JPH09139680A - 通信装置 - Google Patents
通信装置Info
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- JPH09139680A JPH09139680A JP29870695A JP29870695A JPH09139680A JP H09139680 A JPH09139680 A JP H09139680A JP 29870695 A JP29870695 A JP 29870695A JP 29870695 A JP29870695 A JP 29870695A JP H09139680 A JPH09139680 A JP H09139680A
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- Japan
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- communication device
- generating means
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- antenna
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 当該通信装置内での送信波のフィードバック
によるＣ／Ｎ劣化を改善した通信装置を提供することを
目的とする。 【解決手段】 共振を利用した可変周波数発生手段１０
１と，可変周波数発生手段１０１による送信周波数に基
づいて電力を放射するアンテナ１０３とを備える通信装
置において，アンテナ１０３からの放射電力の一部が可
変周波数発生手段１０１にフィードバックする際のフィ
ードバック経路を構成し，所定のクロック信号ＣＬＫに
より動作する部分回路１０４を具備し，部分回路１０４
に関わる信号線１３１，１３２及び１３３に，該信号線
の電圧を減衰させる減衰手段１２１−１〜１２１−ｎを
選択的に具備して構成する。
によるＣ／Ｎ劣化を改善した通信装置を提供することを
目的とする。 【解決手段】 共振を利用した可変周波数発生手段１０
１と，可変周波数発生手段１０１による送信周波数に基
づいて電力を放射するアンテナ１０３とを備える通信装
置において，アンテナ１０３からの放射電力の一部が可
変周波数発生手段１０１にフィードバックする際のフィ
ードバック経路を構成し，所定のクロック信号ＣＬＫに
より動作する部分回路１０４を具備し，部分回路１０４
に関わる信号線１３１，１３２及び１３３に，該信号線
の電圧を減衰させる減衰手段１２１−１〜１２１−ｎを
選択的に具備して構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移動体通信機等の通
信装置に係り，特に，当該通信装置内での送信波のフィ
ードバックによるＣ／Ｎ劣化を改善した通信装置に関す
る。
信装置に係り，特に，当該通信装置内での送信波のフィ
ードバックによるＣ／Ｎ劣化を改善した通信装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年，移動体通信機においては，小型
化，軽量化を目的とする一方で，ネットワークのシステ
ム制御も複雑化してきており，そのため，ＣＰＵを含ん
だデジタル回路で構成される制御回路が必要とされてい
る。
化，軽量化を目的とする一方で，ネットワークのシステ
ム制御も複雑化してきており，そのため，ＣＰＵを含ん
だデジタル回路で構成される制御回路が必要とされてい
る。
【０００３】筐体内に送信機と制御回路を一緒に組み込
んだ移動体通信機を開発する際，機器内でのフィードバ
ックによる送信波のＣ／Ｎ劣化が発生している。一方，
各国の電波法においては，送信波のＣ／Ｎ値について規
格化されており，製品によっては非常に厳しい値に制限
されているものもある。
んだ移動体通信機を開発する際，機器内でのフィードバ
ックによる送信波のＣ／Ｎ劣化が発生している。一方，
各国の電波法においては，送信波のＣ／Ｎ値について規
格化されており，製品によっては非常に厳しい値に制限
されているものもある。
【０００４】従って，Ｃ／Ｎ値をこれらの規格に基づく
制限範囲内に抑える必要があり，その対策方法として
は，送信部，制御回路等をそれぞれシールドケースで覆
って，相互の干渉を無くす方法や，特に影響の大きい部
分については相対的に離れた配置とする方法などが採ら
れている。
制限範囲内に抑える必要があり，その対策方法として
は，送信部，制御回路等をそれぞれシールドケースで覆
って，相互の干渉を無くす方法や，特に影響の大きい部
分については相対的に離れた配置とする方法などが採ら
れている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，上記従
来の通信装置においては，Ｃ／Ｎ劣化の対策方法として
シールドや部品配置による方法を採用していたので，シ
ールドケース及びシールド作業工程に伴うコスト増とい
う問題や，部品距離を離間させる配置が通信装置の小型
化，軽量化の妨げとなるという問題があった。
来の通信装置においては，Ｃ／Ｎ劣化の対策方法として
シールドや部品配置による方法を採用していたので，シ
ールドケース及びシールド作業工程に伴うコスト増とい
う問題や，部品距離を離間させる配置が通信装置の小型
化，軽量化の妨げとなるという問題があった。
【０００６】本発明は，上記従来の問題点に鑑みてなさ
れた通信装置内での送信波のフィードバックによるＣ／
Ｎ劣化対策方法であって，より低コストで，且つ装置の
小型化，軽量化の妨げとなることなくＣ／Ｎ劣化を改善
し得る通信装置を提供することを目的としている。
れた通信装置内での送信波のフィードバックによるＣ／
Ｎ劣化対策方法であって，より低コストで，且つ装置の
小型化，軽量化の妨げとなることなくＣ／Ｎ劣化を改善
し得る通信装置を提供することを目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に，本発明の第１の特徴の通信装置は，共振を利用した
可変周波数発生手段と，前記可変周波数発生手段による
送信周波数に基づいて電力を放射するアンテナとを備え
る通信装置において，前記アンテナからの放射電力の一
部が前記可変周波数発生手段にフィードバックする際の
フィードバック経路を構成し，所定のクロック信号によ
り動作する部分回路を具備し，前記部分回路に関わる信
号線に関し，該信号線の高周波電圧を減衰させる減衰手
段を当該信号線の入／出力ノード近傍に選択的に具備す
るものである。
に，本発明の第１の特徴の通信装置は，共振を利用した
