JPH09129953A - レーザ用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング損失を低減し、高効率で低ノイ
ズなレーザ用電源装置を得る。 【解決手段】 交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
タ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された環流
ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部の直
流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、このイ
ンバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電体電
極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタンス
を有したトランス、上記インバータ部の出力電流の立ち
上がりが上記インバ−タ部の出力電圧の立ち上がりより
遅れるように上記インバ−タ部を制御するインバ−タ制
御手段を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、交流電圧を供給
して放電を発生させるレーザ用電源装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の装置として図１８、図１
９及び図２０に示すようなレーザ用電源装置があった。
図１８において、１は、商用電源、２は、この商用電源
１に入力側が接続されたコンバータ部、３は、このコン
バータ部２の出力側に入力側が接続されたインバータ
部、４は、このインバータ部３の出力側に入力側（一次
側）が接続された高周波トランス、５ａ、５ｂは、この
高周波トランス４の出力側（二次側）に接続されて放電
６を発生する誘電体電極であり、これら高周波トランス
４及び誘電体電極５ａ、５ｂは、上記高周波トランス４
のインダクタンス（漏れインダクタンス等を利用）と誘
電体電極５ａ、５ｂの静電容量とで直列共振回路を構成
している。７は、高周波トランス４の出力側に設けら
れ、誘電体電極５ａ、５ｂ間に流れる放電電流を検出す
る電流検出手段、８は、上記放電電流の大きさを設定す
る電流設定手段、９は、この電流設定手段８及び上記電
流検出手段７の信号を入力としてパルス幅Ｔｗの信号Ｔ
ｗ及び周波数ｆｓｏの信号ｆｓｏをゲート回路１４に出
力し、これに基づきインバータ部３を制御するパルス幅
制御手段である。

【０００３】図１９は、上記図１８における上記インバ
ータ部３の構成を詳細に示す図であり、 図において、
１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄは，スイッチング素
子、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄは，このスイッチ
ング素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄに各々並列に
接続した環流ダイオードであり、これら環流ダイオード
１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄは、上記スイッチング
素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄと共に単相電圧型
インバータを構成している。１４は、上記パルス幅制御
手段９のパルス幅信号Ｔｗ及び周波数信号ｆｓｏを入力
としてスイッチング素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１
ｄを制御するためのゲート信号を出力するゲート回路で
ある。

【０００４】図２０は、上記パルス幅制御手段９の構成
を示す図であり、１５は、上記電流設定手段８の電流設
定値と上記電流検出手段７で検出した電流検出値の差を
増幅し、誤差信号ａを出力する誤差増幅器、１６は、設
定電圧に比例した周波数の三角波ｂ及び方形波ｄ（周波
数信号ｆｓｏ）を発振する電圧制御発振回路（いわゆる
ＶＣＯ）、１７は誤差増幅器１５の出力ａと電圧制御発
振回路１６の三角波ｂの大きさを比較し、信号ｃ（パル
ス幅信号Ｔｗ）を出力するコンパレータである。なお、
三角波ｂ及び方形波ｄの周波数は同一で、所定の値ｆｓ
ｏに固定されている。

【０００５】次に、従来のレーザ用電源装置の動作につ
いて説明する。商用電源１の交流電圧はコンバータ部２
で直流電圧に変換され、インバータ部３に入力される。
インバータ部３では、ゲート回路１４のゲート信号によ
りスイッチング素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄが
オンオフし、直流電圧が図２１に示すような±Ｖの方形
波交流電圧に変換される。インバータ部３の出力電圧Ｖ
は、高周波トランス４で昇圧され、誘電体電極５ａ、５
ｂ間に印加され放電６が発生する。高力率でインバータ
部３を動作させるため、インバータ部３の出力電圧Ｖの
周波数（以下スイッチング周波数と呼ぶ）は、高周波ト
ランス４のインダクタンスＬと誘電体電極５ａ，５ｂの
静電容量Ｃで決まる直列共振周波数ｆｒ（＝１／２π√
(LC)）より少し高い値ｆｓｏに固定される。この周波数
ｆｓｏは、パルス幅制御手段９のＶＣＯ１６によって定
められる値である。一方で、放電電流を高速制御するた
め、パルス幅制御手段９により出力電圧Ｖのパルス幅Ｔ
ｗを変化させるパルス幅制御を行っている。図２１にパ
ルス幅制御時のインバータ部３の出力電圧Ｖと出力電流
Ｉの波形を示す。この図２１において、図２１（ａ）
は、高出力時の出力電圧Ｖと出力電流Ｉの波形、図２１
（ｂ）は、低出力時の出力電圧Ｖと出力電流Ｉの波形で
ある。なお、この図において、出力電圧Ｖはパルス幅Ｔ
ｗの方形波となり、出力電流Ｉはインバータ部３の負荷
が直列共振に近いためほぼ正弦波となる。

