Ａ，２Ｂにて２分岐され
各々一方の信号を電力分配器３にて合成し復調器または
次の合成器入力へ送出する。また、もう一方の信号を帯
域通過フィルタ４Ａ，４Ｂにより位相比較する周波数帯
域に制限し自動利得制御増幅器５Ａ，５Ｂ（以下、ＡＧ
Ｃと省略する）にて一定レベルまで増幅した後、積分器
６にて合成し２つの入力信号の位相差を検出しその検出
した位相信号をＥＰＳ制御回路へ送出する。
信した受信信号のうち無限移相器（以下、ＥＰＳと省略
する）１を通して位相制御を行う信号を副信号とし、位
相制御の基準とする信号を主信号とする。主信号、副信
号のそれぞれは、電力分配器２Ａ，２Ｂにて２分岐され
各々一方の信号を電力分配器３にて合成し復調器または
次の合成器入力へ送出する。また、もう一方の信号を帯
域通過フィルタ４Ａ，４Ｂにより位相比較する周波数帯
域に制限し自動利得制御増幅器５Ａ，５Ｂ（以下、ＡＧ
Ｃと省略する）にて一定レベルまで増幅した後、積分器
６にて合成し２つの入力信号の位相差を検出しその検出
した位相信号をＥＰＳ制御回路へ送出する。
【００１４】合成出力の信号帯域内周波数偏差を測定す
るために電力合成器３の出力信号を電力分配器７にて分
岐し一方の信号は、復調器もしくは次の合成器入力に出
力される。また、他方の信号は信号帯域内に複数（本実
施例では３つ）の異なる中心周波数を持つ狭帯域な帯域
ろ波器（ＢＰＦ）８Ａ，８Ｂ，８Ｃで帯域制限され、そ
れぞれのＢＦＰに接続される検波器９Ａ，９Ｂ，９Ｃに
て各帯域内の信号レベルを検出し判定回路１０にて合成
出力の信号帯域内の周波数振幅特性の偏差を検出しある
周波数振幅特性の歪以上の歪が検出されたとき検出信号
を制御回路１１に送出する。
るために電力合成器３の出力信号を電力分配器７にて分
岐し一方の信号は、復調器もしくは次の合成器入力に出
力される。また、他方の信号は信号帯域内に複数（本実
施例では３つ）の異なる中心周波数を持つ狭帯域な帯域
ろ波器（ＢＰＦ）８Ａ，８Ｂ，８Ｃで帯域制限され、そ
れぞれのＢＦＰに接続される検波器９Ａ，９Ｂ，９Ｃに
て各帯域内の信号レベルを検出し判定回路１０にて合成
出力の信号帯域内の周波数振幅特性の偏差を検出しある
周波数振幅特性の歪以上の歪が検出されたとき検出信号
を制御回路１１に送出する。
【００１５】周波数歪の検出について図３の信号帯域と
各ＢＰＦの帯域の関係を示す図を用いて説明する。各Ｂ
ＰＦの検波電圧をそれぞれＶ−，Ｖ０，Ｖ＋とする。図
３の（ａ）に示すように２次歪が発生したときには、Ｖ
−とＶ＋に比べＶ０が小さくなる。また図３の（ｂ）に
示すように１次歪が発生したときには、Ｖ＋−Ｖ−を計
算しこれが正の場合はハイ上がりの一次傾斜が発生した
場合であり負の場合はハイ下がりの一次傾斜が発生した
場合である。したがってこれらの電圧を定常時の電圧と
比較することにより歪の検出が可能となる。
各ＢＰＦの帯域の関係を示す図を用いて説明する。各Ｂ
ＰＦの検波電圧をそれぞれＶ−，Ｖ０，Ｖ＋とする。図
３の（ａ）に示すように２次歪が発生したときには、Ｖ
−とＶ＋に比べＶ０が小さくなる。また図３の（ｂ）に
示すように１次歪が発生したときには、Ｖ＋−Ｖ−を計
算しこれが正の場合はハイ上がりの一次傾斜が発生した
場合であり負の場合はハイ下がりの一次傾斜が発生した
場合である。したがってこれらの電圧を定常時の電圧と
比較することにより歪の検出が可能となる。
【００１６】制御回路１１の動作を図２を用いて説明す
る。主信号と副信号の入力レベル差を比較するためＡＧ
Ｃ５Ａ，５ＢよりＡＧＣ制御電圧（ＡＧＣ Ｖ）１，２
を抽出し差動増幅器１１０に入力し、差動増幅器１１０