可変周波数発生手段と，前記可変周波数発生手段による
送信周波数に基づいて電力を放射するアンテナとを備え
る通信装置において，前記アンテナからの放射電力の一
部が前記可変周波数発生手段にフィードバックする際の
フィードバック経路を構成し，所定のクロック信号によ
り動作する部分回路を具備し，前記部分回路に関わる信
号線に関し，該信号線の高周波電圧を減衰させる減衰手
段を当該信号線の入／出力ノード近傍に選択的に具備す
るものである。
【０００８】また，第２の特徴の通信装置は，共振を利
用した可変周波数発生手段と，前記可変周波数発生手段
による送信周波数に基づいて電力を放射するアンテナと
を備える通信装置において，前記アンテナからの放射電
力の一部が前記可変周波数発生手段にフィードバックす
る際のフィードバック経路を構成し，所定のクロック信
号により動作する部分回路を具備し，前記部分回路に関
わる入出力信号線に関し，選択的にライン抵抗をその入
／出力ノード近傍に接続したものである。
用した可変周波数発生手段と，前記可変周波数発生手段
による送信周波数に基づいて電力を放射するアンテナと
を備える通信装置において，前記アンテナからの放射電
力の一部が前記可変周波数発生手段にフィードバックす
る際のフィードバック経路を構成し，所定のクロック信
号により動作する部分回路を具備し，前記部分回路に関
わる入出力信号線に関し，選択的にライン抵抗をその入
／出力ノード近傍に接続したものである。
【０００９】また，第３の特徴の通信装置は，共振を利
用した可変周波数発生手段と，前記可変周波数発生手段
による送信周波数に基づいて電力を放射するアンテナと
を備える通信装置において，前記アンテナからの放射電
力の一部が前記可変周波数発生手段にフィードバックす
る際のフィードバック経路を構成し，所定のクロック信
号により動作する部分回路を具備し，前記可変周波数発
生手段の入力に，前記フィードバックする信号の位相を
調整する位相調整手段を選択的に具備するものである。
用した可変周波数発生手段と，前記可変周波数発生手段
による送信周波数に基づいて電力を放射するアンテナと
を備える通信装置において，前記アンテナからの放射電
力の一部が前記可変周波数発生手段にフィードバックす
る際のフィードバック経路を構成し，所定のクロック信
号により動作する部分回路を具備し，前記可変周波数発
生手段の入力に，前記フィードバックする信号の位相を
調整する位相調整手段を選択的に具備するものである。
【００１０】また，第４の特徴の通信装置は，請求項３
記載の通信装置において，前記可変周波数発生手段は電
圧制御発振器であって，前記位相調整手段は，少なくと
も前記電圧制御発振器の発振周波数を制御する信号入力
に接続されるものである。
記載の通信装置において，前記可変周波数発生手段は電
圧制御発振器であって，前記位相調整手段は，少なくと
も前記電圧制御発振器の発振周波数を制御する信号入力
に接続されるものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下，本発明の原理的説明につい
て，並びに，本発明の通信装置の実施例について，〔実
施例１〕，〔実施例２〕の順に図面を参照して詳細に説
明する。
て，並びに，本発明の通信装置の実施例について，〔実
施例１〕，〔実施例２〕の順に図面を参照して詳細に説
明する。
【００１２】〔本発明の原理的説明〕図３は，一般的な
移動体通信機の代表的な構成図である。また図４は，本
発明の原理を説明するための説明図であり，図３に示す
移動体通信機において，Ｃ／Ｎ劣化に関わる代表的な構
成要素のみを表した構成図である。
移動体通信機の代表的な構成図である。また図４は，本
発明の原理を説明するための説明図であり，図３に示す
移動体通信機において，Ｃ／Ｎ劣化に関わる代表的な構
成要素のみを表した構成図である。
【００１３】図３において，移動体通信機の発振部は，
電圧制御発振器（以下，ＶＣＯと略記する）１０１を用
いたＰＬＬ回路３０３で構成されており，ＶＣＯ１０１
の変調端子には音声信号２０２が加えられている。
電圧制御発振器（以下，ＶＣＯと略記する）１０１を用
いたＰＬＬ回路３０３で構成されており，ＶＣＯ１０１
の変調端子には音声信号２０２が加えられている。
【００１４】送信周波数の切り替えは，制御部１０４か
らのＰＬＬデータ１３２によりＰＬＬ回路３０３の分周
比を制御することによって行われている。尚，送信電力
は，携帯電話の場合で，数１０［ｍＷ］から数［Ｗ］程
度までの範囲で可変となっており，制御部１０４により
コントロールされている。
らのＰＬＬデータ１３２によりＰＬＬ回路３０３の分周
比を制御することによって行われている。尚，送信電力
は，携帯電話の場合で，数１０［ｍＷ］から数［Ｗ］程
度までの範囲で可変となっており，制御部１０４により
コントロールされている。
【００１５】また，アンテナ１０３はλ／４（λ：波
長）のホイップ型が基本で，デュプレクサ３１０との整
合をとるための整合回路３１１が付加されている。
長）のホイップ型が基本で，デュプレクサ３１０との整
合をとるための整合回路３１１が付加されている。
【００１６】更に，制御部１０４は，マイクロプロセッ
サ等の主としてＣ−ＭＯＳ型のロジック回路で実現さ
れ，該マイクロプロセッサや液晶表示器等の動作クロッ
クを生成する基準クロック発振器（図示せず）から，ク
ロック信号ＣＬＫの供給を受けて動作している。制御部
１０４は，ＰＬＬデータ１３２や他の制御信号１３３等
を生成し，また，キーボードや液晶表示器等とユーザイ
ンタフェース３０５を介して接続されている。
サ等の主としてＣ−ＭＯＳ型のロジック回路で実現さ
れ，該マイクロプロセッサや液晶表示器等の動作クロッ
クを生成する基準クロック発振器（図示せず）から，ク
ロック信号ＣＬＫの供給を受けて動作している。制御部
１０４は，ＰＬＬデータ１３２や他の制御信号１３３等
を生成し，また，キーボードや液晶表示器等とユーザイ
ンタフェース３０５を介して接続されている。
【００１７】このような構成の移動体通信機において
は，図４の等価的な構成図に示すように，ＶＣＯ１０１
の発振源からアンプゲインＡで増幅され，アンテナ１０
３から放射された電力の一部はゲインβ１で制御部１０
４に入り，制御部１０４の素子の歪みが振幅変調波を発
生させ，更にＶＣＯ１０１に対してゲインβ２でフィー
ドバックされるといったフィードバック経路が存在す
る。ここで，ゲインＡ，β１及びβ２はベクトル量であ
る（以下同じ）。
は，図４の等価的な構成図に示すように，ＶＣＯ１０１
の発振源からアンプゲインＡで増幅され，アンテナ１０
３から放射された電力の一部はゲインβ１で制御部１０
４に入り，制御部１０４の素子の歪みが振幅変調波を発