【０００６】出力電圧Ｖのパルス幅Ｔｗは、パルス幅制
御手段９にて誤差増幅器１５の誤差信号ａと電圧制御発
振回路１６の三角波ｂを比較し、誤差信号ａ≧三角波ｂ
となる期間で定められ、この期間をコンパレータ１７か
ら出力される信号ｃで指令する。図２２は誤差信号ａ、
三角波ｂ、パルス幅信号ｃ、及び出力電圧Ｖのタイムチ
ャートを示すもので、図２２（ａ）はパルス幅Ｔｗが広
くなる高出力時、図２２（ｂ）パルス幅Ｔｗが狭くなる
低出力時である。電流設定手段８により設定された所望
の電流設定値に対して、誤差増幅器１５は電流検出手段
７で検出した電流検出値がこの電流設定値に一致するよ
うに誤差信号ａの値を可変してフィードバック制御を行
う。なお、電圧制御発振回路１６の方形波出力ｄはスイ
ッチング周波数ｆｓｏの指令信号としてゲート回路１４
に出力される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のレ
ーザ用電源装置では、高周波トランス４により誘電体電
極５ａ、５ｂと直列共振回路を構成し、インバータ部３
の出力電圧の周波数を固定しパルス幅を変化させて放電
電流を制御するパルス幅制御を行っているため放電電流
を高速に制御できる反面、次のような問題点がある。図
２１に示すインバータ部３の出力電圧Ｖと出力電流Ｉが
交差するポイントでは、スイッチング素子１１ａ、１１
ｂ、１１ｃ、１１ｄが、オンオフする際に発生するスイ
ッチング損失と呼ぶ電力損失を生じる。オフからオンす
る際のスイッチング損失をターンオン損失、オンからオ
フする際のスイッチング損失をターンオフ損失と呼び、
図２１の（ａ）のように出力電圧Ｖのパルス幅が長い場
合はターンオフ損失が生じ、図２１の（ｂ）のように出
力電圧Ｖのパルス幅が短い場合はターンオン損失及びタ
ーンオフ損失の両方が生じる。特に図２１の（ｂ）のよ
うに出力電圧Ｖのパルス幅が短い場合は、ターンオフ損
失にターンオン損失が加わるため損失が大きい。図２１
の（ｂ）でターンオン損失が生ずるのは、出力電流Ｉの
立ち上がりのポイントｔｉが出力電圧Ｖの立ち上がりの
ポイントｔｖより進むモードになり、このモードではス
イッチング素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄがオン
する前に直列に接続した環流ダイオード１２ａ、１２
ｂ、１２ｃ、１２ｄに環流電流が流れるので、スイッチ
ング素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄがオンする際
に環流ダイオード１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄのリ
カバリー電流が流れ込むためである。例えば図２１の
（ｂ）のｔｉからｔｖまでの期間は図１９の環流ダイオ
ード１２ａに回路共振による環流電流ＩＦが流れ、図２
１の（ｂ）のｔｖのポイントでスイッチング素子１１ｂ
がオフからオンし、環流ダイオード１２ａのリカバリー
電流ＩＲがスイッチング素子１１ｂに急速に流れ込みタ
ーンオン損失が生ずる。一方、図２１の（ａ）のように
出力電流Ｉの立ち上がりのポイントｔｉが出力電圧Ｖの
立ち上がりのポイントｔｖより遅れるモードでは、並列
に接続した環流ダイオード１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１
２ｄに環流電流が流れている状態でスイッチング素子が
オンするので、電圧ゼロでスイッチングし、またリカバ
リー電流も流れないためターンオン損失は生じない。

【０００８】以上のようにターンオン損失が生じるの
は、出力電流Ｉの立ち上がりのポイントｔｉが出力電圧
Ｖの立ち上がりのポイントｔｖより進むモードになる場
合であり、以下に示す誘電体電極に交流放電を発生させ
るガスレーザ装置等、容量性負荷を備えた装置特有の負
荷特性により、高出力側の一部の領域以外のほとんどの
領域でこのモードとなる。図２３は誘電体電極５ａ、５
ｂの静電容量Ｃと放電電流ｉｄの関係を示し、放電電流
ｉｄの低下に伴い、放電６が発生する誘電体５ａ、５ｂ
の放電面積が減少するため、静電容量Ｃが減少する特性
を有している。したがって、放電電流ｉｄの低下に伴い
直列共振周波数ｆｒ（＝１／２π√（ＬＣ）が上昇しス
イッチング周波数ｆｓｏより大きくなると、インバータ
部３から見た負荷特性は電流が遅れる誘導性から電流が
進む容量性の特性に変化する。このため、放電電流ｉｄ
の低下に伴う出力電圧Ｖのパルス幅の現象と相まって広
範囲な動作領域にわたってターンオン損失が生じる上記
の動作モードとなってしまう。

【０００９】また、ターンオフ損失の低減に対してはス
イッチング素子に並列にスナバコンデンサを接続するこ
とが考えられるが、ターンオン損失が生じる動作モード
では、スイッチング素子に並列にターンオフ損失の低減
に効果的なスナバコンデンサを接続した場合、ターンオ
ン時に環流ダイオードのリカバリー電流に加えスナバコ
ンデンサのディスチャージ電流がスイッチング素子に流
れ込むためターンオン損失がさらに増加する。したがっ
て、広範囲な動作領域にわたってターンオン損失が生じ
る動作モードとなる場合は、ターンオフ損失の低減に効
果的なスナバコンデンサを使用することができずターン
オフ損失の低減が困難となる。