の出力（Ａ点）にてレベル差を示す検出電圧を生成す
る。この検出電圧を主信号、副信号のレベル差を決める
２つの比較器１１１，１１２に入力しレベル差の判定を
行う。図４のレベル差対Ａ点の電圧を示す図によると、
例えば副信号に歪が存在しレベルが低下した場合、比較
器１１１の出力はＬｏｗ、比較器１１２の出力はＨｉｇ
ｈとなる。この時排他的論理和（ＸＯＲ）１１３の出力
はＨｉｇｈとなり、これをフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）
１１４のリセット端子に入力する。また、判定回路１０
の出力信号（ＣＯＮＴ）をＦ／Ｆ１１４のＣＬＫ端子に
入力する。
る。主信号と副信号の入力レベル差を比較するためＡＧ
Ｃ５Ａ，５ＢよりＡＧＣ制御電圧（ＡＧＣ Ｖ）１，２
を抽出し差動増幅器１１０に入力し、差動増幅器１１０
の出力（Ａ点）にてレベル差を示す検出電圧を生成す
る。この検出電圧を主信号、副信号のレベル差を決める
２つの比較器１１１，１１２に入力しレベル差の判定を
行う。図４のレベル差対Ａ点の電圧を示す図によると、
例えば副信号に歪が存在しレベルが低下した場合、比較
器１１１の出力はＬｏｗ、比較器１１２の出力はＨｉｇ
ｈとなる。この時排他的論理和（ＸＯＲ）１１３の出力
はＨｉｇｈとなり、これをフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）
１１４のリセット端子に入力する。また、判定回路１０
の出力信号（ＣＯＮＴ）をＦ／Ｆ１１４のＣＬＫ端子に
入力する。
【００１７】同様に、主信号に歪が存在しレベルが低下
した場合、比較器１１２の出力はＬｏｗ、比較器１１１
の出力はＨｉｇｈとなる。この時も前述と同様の動作を
する。さらに、主信号と副信号とのレベル差がない場
合、比較器１１１と比較器１１２は共にＨｉｇｈとなり
ＸＯＲ１１３の出力はＬｏｗとなる。よって、Ｆ／Ｆ１
１４の出力ＱはＬｏｗとなる。
した場合、比較器１１２の出力はＬｏｗ、比較器１１１
の出力はＨｉｇｈとなる。この時も前述と同様の動作を
する。さらに、主信号と副信号とのレベル差がない場
合、比較器１１１と比較器１１２は共にＨｉｇｈとなり
ＸＯＲ１１３の出力はＬｏｗとなる。よって、Ｆ／Ｆ１
１４の出力ＱはＬｏｗとなる。
【００１８】このフリップフロップ１１４の出力信号と
比較器１１１，１１２の出力をそれぞれＡＮＤゲート１
１５，１１６により論理積（ＡＮＤ）をとり可変減衰器
制御信号１（ＡＴＴ ＣＯＮＴ １）と可変減衰器制御
信号２（ＡＴＴ ＣＯＮＴ２）を生成する。
比較器１１１，１１２の出力をそれぞれＡＮＤゲート１
１５，１１６により論理積（ＡＮＤ）をとり可変減衰器
制御信号１（ＡＴＴ ＣＯＮＴ １）と可変減衰器制御
信号２（ＡＴＴ ＣＯＮＴ２）を生成する。
【００１９】以上により制御回路１１は主信号、副信号
のレベル差があり、かつ出力信号に波形歪が存在したと
きＡＴＴ ＣＯＮＴ １，ＡＴＴ ＣＯＮＴ ２は異な
る値を取り、レベル差がなくなった時点でＡＴＴ ＣＯ
ＮＴ １，ＡＴＴ ＣＯＮＴ２ともＬｏｗになる。
のレベル差があり、かつ出力信号に波形歪が存在したと
きＡＴＴ ＣＯＮＴ １，ＡＴＴ ＣＯＮＴ ２は異な
る値を取り、レベル差がなくなった時点でＡＴＴ ＣＯ
ＮＴ １，ＡＴＴ ＣＯＮＴ２ともＬｏｗになる。
【００２０】制御回路１１の出力信号ＡＴＴ ＣＯＮＴ
１，ＡＴＴ ＣＯＮＴ ２により、電力合成器３の入
力の前段にある減衰器１２Ａ，１２Ｂの減衰量を制御し
合成出力に波形歪が残存していると判断された場合に、
主信号、副信号のうち入力レベルの低い方を合成しない