生させ，更にＶＣＯ１０１に対してゲインβ２でフィー
ドバックされるといったフィードバック経路が存在す
る。ここで，ゲインＡ，β１及びβ２はベクトル量であ
る（以下同じ）。
【００１８】制御部１０４で発生する振幅変調波の変調
信号はクロック信号ＣＬＫであり，その変調度はゲイン
β１に依存する。ＶＣＯ１０１にゲインβ２でフィード
バックした信号電圧とＶＣＯ１０１における発振電流と
に位相差がある場合は，周波数変化を発生する。実際に
は，移動体通信機内の部品間の配列や信号配線の長さ等
でゲインβ１及びβ２並びにフィードバックの位相が定
まり，送信波のスペクトラムのＣ／Ｎが劣化することに
なる。
信号はクロック信号ＣＬＫであり，その変調度はゲイン
β１に依存する。ＶＣＯ１０１にゲインβ２でフィード
バックした信号電圧とＶＣＯ１０１における発振電流と
に位相差がある場合は，周波数変化を発生する。実際に
は，移動体通信機内の部品間の配列や信号配線の長さ等
でゲインβ１及びβ２並びにフィードバックの位相が定
まり，送信波のスペクトラムのＣ／Ｎが劣化することに
なる。
【００１９】（Ｃ／Ｎ劣化の解析）このＣ／Ｎ劣化につ
いて，以下，定式的に解析する。尚，ＶＣＯ１０１には
シールド１１５が施されており，また，共振を用いた発
振であることから，等価的な回路として抵抗１１１
（Ｒ），インダクタンス１１３（Ｌ）及びコンデンサ１
１４（Ｃ）の直列回路として表している。また，抵抗１
１２（−Ｒ）は負性抵抗である。
いて，以下，定式的に解析する。尚，ＶＣＯ１０１には
シールド１１５が施されており，また，共振を用いた発
振であることから，等価的な回路として抵抗１１１
（Ｒ），インダクタンス１１３（Ｌ）及びコンデンサ１
１４（Ｃ）の直列回路として表している。また，抵抗１
１２（−Ｒ）は負性抵抗である。
【００２０】（ｉ）図４において，ＶＣＯ１０１におけ
るＬＣＲ回路の共振電流Ｉ（ベクトル量，以下同じ）
は，回路の起電力をｅ（ベクトル量，以下同じ）とする
とき，次式となる。
るＬＣＲ回路の共振電流Ｉ（ベクトル量，以下同じ）
は，回路の起電力をｅ（ベクトル量，以下同じ）とする
とき，次式となる。
【００２１】
【数１】
【００２２】（ii）図４に示す如く，抵抗１１１（Ｒ）
の両端にかかる電圧ｅがＡ・β（ここで，β＝β１＋β
２；従って，βはベクトル量である，以下同じ）倍され
て，ＶＣＯ１０１のＬＣＲ共振回路にフィードバック
し，Δｅf （ベクトル量，以下同じ）の電圧を発生した
とすれば，該起電力Δｅf により回路電流はＩ’（ベク
トル量）に変化したことになる。
の両端にかかる電圧ｅがＡ・β（ここで，β＝β１＋β
２；従って，βはベクトル量である，以下同じ）倍され
て，ＶＣＯ１０１のＬＣＲ共振回路にフィードバック
し，Δｅf （ベクトル量，以下同じ）の電圧を発生した
とすれば，該起電力Δｅf により回路電流はＩ’（ベク
トル量）に変化したことになる。
【００２３】（iii)ここで，ＬＣＲ共振回路を定電流源
（電流一定）の回路として考えれば，起電力Δｅf の印
加に対し，一定の電流Ｉを得るために回路インピーダン
スがＺ（ベクトル量，以下同じ）に変化したことにな
る。このとき回路電流Ｉは次式となる。
（電流一定）の回路として考えれば，起電力Δｅf の印
加に対し，一定の電流Ｉを得るために回路インピーダン
スがＺ（ベクトル量，以下同じ）に変化したことにな
る。このとき回路電流Ｉは次式となる。
【００２４】
【数２】
【００２５】（iv）この場合のインピーダンス変化につ
いて解析する。（１）式及び（２）式より，
いて解析する。（１）式及び（２）式より，
【００２６】
【数３】 周波数変化が発生するためには，フィードバックした信
号電圧とＶＣＯ１０１における発振電流とに位相差があ
ることが必要であるから，インピーダンス変化分Δｚ
（ベクトル量，以下同じ）がリアクタンス成分となれば
よい。即ち，Ｚ＝Ｒ＋ｊＸとおけば，
号電圧とＶＣＯ１０１における発振電流とに位相差があ
ることが必要であるから，インピーダンス変化分Δｚ
（ベクトル量，以下同じ）がリアクタンス成分となれば
よい。即ち，Ｚ＝Ｒ＋ｊＸとおけば，
【００２７】
【数４】 より，（Δｅf ／ｅ）が虚数成分であることが必要とな
る。
る。
【００２８】（ｖ）次に，（２）式及び（３）式の関係
式，即ち，
式，即ち，
【００２９】
【数５】 に，ｅ＝Ｉ・Ｒ，Δｅf ＝ｅ・Ａ・βを代入すると，
【００３０】
【数６】 となるから，
【００３１】
【数７】 の関係が得られ，ｅ＝Ｉ・Ｒから，次式が得られる。
【００３２】
【数８】 （４）式において，実数部のΔｒは発振回路の負性抵抗
１１２（−Ｒ）で吸収されるとすれば，虚数部のΔｊＸ
のみが残ることになる。従って，Δｚのリアクタンス成
分ΔｊＸは，次式で表される。
１１２（−Ｒ）で吸収されるとすれば，虚数部のΔｊＸ
のみが残ることになる。従って，Δｚのリアクタンス成
分ΔｊＸは，次式で表される。
【００３３】
【数９】
【００３４】（vi）いま，‖Ａ・β‖が，制御部１０４
の非直線歪みにより，振幅変化を受けるとすれば，α＜
＜１を振幅変調度として，
の非直線歪みにより，振幅変化を受けるとすれば，α＜
＜１を振幅変調度として，
【００３５】
【数１０】 と表すことができる。
【００３６】（vii)（５）式及び（６）式から，次式が
得られる。
得られる。
【００３７】
【数１１】
【００３８】（viii）ここで，（７）式に至るまでの解
析の持つ意味をまとめる。即ち，フィードバック信号に
よる起電力Δｅf が発生すると，インピーダンス変化Δ
ｚが発生するが，Δｚの実数部は発振回路の負性抵抗１
１２（−Ｒ）でキャンセルされて，虚数部ΔｊＸだけが
発生する。ここで，ΔｊＸをインピーダンス変化の虚数
部Ｘf として，‖Ａ・β‖が振幅変化している場合に
は，Ｘf は，Ｘf0を中心値とし，振幅α・Ｘf0のｃｏｓ
ωm ｔによる変化をしていることとなる。
析の持つ意味をまとめる。即ち，フィードバック信号に
よる起電力Δｅf が発生すると，インピーダンス変化Δ
ｚが発生するが，Δｚの実数部は発振回路の負性抵抗１
１２（−Ｒ）でキャンセルされて，虚数部ΔｊＸだけが
発生する。ここで，ΔｊＸをインピーダンス変化の虚数
部Ｘf として，‖Ａ・β‖が振幅変化している場合に
は，Ｘf は，Ｘf0を中心値とし，振幅α・Ｘf0のｃｏｓ
ωm ｔによる変化をしていることとなる。
【００３９】（ix）次に，（７）式におけるΔＸf によ
る周波数変化Δｆは，ΔＸf がゼロの場合（即ち，Ｘf0
のみの場合）の発振周波数をｆ0 とすれば，Δｆ＜＜ｆ
0 の場合， Δｆ／ｆ0 ≒ΔＸf ／２ωＬ の関係から，
る周波数変化Δｆは，ΔＸf がゼロの場合（即ち，Ｘf0