【００１０】そして、これらのスイッチング損失の問題
は、数十ＫＨｚ以上の高周波で使用する場合にさらに問
題になり、この場合スイッチング損失による電力損失が
大きくなり装置の効率が悪化し、また放熱のために装置
が大型化するという問題点があった。さらに、環流ダイ
オード１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄのリカバリー電
流はターンオン損失を生ずると同時にスイッチングノイ
ズを発生させるためノイズ誤動作などの問題点があっ
た。

【００１１】この発明は、かかる問題点を解決するため
になされたものであり、スイッチング損失を低減し、高
効率で低ノイズなレーザ用電源装置を提供することを目
的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この発明に係わるレーザ
用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
タ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された環流
ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部の直
流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、このイ
ンバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電体電
極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタンス
を有したトランス、上記インバータ部の出力電流の立ち
上がりが上記インバ−タ部の出力電圧の立ち上がりより
遅れるように上記インバ−タ部を制御するインバ−タ制
御手段を備えたものである。

【００１３】また、この発明の別の発明に係わるレーザ
用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
タ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された環流
ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部の直
流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、このイ
ンバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電体電
極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタンス
を有したトランス、このトランスの出力側に設けられた
電流検出手段、上記誘電体電極間に発生する放電電流の
値を設定する電流設定手段、この電流設定手段で設定し
た電流設定値と上記電流検出手段で検出した電流検出値
が一致するように上記インバータ部の出力電圧のパルス
幅を制御するパルス幅制御手段、上記インバータ部の出
力電流の立ち上がりが上記インバ−タ部の出力電圧の立
ち上がりより遅れるように上記放電電流の減少に応じて
上記インバ−タ部のスイッチング周波数を増加させる周
波数指令手段を備えたものである。

【００１４】また、この発明の更に別の発明に係わるレ
ーザ用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコン
バータ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された
環流ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部
の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、こ
のインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電
体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタ
ンスを有したトランス、このトランスの出力側に設けら
れた電流検出手段、上記誘電体電極間に発生する放電電
流の値を設定する電流設定手段、この上記電流設定手段
で設定した電流設定値と上記電流検出手段で検出した電
流検出値が一致するように上記インバータ部のスイッチ
ング周波数を直列共振回路の共振周波数以上の範囲で制
御する周波数制御手段、上記誘電体電極間に発生する放
電電流が所定の値以下になると放電電流の減少に従いイ
ンバ−タ部の出力電圧のパルス幅を減少させるパルス幅
制御手段を備えたものである。

【００１５】また、この発明の更に別の発明に係わるレ
ーザ用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコン
バータ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された
環流ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部
の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、こ
のインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電
体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタ
ンスを有したトランス、このトランスの出力側に設けら
れた電流検出手段、上記誘電体電極間に発生する放電電
流の値を設定する電流設定手段、この電流設定手段で設
定した電流設定値と上記電流検出手段で検出した電流検
出値が一致するように上記インバータ部の出力電圧のパ
ルス幅を制御するパルス幅制御手段、上記電流設定手段
で設定した電流設定値と上記電流検出手段で検出した電
流検出値が一致するように上記インバータ部のスイッチ
ング周波数を直列共振回路の共振周波数以上の範囲で制
御する周波数制御手段、上記放電電流が所定の値以下に
なると放電電流の制御を上記周波数制御手段から上記パ
ルス幅制御手段に切り替える切り替え手段を備えたもの
である。

【００１６】また、この発明の更に別の発明に係わるレ
ーザ用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコン
バータ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された
環流ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部
の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、こ
のインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電
体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタ
ンスを有したトランス、このトランスの出力側に設けら
れた電流検出手段、上記誘電体電極間に発生する放電電
流の値を設定する電流設定手段、この電流設定手段で設
定した電流設定値と上記電流検出手段で検出した電流検
出値が一致するように上記インバータ部の出力電圧のパ
ルス幅を制御するパルス幅制御手段、上記インバータ部
の出力側に上記高周波トランスのインダクタンスと直列
に接続された飽和リアクトルを備えたものである。

【００１７】また、この発明の更に別の発明に係わるレ
ーザ用電源装置は、上記のような発明の構成における周
波数指令手段に、周波数が所定の範囲内にあるように制
御する上限下限リミッター回路を設けたものである。

【００１８】また、この発明の更に別の発明に係わるレ
ーザ用電源装置は、上記のような発明の構成におけるイ
ンバータ部が、スイッチング素子と、これに並列に接続
されたスナバコンデンサとを備えるようにしたものであ
る。