ようにし回線品質の劣化を防止する。
１，ＡＴＴ ＣＯＮＴ ２により、電力合成器３の入
力の前段にある減衰器１２Ａ，１２Ｂの減衰量を制御し
合成出力に波形歪が残存していると判断された場合に、
主信号、副信号のうち入力レベルの低い方を合成しない
ようにし回線品質の劣化を防止する。
【００２１】すなわち、副信号に歪が存在している場合
には、ＡＴＴ ＣＯＮＴ ２側がＨｉｇｈレベルとな
り、減衰器１２Ｂに予め定められた比較的大きな減衰量
が付加され、副信号成分の信号レベルを大きく減衰させ
その影響を少なくしている。
には、ＡＴＴ ＣＯＮＴ ２側がＨｉｇｈレベルとな
り、減衰器１２Ｂに予め定められた比較的大きな減衰量
が付加され、副信号成分の信号レベルを大きく減衰させ
その影響を少なくしている。
【００２２】また、同様に主信号に歪が存在している場
合には、ＡＴＴ ＣＯＮＴ １側がＨｉｇｈレベルとな
り、減衰器１２Ａに比較的大きな減衰量が付加され、主
信号成分の信号レベルを減衰させ、その影響を少なくし
ている。
合には、ＡＴＴ ＣＯＮＴ １側がＨｉｇｈレベルとな
り、減衰器１２Ａに比較的大きな減衰量が付加され、主
信号成分の信号レベルを減衰させ、その影響を少なくし
ている。
【００２３】また、主信号と副信号とのレベル差がない
場合には、ＡＴＴ ＣＯＮＴ １，２が共にＬｏｗレベ
ルとなっており、減衰器１２Ａ，１２Ｂは共に減衰量を
最小となるように制御されている。
場合には、ＡＴＴ ＣＯＮＴ １，２が共にＬｏｗレベ
ルとなっており、減衰器１２Ａ，１２Ｂは共に減衰量を
最小となるように制御されている。
【００２４】以上説明した構成は主信号と副信号との同
相合成を行う構成を示したものであるが、本発明はこれ
に限定されるものではない。
相合成を行う構成を示したものであるが、本発明はこれ
に限定されるものではない。
【００２５】すなわち、主信号と複数の副信号からなる
構成に対しても本願発明は構成できる。
構成に対しても本願発明は構成できる。
【００２６】図５は、本願発明を主信号と複数の副信号
との同相合成する構成に関して第二の実施例を示したも
のである。
との同相合成する構成に関して第二の実施例を示したも
のである。
【００２７】例えば、Ｎ面アンテナ（受信装置）にて構
成される場合は、図５に示すように、３面目以降の合成
は、前の合成出力を主信号とし、別面アンテナ（一度も
合成していないアンテナ）を副信号として上述の合成動
作を繰り返すことにより実現する。
成される場合は、図５に示すように、３面目以降の合成
は、前の合成出力を主信号とし、別面アンテナ（一度も
合成していないアンテナ）を副信号として上述の合成動
作を繰り返すことにより実現する。
【００２８】
【発明の効果】本願発明は、複数（３つ以上）の中心周
波数の異なる狭帯域のＢＰＦと各ＢＰＦの後段の検波器
により信号帯域のうち各ＢＰＦ通過帯域内のみのレベル
を検出し、また主信号、副信号の入力レベルを比較する
ことで合成出力の波形歪の原因がどちらの信号か判断し
原因となる信号側を減衰器によりレベルを絞ることで合
成を行わないため合成出力の信号帯域の全域を波形歪を
検出することができ、合成後の信号の波形歪を防止する
効果を有している。
波数の異なる狭帯域のＢＰＦと各ＢＰＦの後段の検波器
により信号帯域のうち各ＢＰＦ通過帯域内のみのレベル
を検出し、また主信号、副信号の入力レベルを比較する
ことで合成出力の波形歪の原因がどちらの信号か判断し
原因となる信号側を減衰器によりレベルを絞ることで合
成を行わないため合成出力の信号帯域の全域を波形歪を
検出することができ、合成後の信号の波形歪を防止する
効果を有している。