のみの場合）の発振周波数をｆ0 とすれば，Δｆ＜＜ｆ
0 の場合， Δｆ／ｆ0 ≒ΔＸf ／２ωＬ の関係から，
【００４０】
【数１２】 で表されることとなり，Δｆは角周波数ωm で変化する
から周波数変調を受けていることとなる。
から周波数変調を受けていることとなる。
【００４１】（ｘ）一方，Ｘf による発振周波数ｆは，
次式で表される。 ｆ＝ｆ0 ＋Δｆ・ｃｏｓωm ｔ ＝ｆ0 （１＋（Δｆ／ｆ0 ）・ｃｏｓωm ｔ） （９） 即ち，Ａ・βによるフィードバックが発生すると，Ａ・
βの振幅変化が無い場合（α＝０）には，フィードバッ
クが無いときの周波数に対してＸf0により周波数変化が
発生し，発振周波数はｆ0 になる。また，Ａ・βに振幅
変化がある場合（α≠０）には，周波数ｆ0 をキャリア
として，最大周波数偏位Δｆで角周波数ωm の周波数変
調がかかることとなる。
次式で表される。 ｆ＝ｆ0 ＋Δｆ・ｃｏｓωm ｔ ＝ｆ0 （１＋（Δｆ／ｆ0 ）・ｃｏｓωm ｔ） （９） 即ち，Ａ・βによるフィードバックが発生すると，Ａ・
βの振幅変化が無い場合（α＝０）には，フィードバッ
クが無いときの周波数に対してＸf0により周波数変化が
発生し，発振周波数はｆ0 になる。また，Ａ・βに振幅
変化がある場合（α≠０）には，周波数ｆ0 をキャリア
として，最大周波数偏位Δｆで角周波数ωm の周波数変
調がかかることとなる。
【００４２】（xi）次に発振回路の帰還Ｑと周波数変調
との関係を解析する。帰還ＱはＱ＝ωＬ／Ｒで表される
から，（８）式より，
との関係を解析する。帰還ＱはＱ＝ωＬ／Ｒで表される
から，（８）式より，
【００４３】
【数１３】 となり，最大周波数偏位ΔｆはＱ値と反比例の関係を持
つこととなる。
つこととなる。
【００４４】（Ｃ／Ｎ劣化解析結果の検証）次に，上述
の解析結果を検証すべく行った実験の結果について説明
する。実験回路は，図５に示す回路構成を使用した。即
ち，発振部としては８００［ＭＨｚ］帯のＶＣＯ５０１
（Ｑの大きいものと小さいものの２種類）を使用し，ア
ンプ５０２としてはゲインが２７．５［ｄＢ］のものを
使用し，制御部５０４の回路としてクロック信号ＣＬＫ
で動作する１個のＣ−ＭＯＳ型インバータ回路を使用し
た。尚，相互の干渉を無くすために，各々を完全にシー
ルドケースに納めて定量データが採取できる環境で行っ
た。
の解析結果を検証すべく行った実験の結果について説明
する。実験回路は，図５に示す回路構成を使用した。即
ち，発振部としては８００［ＭＨｚ］帯のＶＣＯ５０１
（Ｑの大きいものと小さいものの２種類）を使用し，ア
ンプ５０２としてはゲインが２７．５［ｄＢ］のものを
使用し，制御部５０４の回路としてクロック信号ＣＬＫ
で動作する１個のＣ−ＭＯＳ型インバータ回路を使用し
た。尚，相互の干渉を無くすために，各々を完全にシー
ルドケースに納めて定量データが採取できる環境で行っ
た。
【００４５】フィードバックゲインβ１＝−１０［ｄ
Ｂ］のとき，制御部５０４で発生する振幅変調波形を図
６（ａ）に示す。クロック信号ＣＬＫは１００［ｋＨ
ｚ］の正弦波で，振幅変調度αは約１０［％］である。
この時の最大周波数偏位Δｆについて，Ｑ＝１１０，Ｑ
＝２４の２種類のＶＣＯ５０１を用いて測定した実験値
と，（10）式から求めた理論値との比較を図６（ｂ）に
示す。尚，この時，Ａ・β＝−３２．５［ｄＢ］であ
る。
Ｂ］のとき，制御部５０４で発生する振幅変調波形を図
６（ａ）に示す。クロック信号ＣＬＫは１００［ｋＨ
ｚ］の正弦波で，振幅変調度αは約１０［％］である。
この時の最大周波数偏位Δｆについて，Ｑ＝１１０，Ｑ
＝２４の２種類のＶＣＯ５０１を用いて測定した実験値
と，（10）式から求めた理論値との比較を図６（ｂ）に
示す。尚，この時，Ａ・β＝−３２．５［ｄＢ］であ
る。
【００４６】また，Ｑ＝１１０，Ｑ＝２４の２種類のＶ
ＣＯ５０１を用いて測定したフィードバックの位相変化
に対する最大周波数偏位Δｆの変化をそれぞれ図７
（ａ）及び図８（ａ）に示す。ここで，位相変化（位相
差）はフィードバックした信号電圧とＶＣＯ１０１にお
ける発振電流との位相差をいう。フィードバック信号電
圧と発振電流とが同相または逆相のときに最大周波数偏
位Δｆが最小で，相互に９０［度］の位相差を持つとき
に最大周波数偏位Δｆが最大となっている。
ＣＯ５０１を用いて測定したフィードバックの位相変化
に対する最大周波数偏位Δｆの変化をそれぞれ図７
（ａ）及び図８（ａ）に示す。ここで，位相変化（位相
差）はフィードバックした信号電圧とＶＣＯ１０１にお
ける発振電流との位相差をいう。フィードバック信号電
圧と発振電流とが同相または逆相のときに最大周波数偏
位Δｆが最小で，相互に９０［度］の位相差を持つとき
に最大周波数偏位Δｆが最大となっている。
【００４７】更に，Ｑ＝１１０，Ｑ＝２４の２種類のＶ
ＣＯ５０１を用いて位相差が９０［度］の場合について
測定した送信波スペクトラムをそれぞれ図７（ｂ）及び
図８（ｂ）に示す。
ＣＯ５０１を用いて位相差が９０［度］の場合について
測定した送信波スペクトラムをそれぞれ図７（ｂ）及び
図８（ｂ）に示す。
【００４８】以上の解析及び実験結果から，送信波のＣ
／Ｎ劣化について，フィードバックの結合度合を示すβ
と制御部１０４の非直線性歪みが大きな原因であること
が確認され，また，フィードバック信号による周波数変
化ΔｆがＱ値に反比例する関係が確認された。
／Ｎ劣化について，フィードバックの結合度合を示すβ
と制御部１０４の非直線性歪みが大きな原因であること
が確認され，また，フィードバック信号による周波数変
化ΔｆがＱ値に反比例する関係が確認された。
【００４９】〔実施例１〕次に実施例について説明す
る。図１は本発明の実施例１に係る通信装置において，
Ｃ／Ｎ劣化に関わる代表的な構成要素のみを表した構成
図である。尚，本実施例の通信装置は，図３に示す構成
の移動体通信機等に適用され，移動体通信機の概要は上
述の通りである。
る。図１は本発明の実施例１に係る通信装置において，
Ｃ／Ｎ劣化に関わる代表的な構成要素のみを表した構成
図である。尚，本実施例の通信装置は，図３に示す構成
の移動体通信機等に適用され，移動体通信機の概要は上
述の通りである。
【００５０】図１において，本実施例の通信装置は，共
振を利用した可変周波数発生手段としてのＶＣＯ１０１
と，ＶＣＯ１０１の出力をゲインＡで増幅するアンプ１
０２と，ＶＣＯ１０１による送信周波数に基づいて電力
を放射するアンテナ１０３と，アンテナ１０３からの放
射電力の一部がＶＣＯ１０１にフィードバックする際の
フィードバック経路を構成し，且つ，クロック信号ＣＬ
Ｋにより動作する部分回路としての制御部１０４とを具