【００１９】

【発明の実施の形態】

実施の形態１ 図１、図２、及び図３はこの発明の一実施の形態を示す
構成図である。図１において、１は、商用電源、２は、
この商用電源１に入力側が接続されたコンバータ部、３
は、このコンバータ部２の出力側に入力側が接続された
インバータ部、４は、このインバータ部３の出力側に入
力側（一次側）が接続された高周波トランス、５ａ、５
ｂは、この高周波トランス４の出力側（二次側）に接続
されて放電６を発生する誘電体電極であり、これら高周
波トランス４及び誘電体電極５ａ、５ｂは、上記高周波
トランス４のインダクタンス（漏れインダクタンス等を
利用）と誘電体電極５ａ、５ｂの静電容量とで直列共振
回路を構成している。７は、高周波トランス４の出力側
に設けられ、誘電体電極５ａ、５ｂ間に流れる放電電流
を検出する電流検出手段、８は、加工条件に応じた上記
放電電流の大きさを設定する電流設定手段、９は、この
電流設定手段８及び上記電流検出手段７の信号を入力と
してパルス幅Ｔｗの信号Ｔｗ及び周波数ｆｓｏの信号ｆ
ｓｏをゲート回路１４（含：ロジック回路）に出力し、
これに基づきインバータ部３を制御するパルス幅制御手
段である。１０は、電流設定手段８の電流設定値が入力
され、（この実施の形態では電流設定値はピーク値を１
０Ａとし、平均値を５Ａとしている。）電流設定値に応
じて周波数設定信号をパルス幅制御手段９に出力する周
波数指令手段である。図２は、本実施の形態のインバー
タ部３の構成を示し、図において、１３ａ、１３ｂ、１
３ｃ、１３ｄは、スイッチング素子１１ａ、１１ｂ、１
１ｃ、１１ｄに各々並列に接続したスナバコンデンサで
ある。図３は、本実施の形態の周波数指令手段１０の構
成を示し、図において、１８は、電流設定手段８によっ
て設定された放電電流の設定値による設定電圧値が一方
に入力され、その値から予め設定された所定の電圧値を
減算する減算回路、１９は、減算回路１８の出力の上限
値と下限値を規定する上限下限リミッター回路であり
（この実施の形態では、上限値は８Ａ、下限値は３Ａで
ある。）、上限下限リミッター回路１９の出力は、パル
ス幅制御手段９の電圧制御発振回路（ＶＣＯ）１６に入
力される。

【００２０】前記のように構成されたレーザ用電源装置
においては、周波数指令手段１０において減算回路１８
により所定の電圧値から電流設定値が減算され、加工条
件の変更に基づく作業者による電流設定値の増加、すな
わち、差の増加に従い電圧制御発振回路（ＶＣＯ）１６
に対し、スイッチング周波数ｆｓを減少する信号が出力
される。このとき上限下限リミッター回路１９によりス
イッチング周波数ｆｓの上限値と下限値が設定される一
方、限界値内の場合は差に応じて周波数ｆｓを変化させ
る信号を出力する。上限下限リミッター回路１９の出力
はインバータ部３のスイッチング周波数ｆｓを指令する
周波数指令信号として電圧制御発振回路１６に入力され
るため電流設定手段８で設定される放電電流に応じてス
イッチング周波数ｆｓが可変されることになる。図４は
電流設定値ｉｄｓとスイッチング周波数ｆｓの特性を示
したものであり、電流設定値ｉｄｓが低い時は上限下限
リミッター回路１９で設定される上限周波数ｆｓｍａｘ
に固定され、電流設定値ｉｄｓが所定の値以上になると
電流設定値の増加に従い直線的に減少し、さらに上昇す
ると上限下限リミッター回路１９で設定される下限周波
数ｆｓｍｉｎに固定される。下限周波数ｆｓｍｉｎは、
直列共振周波数ｆｒより少し高い値に設定され、これは
従来例の固定されたスイッチング周波数ｆｓｏに対応す
る。上限周波数ｆｓｍａｘはスイッチング素子１１ａ、
１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、ゲート回路１４、高周波トラ
ンス４等の部品の性能で決まる通常スイッチング周波数
ｆｓ（マッチング周波数）の１．１から２倍程度に設定
される。

【００２１】図５は、図２１の（ｂ）で示したようなタ
ーンオン損失、すなわちインバータ部の出力電流Ｉの立
ち上がりｔｉが出力電圧Ｖの立ち上がりｔｖより遅れる
ことにより生じるターンオン損失を生じない動作（誘導
性動作）となるスイッチング周波数ｆｓと放電電流ｉｄ
の範囲を示し、図中斜線部が誘導性動作範囲である。ま
た、図中ｉｄｍａｘ−ｆｓ特性の曲線は出力電圧Ｖのパ
ルス幅が最大の場合の放電電流ｉｄとスイッチング周波
数ｆｓの関係を示すいわゆる共振曲線である。図５に示
すようにスイッチング周波数ｆｓの増加に従い誘導性動
作になる放電電流ｉｄの下限は低くなるが最大放電電流
ｉｄｍａｘも低下する。従って、下限周波数ｆｓｍｉｎ
を従来例のスイッチング周波数ｆｓｏとほぼ同じにし、
さらに、図４に示した電流設定値ｉｄｓとスイッチング
周波数ｆｓの特性が図５の誘導性動作範囲内にほぼ入る
ように電流設定値ｉｄｓとスイッチング周波数ｆｓの傾
きを設定することにより、放電電流ｉｄの最大値は従来
例と同じとし、更にターンオン損失が生じない放電電流
ｉｄの範囲を従来例より大幅に広くすることができる。
図６は、図５における下限周波数ｆｓｍｉｎの点（ａ）
及び図５における上限周波数ｆｓｍａｘと下限周波数ｆ
ｓｍｉｎの間の点（ｂ）でのインバータ部３の出力電圧
Ｖと出力電流Ｉの波形を示している。この図６から明ら
かなように本実施の形態では図６の（ａ）のごとく出力
電圧Ｖのパルス幅が長い高出力領域はもとより、図６の
（ｂ）のごとく出力電圧Ｖのパルス幅が短い低出力領域
においても出力電流Ｉの立ち上がりが出力電圧Ｖの立ち
上がりより遅れるため、ターンオン損失を生ずることが
ない。放電電流の電流設定値と電流検出値を一致させる
フィードバック制御は従来例と同様パルス幅制御手段９
で行う。