【００２９】また、最小振幅偏差合成方式のように波形
歪の程度により移相器の回転方向及び移相量を制御する
のでなく、移相器の制御はあくまで同相合成とし同相合
成にて改善しきれない波形歪を原因となる信号側を減衰
器によりレベルを絞るという簡易な制御で行うため最小
振幅偏差合成方式のように複雑な判定回路及び移相器の
制御回路でなく簡易な回路で実現できる効果も有してい
る。
歪の程度により移相器の回転方向及び移相量を制御する
のでなく、移相器の制御はあくまで同相合成とし同相合
成にて改善しきれない波形歪を原因となる信号側を減衰
器によりレベルを絞るという簡易な制御で行うため最小
振幅偏差合成方式のように複雑な判定回路及び移相器の
制御回路でなく簡易な回路で実現できる効果も有してい
る。
【図１】本発明のスペースダイバーシティ合成方式の２
面合成時の一実施例を示すブロック構成図である。
面合成時の一実施例を示すブロック構成図である。
【図２】図１の制御回路のブロック図である。
【図３】本発明の合成出力の波形歪検出を説明する図で
ある。
ある。
【図４】主信号、副信号のレベル比較を説明する図であ
る。
る。
【図５】本発明のＮ面合成時の第二の実施例を示すブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
１ 無限移相器 ２Ａ，Ｂ 電力分配器 ３ 電力合成器 ４Ａ，Ｂ 帯域通過フィルタ ５Ａ，Ｂ 自動利得制御増幅器 ６ 積分器 ７ 電力分配器 ８Ａ〜Ｃ 波形歪検出用帯域通過フィルタ ９Ａ〜Ｃ 検波器 １０ 判定回路 １１ 制御回路 １２Ａ，Ｂ 減衰器 １１０ 差動増幅器 １１１，１１２ 比較器 １１３ 排他的論理和 １１４ フリップフロップ １１５，１１６ 論理積
Claims (5)
- 【請求項１】 主信号と副信号とを入力し、前記副信号
を前記主信号と同位相となるよう位相制御し、各々を電
力合成するスペースダイバーシティ合成装置において、 前記電力合成後の信号帯域の所定の周波数成分のレベル
を検出して波形歪が所定の値以上であるか否かを判定す
る判定手段と、 前記判定手段により波形歪が所定の値以上であると判定
された場合に、前記主信号と前記副信号の入力レベルの
うち低い方の信号を十分減衰させる制御手段とを有する
ことを特徴とするスペースダイバーシティ合成装置。 - 【請求項２】 前記所定の周波数成分は、 前記信号帯域内で、中央の第一の周波数と、前記第一の
周波数よりも高い第二の周波数と、前記第一の周波数よ
りも低い第三の周波数を中心周波数とする少なくとも３
個の狭帯域な帯域ろ波器を通過することにより得られる
ことを特徴とする請求項１記載のスペースダイバーシテ
ィ合成装置。 - 【請求項３】 前記判定手段は、 前記電力合成後の信号帯域内の周波数振幅特性の偏差
が、所定の周波数振幅特性歪の範囲内であるか否かを判
定することであることを特徴とする請求項１記載のスペ
ースダイバーシティ合成装置。 - 【請求項４】 前記制御手段は、 前記主信号と前記副信号をそれぞれ自動利得制御回路
（ＡＧＣ）を通して増幅し、それぞれのＡＧＣ制御電圧
を入力する差動増幅器と、 前記差動増幅器の出力を受け第１の基準電圧と比較する
第１の比較器と、 前記差動増幅器の出力を受け第２の基準電圧と比較する
第２の比較器と、 前記第１、第２の比較器の出力を入力する排他的論理和
と、 前記判定手段の出力をクロック端子とし、前記排他的論
理和の出力をリセット端子として入力するフリップフロ
ップと、 前記第１、第２の比較器の出力をそれぞれ入力し、前記
フリップフロップの出力と論理積をとる第１、第２のア