備して構成されている。尚，ＶＣＯ１０１はシールド１
１５により覆われている。
振を利用した可変周波数発生手段としてのＶＣＯ１０１
と，ＶＣＯ１０１の出力をゲインＡで増幅するアンプ１
０２と，ＶＣＯ１０１による送信周波数に基づいて電力
を放射するアンテナ１０３と，アンテナ１０３からの放
射電力の一部がＶＣＯ１０１にフィードバックする際の
フィードバック経路を構成し，且つ，クロック信号ＣＬ
Ｋにより動作する部分回路としての制御部１０４とを具
備して構成されている。尚，ＶＣＯ１０１はシールド１
１５により覆われている。
【００５１】また，前記フィードバック経路は，アンテ
ナ１０３から制御部１０４へのフィードバックゲインβ
１の経路，制御部１０４，並びに，制御部１０４からＶ
ＣＯ１０１の入力信号線へのフィードバックゲインβ２
による経路から構成されている。また，制御部１０４に
関わる入出力信号線１３１，１３２及び１３３に，選択
的にライン抵抗１２１−１〜１２１−ｎが接続されてい
る。
ナ１０３から制御部１０４へのフィードバックゲインβ
１の経路，制御部１０４，並びに，制御部１０４からＶ
ＣＯ１０１の入力信号線へのフィードバックゲインβ２
による経路から構成されている。また，制御部１０４に
関わる入出力信号線１３１，１３２及び１３３に，選択
的にライン抵抗１２１−１〜１２１−ｎが接続されてい
る。
【００５２】アンテナ１０３からの送信電力は，主とし
て，上記各構成部品を実装するためのプリント基板上の
配線パターンを介して制御部１０４の内部に到達し，制
御部１０４の非直線歪みにより振幅変調波を発生するこ
とから，本実施例の通信装置では，制御部１０４に関わ
る入出力信号線１３１，１３２及び１３３に，選択的に
ライン抵抗１２１−１〜１２１−ｎを接続して，振幅変
調波の発生を抑え，送信波のＣ／Ｎ劣化の改善を図るこ
ととしたものである。
て，上記各構成部品を実装するためのプリント基板上の
配線パターンを介して制御部１０４の内部に到達し，制
御部１０４の非直線歪みにより振幅変調波を発生するこ
とから，本実施例の通信装置では，制御部１０４に関わ
る入出力信号線１３１，１３２及び１３３に，選択的に
ライン抵抗１２１−１〜１２１−ｎを接続して，振幅変
調波の発生を抑え，送信波のＣ／Ｎ劣化の改善を図るこ
ととしたものである。
【００５３】また，ライン抵抗の接続により，上述の解
析の（８）式におけるフィードバックゲインβ（＝β１
＋β２）を減少させることにより，発生している周波数
変調波における最大周波数偏位を減少させ得ることか
ら，結果として，送信波のＣ／Ｎ劣化を改善できる。
析の（８）式におけるフィードバックゲインβ（＝β１
＋β２）を減少させることにより，発生している周波数
変調波における最大周波数偏位を減少させ得ることか
ら，結果として，送信波のＣ／Ｎ劣化を改善できる。
【００５４】制御部１０４に関わる入出力信号線へのラ
イン抵抗の選択的な接続は，移動体通信機内の部品間の
配列や信号配線の長さ等でフィードバックゲインβ１及
びβ２が定まることから，該信号線の電流容量，信号配
線長，信号線の相対的な位置関係等により，経験的に選
択されることとなる。例えば，電流容量が大きく，信号
配線長が比較的長く，またフィードバック経路及びＶＣ
Ｏ１０１に相対的に近い信号線については，上記フィー
ドバック経路における振幅変調波及び周波数変調波に対
して影響力が大きいことが推察され，従ってライン抵抗
を接続するのが望ましい。
イン抵抗の選択的な接続は，移動体通信機内の部品間の
配列や信号配線の長さ等でフィードバックゲインβ１及
びβ２が定まることから，該信号線の電流容量，信号配
線長，信号線の相対的な位置関係等により，経験的に選
択されることとなる。例えば，電流容量が大きく，信号
配線長が比較的長く，またフィードバック経路及びＶＣ
Ｏ１０１に相対的に近い信号線については，上記フィー
ドバック経路における振幅変調波及び周波数変調波に対
して影響力が大きいことが推察され，従ってライン抵抗
を接続するのが望ましい。
【００５５】次に，ライン抵抗１２１−１〜１２１−ｎ
の抵抗値の設定について説明する。ここでは，模擬的な
実験回路を使用してライン抵抗の接続による効果を検証
し，該実験結果から具体的な抵抗値についての考察を行
う。
の抵抗値の設定について説明する。ここでは，模擬的な
実験回路を使用してライン抵抗の接続による効果を検証
し，該実験結果から具体的な抵抗値についての考察を行
う。
【００５６】図９は，模擬的な実験回路の回路図であ
る。即ち，ＦＥＴ９０６を制御部１０４におけるロジッ
ク回路と想定し，ＦＥＴ９０６のゲート電極に，動作用
のクロック入力Ｓｉｎと，アンテナ１０３からの放射電
力の一部入力としての論理入力とが供給されたときの，
出力端子Ｐ２のスペクトラムを測定したものである。
る。即ち，ＦＥＴ９０６を制御部１０４におけるロジッ
ク回路と想定し，ＦＥＴ９０６のゲート電極に，動作用
のクロック入力Ｓｉｎと，アンテナ１０３からの放射電
力の一部入力としての論理入力とが供給されたときの，
出力端子Ｐ２のスペクトラムを測定したものである。
【００５７】尚，論理入力は周波数１００［ｋＨｚ］で
振幅９［Ｖp-p ］の正弦波電圧入力であり，周波数８３
０［ＭＨｚ］のクロック入力Ｓｉｎを−５０［ｄＢｍ］
から１０［ｄＢｍ］に渡って変化させて測定を行った。
また図中，９０１，９０２，９０３はコンデンサであ
り，それぞれ容量Ｃ１１＝Ｃ１２＝２［ｐＦ］，Ｃ１３
＝０．０１［μＦ］であり，９０５はコイルであってイ
ンダクタンスＬ１１＝１０［ｍＨ］であり，９０４はラ
イン抵抗であって抵抗値Ｒｇ＝０，４７及び２２０
［Ω］の値をとる。
振幅９［Ｖp-p ］の正弦波電圧入力であり，周波数８３
０［ＭＨｚ］のクロック入力Ｓｉｎを−５０［ｄＢｍ］
から１０［ｄＢｍ］に渡って変化させて測定を行った。
また図中，９０１，９０２，９０３はコンデンサであ
り，それぞれ容量Ｃ１１＝Ｃ１２＝２［ｐＦ］，Ｃ１３
＝０．０１［μＦ］であり，９０５はコイルであってイ
ンダクタンスＬ１１＝１０［ｍＨ］であり，９０４はラ
イン抵抗であって抵抗値Ｒｇ＝０，４７及び２２０
［Ω］の値をとる。
【００５８】このときの出力Ｐ２のスペクトラムにおけ
るキャリア及び２次側帯波の変化を図１０に示す。該測
定結果から，ライン抵抗Ｒｇ＝４７［Ω］のとき，非接
続時に対して約６［ｄＢ］の減少を得ており，４７
［Ω］のライン抵抗の接続により，振幅変調波の成分を
約６［ｄＢ］減衰させ得ることが検証された。また，ラ
イン抵抗Ｒｇ＝２２０［Ω］のとき，非接続時に対して
約２０［ｄＢ］の減少を得ており，２２０［Ω］のライ
ン抵抗の接続により，振幅変調波の成分を約２０［ｄ
Ｂ］減衰させ得ることが検証された。