【００２２】次に、本実施の形態では広範囲な動作領域
にわたってターンオン損失が生じない動作モードとなる
ため、ターンオフ損失の低減に効果的なスナバコンデン
サ１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄを接続することがで
きる。図７はスナバコンデンサによるターンオフ損失の
低減効果を示した図で、図に示すようにスイッチング素
子がオンからオフする際に充電される電圧Ｖｃの上昇率
がスナバコンデンサの無い従来例に比べて緩やかにな
る。一方、スイッチング素子に流れる電流Ｉｃの立ち下
がりはスイッチング素子の特性でほぼ決まるため従来例
とほとんど同じである。したがって、Ｖｃの上昇率が緩
やかになる分ＶｃとＩｃの積であるターンオフ損失は従
来例より低減される。

【００２３】以上述べたように、本実施の形態では誘電
体電極５ａ、５ｂの静電容量が放電電流の変化により変
化しても周波数指令手段１０により放電電流ｉｄの変化
は誘導性動作範囲での変化となるから、放電電流の広い
範囲でターンオン損失を生ずることがない。また、スナ
バコンデンサ１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄを接続す
ることができるため、ターンオフ損失が低減され、装置
の効率が向上しノイズも低減されることになる。

【００２４】なお、本実施の形態では図４に示す電流設
定値ｉｄｓとスイッチング周波数ｆｓの特性を限界値内
において直線的に変化させたが図５の誘導性動作範囲に
沿って曲線的に変化させても同様な効果を期待できる。

【００２５】実施の形態２．上記実施の形態１では周波
数指令手段１０に電流設定手段８の電流設定値を入力す
る構成であるが、本実施の形態では図８に示すように、
電流検出手段７の電流検出値を周波数指令手段１０に入
力する構成である。本実施の形態では電流検出値に応じ
て図５の放電電流ｉｄが誘導性動作範囲になるようにス
イッチング周波数ｆｓを制御するものであり、実施の形
態１と同様な効果を期待できる。

【００２６】実施の形態３．実施の形態１、及び実施の
形態２では放電電流ｉｄとスイッチング周波数ｆｓの特
性を誘導性動作範囲の中に入るように電流設定値ｉｄｓ
とスイッチング周波数ｆｓの特性を設定するため、回路
定数のばらつきにより誘導性動作範囲がばらつくとその
都度電流設定値ｉｄｓとスイッチング周波数ｆｓの特性
を調整する必要があるが、実施の形態３ではその調整が
不要となるような構成例を示す。図９に示される実施の
形態３では、電流設定値ｉｄｓと電流検出値が入力され
電流設定値ｉｄｓと電流検出値が一致するようにインバ
ータ部３のスイッチング周波数ｆｓを制御する周波数制
御手段２０、入力される電流設定値ｉｄｓが所定の値以
下になると電流設定値ｉｄｓの減少に応じてインバータ
部の出力電圧のパルス幅を減少させるパルス幅指令手段
２１を設けたものである。インバータ部３の各スイッチ
ング素子には実施の形態１と同様にスナバコンデンサが
並列に接続されている。図１０は周波数制御手段２０、
及びパルス幅指令手段２１の構成を示す。

【００２７】パルス幅指令手段２１は、ｉｄｓ（電流設
定値）≧ｉｄｏ（ｉｄｏは、最大放電電流ｉｄｍａｘの
１／２で、４．５Ａ程度である。）の時、パルス幅信号
Ｔｗを最大値Ｔｗｍａｘに固定してインバータ３が最大
点弧角（１８０°）で動作するようにする。また、ｉｄ
ｓ＜ｉｄｏの時、電流設定値ｉｄｓの減少に応じてパル
ス幅信号Ｔｗが減少するように制御する。すなわち、パ
ルス幅指令手段２１では電流設定値ｉｄｓが折れ線増幅
回路２２｛この折れ線増幅回路２２は、入力となる電流
設定値ｉｄｓがｉｄｓ≧ｉｄｏの時、電流設定値ｉｄｓ
を所定倍数（１より大きい倍数）で増幅し、ｉｄｓ＜ｉ
ｄｏの時、電流設定値ｉｄｓを所定倍数（１より小さい
倍数）で減少させる回路である。｝により所定の値に増
幅され、これをコンパレータ１７により電圧制御発振回
路１６の三角波ｂと比較する。これにより、増幅信号ａ
≧三角波ｂとなる期間コンパレータ１７からパルス幅信
号Ｔｗを最大値Ｔｗｍａｘに固定してインバータ３が最
大点弧角（１８０°）で動作するようにパルス幅信号Ｔ
ｗが指令される。図１１は電流設定値ｉｄｓとパルス幅
信号Ｔｗの関係を示し、パルス幅信号Ｔｗはｉｄｓ≧ｉ
ｄｏ（ｉｄｏは、最大放電電流ｉｄｍａｘの１／２で、
４．５Ａ程度である。）の時最大値Ｔｗｍａｘに固定さ
れ、ｉｄｓ＜ｉｄｏの時ｉｄｓの減少に応じて減少する
ように折れ線増幅回路２２で制御される。周波数制御手
段２０では、電流検出値と電流設定値の差が演算回路１
５で増幅され上限下限リミッター回路１９を経て電圧制
御発振回路１６に入力される。図１２は図５と同様共振
曲線、及び誘導性動作範囲を示す図であり、ｉｄｓ≧ｉ
ｄｏの時は図１１よりパルス幅信号Ｔｗが最大値Ｔｗｍ
ａｘになるため、放電電流ｉｄとスイッチング周波数ス
イッチング周波数ｆｓの関係は共振曲線に沿って変化す
る。