ンドゲートとから構成されることを特徴とする請求項１
記載のスペースダイバーシティ合成装置。 - 【請求項５】 第１の主信号と、第１から第Ｎ（Ｎは２
以上の整数）のＮ個の副信号を入力する多重のスペース
ダイバーシティ合成装置において、 前記第１の主信号と前記第１の副信号とを請求項１記載
のスペースダイバーシティ合成装置にて同相合成してそ
の合成出力を第２の主信号とし、 前記第２の主信号と前記第２の副信号とを請求項１記載
のスペースダイバーシティ合成装置にて同相合成してそ
の合成出力を第３の主信号とし、 前記第２、第３の主信号と同様にして得られた第Ｎの主
信号と前記第Ｎの副信号とを請求項１記載のスペースダ
イバーシティ合成装置にて同相合成して合成出力を得る
手段を有することを特徴とする請求項１，２，３，４記
載のスペースダイバーシティ合成装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7295036A JPH09139701A (ja) | 1995-11-14 | 1995-11-14 | スペースダイバーシティ合成装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7295036A JPH09139701A (ja) | 1995-11-14 | 1995-11-14 | スペースダイバーシティ合成装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09139701A true JPH09139701A (ja) | 1997-05-27 |
Family
ID=17815497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7295036A Pending JPH09139701A (ja) | 1995-11-14 | 1995-11-14 | スペースダイバーシティ合成装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09139701A (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02203624A (ja) * | 1989-02-02 | 1990-08-13 | Fujitsu Ltd | フェージング歪キャンセラ |
| JPH02246528A (ja) * | 1989-03-20 | 1990-10-02 | Fujitsu Ltd | 多面アンテナｓｄ受信機 |
| JPH05218917A (ja) * | 1992-02-05 | 1993-08-27 | Nec Corp | 同相合成方式 |
-
1995
- 1995-11-14 JP JP7295036A patent/JPH09139701A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02203624A (ja) * | 1989-02-02 | 1990-08-13 | Fujitsu Ltd | フェージング歪キャンセラ |
| JPH02246528A (ja) * | 1989-03-20 | 1990-10-02 | Fujitsu Ltd | 多面アンテナｓｄ受信機 |
| JPH05218917A (ja) * | 1992-02-05 | 1993-08-27 | Nec Corp | 同相合成方式 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19980317 |