るキャリア及び２次側帯波の変化を図１０に示す。該測
定結果から，ライン抵抗Ｒｇ＝４７［Ω］のとき，非接
続時に対して約６［ｄＢ］の減少を得ており，４７
［Ω］のライン抵抗の接続により，振幅変調波の成分を
約６［ｄＢ］減衰させ得ることが検証された。また，ラ
イン抵抗Ｒｇ＝２２０［Ω］のとき，非接続時に対して
約２０［ｄＢ］の減少を得ており，２２０［Ω］のライ
ン抵抗の接続により，振幅変調波の成分を約２０［ｄ
Ｂ］減衰させ得ることが検証された。
【００５９】従って，フィードバック経路におけるライ
ン抵抗を接続すべき信号線の振幅変調波及び周波数変調
波に対する影響力によって，ライン抵抗の抵抗値を設定
するのが望ましい。
ン抵抗を接続すべき信号線の振幅変調波及び周波数変調
波に対する影響力によって，ライン抵抗の抵抗値を設定
するのが望ましい。
【００６０】〔実施例２〕次に，図２（ａ）は本発明の
実施例２に係る通信装置において，Ｃ／Ｎ劣化に関わる
代表的な構成要素のみを表した構成図である。尚，本実
施例の通信装置は，図３に示す構成の移動体通信機等に
適用され，移動体通信機の概要は上述の通りである。
実施例２に係る通信装置において，Ｃ／Ｎ劣化に関わる
代表的な構成要素のみを表した構成図である。尚，本実
施例の通信装置は，図３に示す構成の移動体通信機等に
適用され，移動体通信機の概要は上述の通りである。
【００６１】図２（ａ）において，本実施例の通信装置
は，共振を利用した可変周波数発生手段としてのＶＣＯ
１０１と，ＶＣＯ１０１の出力をゲインＡで増幅するア
ンプ１０２と，ＶＣＯ１０１による送信周波数に基づい
て電力を放射するアンテナ１０３と，アンテナ１０３か
らの放射電力の一部がＶＣＯ１０１にフィードバックす
る際のフィードバック経路を構成し，且つ，クロック信
号ＣＬＫにより動作する部分回路としての制御部１０４
とを具備して構成されている。尚，ＶＣＯ１０１はシー
ルド１１５により覆われている。
は，共振を利用した可変周波数発生手段としてのＶＣＯ
１０１と，ＶＣＯ１０１の出力をゲインＡで増幅するア
ンプ１０２と，ＶＣＯ１０１による送信周波数に基づい
て電力を放射するアンテナ１０３と，アンテナ１０３か
らの放射電力の一部がＶＣＯ１０１にフィードバックす
る際のフィードバック経路を構成し，且つ，クロック信
号ＣＬＫにより動作する部分回路としての制御部１０４
とを具備して構成されている。尚，ＶＣＯ１０１はシー
ルド１１５により覆われている。
【００６２】また，前記フィードバック経路は，アンテ
ナ１０３から制御部１０４へのフィードバックゲインβ
１の経路，制御部１０４，並びに，制御部１０４からＶ
ＣＯ１０１の入力信号線へのフィードバックゲインβ２
による経路から構成されている。
ナ１０３から制御部１０４へのフィードバックゲインβ
１の経路，制御部１０４，並びに，制御部１０４からＶ
ＣＯ１０１の入力信号線へのフィードバックゲインβ２
による経路から構成されている。
【００６３】また，ＶＣＯ１０１への入力の内，ＶＣＯ
１０１における発振周波数を制御する入力２０２には，
位相器２０１が選択的に接続されている。これは，他の
電源Ｖｄｄ，接地，或いは，ＰＬＬデータ２０３の入力
と比較して，制御入力（音声入力）２０２のフィードバ
ックゲインβ２に対する影響力が非常に大きいことによ
るものである。
１０１における発振周波数を制御する入力２０２には，
位相器２０１が選択的に接続されている。これは，他の
電源Ｖｄｄ，接地，或いは，ＰＬＬデータ２０３の入力
と比較して，制御入力（音声入力）２０２のフィードバ
ックゲインβ２に対する影響力が非常に大きいことによ
るものである。
【００６４】上記解析において述べたように，周波数変
化が発生するためには，フィードバックした信号電圧と
ＶＣＯ１０１における発振電流とに位相差があることが
必要であるが，ここで，この性質についての補足的な説
明を行う。
化が発生するためには，フィードバックした信号電圧と
ＶＣＯ１０１における発振電流とに位相差があることが
必要であるが，ここで，この性質についての補足的な説
明を行う。
【００６５】上記解析（iv）及び（ｖ）から，次式が得
られる。
られる。
【００６６】
【数１４】 両式は，同じＺに関する式であるが，フィードバック信
号の位相に注目すると，Δｚが虚数成分となる（即ち，
リアクタンス成分となり，周波数変調波を発生する）た
めには，（11）式ではΔｅf ／ｅが虚数成分に，（12）
式ではΔｅf ／Ｉが虚数成分になる必要があるから，起
電力ｅ及びΔｅf ，並びに，電流Ｉ及び起電力Δｅf に
位相差が存在しなければならないこととなる。尚，共振
時には起電力ｅと電流Ｉとは同位相である。
号の位相に注目すると，Δｚが虚数成分となる（即ち，
リアクタンス成分となり，周波数変調波を発生する）た
めには，（11）式ではΔｅf ／ｅが虚数成分に，（12）
式ではΔｅf ／Ｉが虚数成分になる必要があるから，起
電力ｅ及びΔｅf ，並びに，電流Ｉ及び起電力Δｅf に
位相差が存在しなければならないこととなる。尚，共振
時には起電力ｅと電流Ｉとは同位相である。
【００６７】また反対に，虚数成分がない場合，即ち，
起電力ｅ及びΔｅf ，並びに，電流Ｉ及び起電力Δｅf
が同相または逆相の場合には，Δｚは抵抗変化のみであ
って，発振回路の負性抵抗１１２（−Ｒ）によりキャン
セルすることが可能となる。
起電力ｅ及びΔｅf ，並びに，電流Ｉ及び起電力Δｅf
が同相または逆相の場合には，Δｚは抵抗変化のみであ
って，発振回路の負性抵抗１１２（−Ｒ）によりキャン
セルすることが可能となる。
【００６８】尚，以上の性質は，解析結果の検証におい
て行った実験結果においても明確に現れている。即ち，
図７（ａ）及び図８（ａ）に示される，位相差に対する
最大周波数偏位Δｆの変化では，フィードバック信号電
圧（Δｅf ）と発振電流（Ｉ）とが同相または逆相のと
きに最大周波数偏位Δｆが最小で，相互に９０［度］の
位相差を持つときに最大周波数偏位Δｆが最大となるこ
とが，明確に現れている。
て行った実験結果においても明確に現れている。即ち，
図７（ａ）及び図８（ａ）に示される，位相差に対する
最大周波数偏位Δｆの変化では，フィードバック信号電
圧（Δｅf ）と発振電流（Ｉ）とが同相または逆相のと
きに最大周波数偏位Δｆが最小で，相互に９０［度］の
位相差を持つときに最大周波数偏位Δｆが最大となるこ
とが，明確に現れている。
【００６９】本実施例の通信装置では，以上のような性
質を利用するものであって，ＶＣＯ１０１への入力に位
相器２０１を選択的に接続し，フィードバック信号電圧
とＶＣＯ１０１における発振電流との位相差をなくす，
或いは両者が逆相の関係となるように，位相器２０１を