【００２８】本実施の形態は以上のように構成されてい
るため、放電電流の広い範囲でターンオン損失を生ずる
ことがなく、また、スナバコンデンサを接続できターン
オフ損失も低減されるため、装置の効率が向上しノイズ
も低減されることになる。さらに、共振曲線に沿ってｉ
ｄとスイッチング周波数ｆｓが変化するので回路定数の
ばらつきにより誘導性動作範囲がばらついてもその都度
ｉｄｓとスイッチング周波数ｆｓの特性を調整する必要
が無い。

【００２９】実施の形態４．図示しないが、実施の形態
３ではパルス幅指令手段２１に電流設定手段８の電流設
定値を入力する構成であるが、電流検出手段７の電流検
出値をパルス幅指令手段２１に入力する構成としても実
施の形態３と同様な効果を期待できる。

【００３０】実施の形態５．図１３に示される実施の形
態では、電流設定値と電流検出値が入力され電流設定値
と電流検出値が一致するようにインバータ部３の出力電
圧のパルス幅を制御するパルス幅制御手段９、電流設定
値と電流検出値が入力され電流設定値と電流検出値が一
致するようにインバータ部３のスイッチング周波数を制
御する周波数制御手段２０、電流設定値が入力され電流
設定値が所定の値以下になると放電電流の制御を周波数
制御手段２０からパルス幅制御手段９に切り替える切換
手段２３を設けたものである。インバータ部３の各スイ
ッチング素子には実施の形態１と同様にスナバコンデン
サが並列に接続されている。図１４は周波数制御手段２
０、パルス幅制御手段９、及び切換手段２３の構成を示
す。

【００３１】切換手段２３では電流判別回路２４により
電流設定値ｉｄｓが所定の電流値ｉｄｏに対する大小を
検出し検出信号を切換信号発生回路２５に出力する。切
換信号発生回路２５は検出信号により切換スイッチ２６
ａ、２６ｂをｉｄｓ≧ｉｄｏの時（１）の位置に設定し
ｉｄｓ＜ｉｄｏの時（２）の位置に設定する。ｉｄｓ≧
ｉｄｏの場合、パルス幅制御手段９でインバータ部３の
出力電圧Ｖのパルス幅が最大値Ｔｗｍａｘに固定され、
放電電流ｉｄは周波数制御手段２０により上記実施の形
態４と同様スイッチング周波数スイッチング周波数ｆｓ
を可変してフィードバック制御される。次に、ｉｄｓ＜
ｉｄｏの場合、周波数制御手段２０でスイッチング周波
数スイッチング周波数ｆｓが上限周波数スイッチング周
波数ｆｓｍａｘに固定され、放電電流ｉｄはパルス幅制
御手段９より従来例と同様パルス幅Ｔｗを可変してフィ
ードバック制御される。図１５は本実施の形態の放電電
流ｉｄとスイッチング周波数スイッチング周波数ｆｓの
特性を示す図であり、ｉｄ≧ｉｄｏとなる領域ではｉｄ
とスイッチング周波数ｆｓは共振曲線に沿って変化し、
ｉｄ＜ｉｄｏとなる領域ではスイッチング周波数ｆｓが
上限周波数スイッチング周波数ｆｓｍａｘで固定されて
変化する。スイッチング周波数ｆｓの可変範囲が誘導性
動作範囲になるように、下限周波数スイッチング周波数
ｆｓｍｉｎは直列共振回路の共振周波数ｆｒより大きい
値に設定される。

【００３２】本実施の形態は以上のように構成されてい
るので、共振曲線に沿って変化するスイッチング周波数
ｆｓの最大値を上限周波数スイッチング周波数ｆｓｍａ
ｘまで上げることができ、ターンオン損失を生じない放
電電流の範囲が最も広くなる。また、スナバコンデンサ
を接続できターンオフ損失も低減されるため、装置の効
率が向上しノイズも低減されることになる。さらに、共
振曲線に沿ってｉｄとスイッチング周波数ｆｓが変化す
るので回路定数のばらつきにより誘導性動作範囲がばら
ついてもその都度ｉｄｓとスイッチング周波数ｆｓの特
性を調整する必要が無い。