調整することにより周波数変調波の発生を抑制し，残る
振幅変調波については負性抵抗１１２（−Ｒ）によって
抑制することにより，送信波のＣ／Ｎ劣化を改善するも
のである。
質を利用するものであって，ＶＣＯ１０１への入力に位
相器２０１を選択的に接続し，フィードバック信号電圧
とＶＣＯ１０１における発振電流との位相差をなくす，
或いは両者が逆相の関係となるように，位相器２０１を
調整することにより周波数変調波の発生を抑制し，残る
振幅変調波については負性抵抗１１２（−Ｒ）によって
抑制することにより，送信波のＣ／Ｎ劣化を改善するも
のである。
【００７０】図２（ｂ）及び（ｃ）に位相器２０１の具
体例を示す。図２（ｂ）はコイル２３１及びコンデンサ
２３２，２３３による構成であって，コイル２３１のイ
ンダクタンスＬｘを調整することによって，フィードバ
ック信号電圧と発振電流とを同相または逆相の関係とす
るものである。尚，コイル及びコンデンサをそれぞれコ
ンデンサ及びコイルに置換した構成の位相器であっても
よい。
体例を示す。図２（ｂ）はコイル２３１及びコンデンサ
２３２，２３３による構成であって，コイル２３１のイ
ンダクタンスＬｘを調整することによって，フィードバ
ック信号電圧と発振電流とを同相または逆相の関係とす
るものである。尚，コイル及びコンデンサをそれぞれコ
ンデンサ及びコイルに置換した構成の位相器であっても
よい。
【００７１】また図２（ｃ）に示す位相器２０１は，長
さがｌのストリップライン２３５によって構成されるも
のであり，長さが異なる複数本のストリップラインを選
択的に使用する構成や，配線の接続／非接続によってス
トリップライン２３５の長さｌを調整する構成などが考
えられる。
さがｌのストリップライン２３５によって構成されるも
のであり，長さが異なる複数本のストリップラインを選
択的に使用する構成や，配線の接続／非接続によってス
トリップライン２３５の長さｌを調整する構成などが考
えられる。
【００７２】
【発明の効果】以上説明したように，本発明の第１及び
第２の特徴の通信装置によれば，共振を利用した可変周
波数発生手段による送信周波数に基づいて電力を放射す
るアンテナを備える通信装置においては，アンテナから
の放射電力の一部が可変周波数発生手段にフィードバッ
クする際のフィードバック経路を構成し，且つ，所定の
クロック信号により動作する部分回路が存在し，該フィ
ードバック経路によって送信波のＣ／Ｎ劣化が発生する
が，部分回路に関わる（入出力）信号線について，該信
号線の高周波電圧を減衰させる（ライン抵抗等の）減衰
手段を当該信号線の入／出力ノード近傍に選択的に接続
することとしたので，振幅変調波の発生を抑えると共
に，発生する周波数変調波の最大周波数偏位を減少させ
ることができ，結果として，より低コストで，且つ装置
の小型化，軽量化の妨げとなることなく送信波のＣ／Ｎ
劣化を改善し得る通信装置を提供することができる。
第２の特徴の通信装置によれば，共振を利用した可変周
波数発生手段による送信周波数に基づいて電力を放射す
るアンテナを備える通信装置においては，アンテナから
の放射電力の一部が可変周波数発生手段にフィードバッ
クする際のフィードバック経路を構成し，且つ，所定の
クロック信号により動作する部分回路が存在し，該フィ
ードバック経路によって送信波のＣ／Ｎ劣化が発生する
が，部分回路に関わる（入出力）信号線について，該信
号線の高周波電圧を減衰させる（ライン抵抗等の）減衰
手段を当該信号線の入／出力ノード近傍に選択的に接続
することとしたので，振幅変調波の発生を抑えると共
に，発生する周波数変調波の最大周波数偏位を減少させ
ることができ，結果として，より低コストで，且つ装置
の小型化，軽量化の妨げとなることなく送信波のＣ／Ｎ
劣化を改善し得る通信装置を提供することができる。
【００７３】また，第３及び第４の特徴の通信装置によ
れば，共振を利用した可変周波数発生手段による送信周
波数に基づいて電力を放射するアンテナを備える通信装
置においては，アンテナからの放射電力の一部が可変周
波数発生手段にフィードバックする際のフィードバック
経路を構成し，且つ，所定のクロック信号により動作す
る部分回路が存在し，該フィードバック経路によって送
信波のＣ／Ｎ劣化が発生するが，可変周波数発生手段の
入力，特に発振周波数を制御する信号入力に，フィード
バックする信号の位相を調整する位相調整手段を選択的
に接続することとしたので，フィードバック信号電圧と
可変周波数発生手段における発振電流との位相差をなく
す，或いは両者が逆相の関係となるよう位相調整手段を
調整することにより周波数変調波の発生を抑制すること
ができ，結果として，より低コストで，且つ装置の小型
化，軽量化の妨げとなることなく送信波のＣ／Ｎ劣化を
改善し得る通信装置を提供することができる。
れば，共振を利用した可変周波数発生手段による送信周
波数に基づいて電力を放射するアンテナを備える通信装
置においては，アンテナからの放射電力の一部が可変周
波数発生手段にフィードバックする際のフィードバック
経路を構成し，且つ，所定のクロック信号により動作す
る部分回路が存在し，該フィードバック経路によって送
信波のＣ／Ｎ劣化が発生するが，可変周波数発生手段の
入力，特に発振周波数を制御する信号入力に，フィード
バックする信号の位相を調整する位相調整手段を選択的
に接続することとしたので，フィードバック信号電圧と
可変周波数発生手段における発振電流との位相差をなく
す，或いは両者が逆相の関係となるよう位相調整手段を
調整することにより周波数変調波の発生を抑制すること
ができ，結果として，より低コストで，且つ装置の小型
化，軽量化の妨げとなることなく送信波のＣ／Ｎ劣化を
改善し得る通信装置を提供することができる。
【図１】本発明の実施例１に係る通信装置において，Ｃ
／Ｎ劣化に関わる代表的な構成要素のみを表した構成図
である。
／Ｎ劣化に関わる代表的な構成要素のみを表した構成図
である。
【図２】本発明の実施例２に係る通信装置において，Ｃ
／Ｎ劣化に関わる代表的な構成要素のみを表した構成図
である。
／Ｎ劣化に関わる代表的な構成要素のみを表した構成図
である。
【図３】一般的な移動体通信機の代表的な構成図であ
る。
る。
【図４】本発明の原理を説明するための説明図である。
【図５】Ｃ／Ｎ劣化解析結果を検証するための実験回路
の構成図である。
の構成図である。
【図６】図６（ａ）は検証実験において制御部で発生す
る振幅変調波スペクトラムを説明する説明図であり，図
６（ｂ）は実験値と理論値の比較をする説明図である。
る振幅変調波スペクトラムを説明する説明図であり，図
６（ｂ）は実験値と理論値の比較をする説明図である。