【００３３】実施の形態６．図示しないが、実施の形態
５では切換手段２３に電流設定手段８の電流設定値を入
力する構成であるが、電流検出手段７の電流検出値を切
換手段２３入力する構成としても実施の形態５と同様な
効果を期待できる。

【００３４】実施の形態７．図１６で示される実施の形
態では、インバータ部３と高周波トランス４の間に飽和
リアクトル２７が接続される。インバータ部３の各スイ
ッチング素子には実施の形態１と同様にスナバコンデン
サが並列に接続されている。スイッチング周波数スイッ
チング周波数ｆｓは従来例と同様スイッチング周波数ｆ
ｓｏに固定され、放電電流ｉｄは従来例と同様パルス幅
制御手段９でフィードバック制御される。図１７は飽和
リアクトル２７に流れる電流と磁束の関係を示し、電流
の増加に応じて磁束が飽和するため、電流の増加に応じ
てインダクタンスが低下する特性を有している。インバ
ータ部３から見た直列共振回路のインダクタンスは飽和
リアクトル２７のインダクタンスｌと高周波トランス４
のインダクタンスＬの和となり、直列共振周波数ｆｒは
次式のようになる。 ｆｒ＝１／２π√（（Ｌ＋ｌ）Ｃ） 飽和リアクトル２７にはインバータ部３の出力電流Ｉが
流れ、出力電流Ｉが低い領域では飽和リアクトル２７の
インダクタンスｌが増加するので誘電体電極５ａ、５ｂ
の静電容量Ｃが低下しても直列共振周波数ｆｒは低下す
ることが無い。したがて、インバータ部３から見るとス
イッチング周波数スイッチング周波数ｆｓを増加させた
のと等価的には同じことになり、ターンオン損失を生じ
ない誘導性動作範囲を低電流域まで広げることができ
る。また、スナバコンデンサを接続できターンオフ損失
も低減されるため、装置の効率が向上しノイズも低減さ
れることになる。

【００３５】実施の形態８．図示しないが、実施の形態
７では飽和リアクトル２７をインバータ部３と高周波ト
ランス４の間に接続したが、高周波トランス４と誘電体
電極５ａ、５ｂの間に接続しても実施の形態７と同様な
効果を期待できる。

【００３６】なお、前記実施の形態１から６に実施の形
態７、または実施の形態８の飽和リアクトルを組合せた
構成にすると実施の形態１から６の誘導性動作範囲がさ
らに広がるため、実施の形態１から６の効果をより安定
に実現できる。

【００３７】

【発明の効果】以上説明したように、この発明に係わる
レーザ用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコ
ンバータ部、スイッチング素子及びこれに並列接続され
た環流ダイオードを対として構成され、上記コンバータ
部の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、
このインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘
電体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダク
タンスを有したトランス、上記インバータ部の出力電流
の立ち上がりが上記インバ−タ部の出力電圧の立ち上が
りより遅れるように上記インバ−タ部を制御するインバ
−タ制御手段を備えたので、スイッチング損失を低減
し、高効率で低ノイズなレーザ用電源装置を得ることが
できる。

【００３８】また、この発明の別の発明に係わるレーザ
用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
タ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された環流
ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部の直
流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、このイ
ンバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電体電
極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタンス
を有したトランス、このトランスの出力側に設けられた
電流検出手段、上記誘電体電極間に発生する放電電流の
値を設定する電流設定手段、この電流設定手段で設定し
た電流設定値と上記電流検出手段で検出した電流検出値
が一致するように上記インバータ部の出力電圧のパルス
幅を制御するパルス幅制御手段、上記インバータ部の出
力電流の立ち上がりが上記インバ−タ部の出力電圧の立
ち上がりより遅れるように上記放電電流の減少に応じて
上記インバ−タ部のスイッチング周波数を増加させる周
波数指令手段を備えたので、簡単な回路でスイッチング
損失を低減し、高効率で低ノイズなレーザ用電源装置を
得ることができる。。

【００３９】また、この発明の更に別の発明に係わるレ
ーザ用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコン
バータ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された
環流ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部
の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、こ
のインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電
体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタ
ンスを有したトランス、このトランスの出力側に設けら
れた電流検出手段、上記誘電体電極間に発生する放電電
流の値を設定する電流設定手段、この上記電流設定手段
で設定した電流設定値と上記電流検出手段で検出した電
流検出値が一致するように上記インバータ部のスイッチ
ング周波数を直列共振回路の共振周波数以上の範囲で制
御する周波数制御手段、上記誘電体電極間に発生する放
電電流が所定の値以下になると放電電流の減少に従いイ
ンバ−タ部の出力電圧のパルス幅を減少させるパルス幅
制御手段を備えたので、回路定数のばらつきにより誘導
性動作範囲がばらついたとしても、その都度放電電流−
スイッチング周波数特性を調整する必要がなく、しかも
スイッチング損失を低減し、高効率で低ノイズなレーザ
用電源装置を得ることができる。