【図７】図７（ａ）はフィードバックの位相変化に対す
る最大周波数偏位Δｆの変化（Ｑ＝１１０の場合）を説
明する説明図であり，図７（ｂ）は送信波スペクトラム
（Ｑ＝１１０の場合）を説明する説明図である。
る最大周波数偏位Δｆの変化（Ｑ＝１１０の場合）を説
明する説明図であり，図７（ｂ）は送信波スペクトラム
（Ｑ＝１１０の場合）を説明する説明図である。
【図８】図８（ａ）はフィードバックの位相変化に対す
る最大周波数偏位Δｆの変化（Ｑ＝２４の場合）を説明
する説明図であり，図８（ｂ）は送信波スペクトラム
（Ｑ＝２４の場合）を説明する説明図である。
る最大周波数偏位Δｆの変化（Ｑ＝２４の場合）を説明
する説明図であり，図８（ｂ）は送信波スペクトラム
（Ｑ＝２４の場合）を説明する説明図である。
【図９】実施例１の通信装置を検証する模擬的な実験回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図１０】図９の実験における出力Ｐ２のスペクトラム
におけるキャリア及び２次側帯波の変化を説明する特性
説明図である。
におけるキャリア及び２次側帯波の変化を説明する特性
説明図である。
１０１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）（可変周波数発生手
段） １０２ アンプ １０３ アンテナ １０４ 制御部（部分回路） １１１ 抵抗 １１２ 負性抵抗 １１３ インダクタンス １１４ コンデンサ １１５ シールド １２１−１〜１２１−ｎ ライン抵抗 １３１，１３２，１３３ 入出力信号線 １３２，２０３ ＰＬＬデータ １３３，１３４ 他の制御信号 ＣＬＫ クロック信号 ２０１ 位相器（位相調整手段） ２０２ 音声信号（制御信号） ２１１，２１２ 端子 ２３１ コイル ２３２，２３３ コンデンサ ２３５ ストリップライン ３０２ 位相比較器 ３０３ ＰＬＬ回路 ３０５ ユーザインタフェース ３０６ マイク ３０７，３０９ アンプ ３０８ バッファ ３１０ デュプレクサ ３１１ 整合回路 β，β１，β２ フィードバックゲイン Ａ アンプゲイン ５０１ ＶＣＯ ５０２ アンプ ５０４ 制御部 ５０７ 位相器 ９０１，９０２，９０３ コンデンサ ９０４ 抵抗 ９０５ コイル ９０６ ＦＥＴ
段） １０２ アンプ １０３ アンテナ １０４ 制御部（部分回路） １１１ 抵抗 １１２ 負性抵抗 １１３ インダクタンス １１４ コンデンサ １１５ シールド １２１−１〜１２１−ｎ ライン抵抗 １３１，１３２，１３３ 入出力信号線 １３２，２０３ ＰＬＬデータ １３３，１３４ 他の制御信号 ＣＬＫ クロック信号 ２０１ 位相器（位相調整手段） ２０２ 音声信号（制御信号） ２１１，２１２ 端子 ２３１ コイル ２３２，２３３ コンデンサ ２３５ ストリップライン ３０２ 位相比較器 ３０３ ＰＬＬ回路 ３０５ ユーザインタフェース ３０６ マイク ３０７，３０９ アンプ ３０８ バッファ ３１０ デュプレクサ ３１１ 整合回路 β，β１，β２ フィードバックゲイン Ａ アンプゲイン ５０１ ＶＣＯ ５０２ アンプ ５０４ 制御部 ５０７ 位相器 ９０１，９０２，９０３ コンデンサ ９０４ 抵抗 ９０５ コイル ９０６ ＦＥＴ
Claims (4)
- 【請求項１】 共振を利用した可変周波数発生手段と，
前記可変周波数発生手段による送信周波数に基づいて電
力を放射するアンテナとを備える通信装置において，前
記アンテナからの放射電力の一部が前記可変周波数発生
手段にフィードバックする際のフィードバック経路を構
成し，所定のクロック信号により動作する部分回路を有
し，前記部分回路に関わる信号線に関し，該信号線の高
周波電圧を減衰させる減衰手段を当該信号線の入／出力
ノード近傍に選択的に有することを特徴とする通信装
置。 - 【請求項２】 共振を利用した可変周波数発生手段と，
前記可変周波数発生手段による送信周波数に基づいて電
力を放射するアンテナとを備える通信装置において，前
記アンテナからの放射電力の一部が前記可変周波数発生
手段にフィードバックする際のフィードバック経路を構
成し，所定のクロック信号により動作する部分回路を有
し，前記部分回路に関わる入出力信号線に関し，選択的
にライン抵抗をその入／出力ノード近傍に接続したこと
を特徴とする通信装置。 - 【請求項３】 共振を利用した可変周波数発生手段と，
前記可変周波数発生手段による送信周波数に基づいて電
力を放射するアンテナとを備える通信装置において，前
記アンテナからの放射電力の一部が前記可変周波数発生
手段にフィードバックする際のフィードバック経路を構
成し，所定のクロック信号により動作する部分回路を有
し，前記可変周波数発生手段の入力に，前記フィードバ
ックする信号の位相を調整する位相調整手段を選択的に
有することを特徴とする通信装置。 - 【請求項４】 前記可変周波数発生手段は電圧制御発振
器であって，前記位相調整手段は，少なくとも前記電圧
制御発振器の発振周波数を制御する信号入力に接続され
ることを特徴とする請求項３記載の通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29870695A JPH09139680A (ja) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | 通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29870695A JPH09139680A (ja) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | 通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09139680A true JPH09139680A (ja) | 1997-05-27 |
Family
ID=17863237
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29870695A Withdrawn JPH09139680A (ja) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | 通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09139680A (ja) |
-
1995
- 1995-11-16 JP JP29870695A patent/JPH09139680A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030204 |