【００４０】また、この発明の更に別の発明に係わるレ
ーザ用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコン
バータ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された
環流ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部
の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、こ
のインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電
体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタ
ンスを有したトランス、このトランスの出力側に設けら
れた電流検出手段、上記誘電体電極間に発生する放電電
流の値を設定する電流設定手段、この電流設定手段で設
定した電流設定値と上記電流検出手段で検出した電流検
出値が一致するように上記インバータ部の出力電圧のパ
ルス幅を制御するパルス幅制御手段、上記電流設定手段
で設定した電流設定値と上記電流検出手段で検出した電
流検出値が一致するように上記インバータ部のスイッチ
ング周波数を直列共振回路の共振周波数以上の範囲で制
御する周波数制御手段、上記放電電流が所定の値以下に
なると放電電流の制御を上記周波数制御手段から上記パ
ルス幅制御手段に切り替える切り替え手段を備えたの
で、共振曲線に沿って変化するスイッチング周波数の最
大値を上限周波数まで上げることができ、ターンオン損
失を生じない放電電流の範囲が最も広くなる結果、最も
スイッチング損失を低減し、高効率で低ノイズなレーザ
用電源装置を得ることができる。

【００４１】また、この発明の更に別の発明に係わるレ
ーザ用電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコン
バータ部、スイッチング素子及びこれに並列接続された
環流ダイオードを対として構成され、上記コンバータ部
の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部、こ
のインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘電
体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダクタ
ンスを有したトランス、このトランスの出力側に設けら
れた電流検出手段、上記誘電体電極間に発生する放電電
流の値を設定する電流設定手段、この電流設定手段で設
定した電流設定値と上記電流検出手段で検出した電流検
出値が一致するように上記インバータ部の出力電圧のパ
ルス幅を制御するパルス幅制御手段、上記インバータ部
の出力側に上記高周波トランスのインダクタンスと直列
に接続された飽和リアクトルを備えたので、ターンオン
損失を生じない誘導性動作範囲を低電流域まで広げるこ
とができ、低電流域においてもスイッチング損失を低減
し、高効率で低ノイズなレーザ用電源装置を得ることが
できる。

【００４２】また、この発明の更に別の発明に係わるレ
ーザ用電源装置は、上記のような発明の構成におけるイ
ンバータ部が、スイッチング素子と、これに並列に接続
されたスナバコンデンサとを備えるようにしたので、タ
ーンオフ損失も有効に低減でき、もって全体としてのス
イッチング損失を低減し、高効率で低ノイズなレーザ用
電源装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１を示す回路構成図であ
る。

【図２】この発明の実施の形態１のインバータ部を示す
回路構成図である。

【図３】この発明の実施の形態１のパルス幅制御手段及
び周波数指令手段を示す回路構成図である。

【図４】この発明の実施の形態１のターンオフ損失の低
減効果を示す説明図である。

【図５】この発明の実施の形態１の電流設定値ids とス
イッチング周波数fsの特性図である。

【図６】この発明の実施の形態１のインバータ部の出力
電圧と出力電流を示す図である。

【図７】この発明の実施の形態１のスナバコンデンサに
よるターンオフ損失の低減効果を示した図である。

【図８】この発明の実施の形態２を示す回路構成図であ
る。

【図９】この発明の実施の形態３を示す回路構成図であ
る。

【図１０】この発明の実施の形態３の周波数制御手段及
びパルス幅指令手段を示す回路構成図である。

【図１１】この発明の実施の形態３の電流設定値ids と
パルス幅信号Tw の特性図である。

【図１２】この発明の実施の形態３の放電電流idとスイ
ッチング周波数fsの特性図である。

【図１３】この発明の実施の形態５を示す回路構成図で
ある。

【図１４】この発明の実施の形態５の周波数制御手段、
パルス幅制御手段及び切換手段を示す回路構成図であ
る。

【図１５】この発明の実施の形態５の放電電流idとスイ
ッチング周波数fsの特性図である。

【図１６】この発明の実施の形態７を示す回路構成図で
ある。

【図１７】この発明の飽和リアクトルの電流と磁束の関
係を示す図である。

【図１８】従来のレーザ用電源装置を示す回路構成図で
ある。

【図１９】従来のレーザ用電源装置のインバータ部を示
す回路構成図である。

【図２０】従来のレーザ用電源装置のパルス幅制御手段
を示す回路構成図である。

【図２１】従来のレーザ用電源装置のインバータ部の出
力電圧と出力電流を示す図である。

【図２２】従来のレーザ用電源装置のタイムチャートを
示す図である。

【図２３】従来のレーザ用電源装置の誘電体電極の静電
容量Ｃと放電電流ｉｄの関係を示す図である。

【符号の説明】

１ 商用電源 ２ コンバータ部 ３ インバータ部 ４ 高周波トランス ５ 誘電体電極 ７ 電流検出手段 ８ 電流設定手段 ９ パルス幅制御手段 １０ 周波数指令手段 １１ スイッチング素子 １３ スナバコンデンサ ２０ 周波数制御手段 ２１ パルス幅指令回路 ２３ 切換手段 ２７ 飽和リアクトル

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ
   部、 スイッチング素子及びこれに並列接続された環流ダイオ
   ードを対として構成され、上記コンバータ部の直流出力
   電圧を交流電圧に変換するインバータ部、 このインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘
   電体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダク
   タンスを有したトランス、 上記インバータ部の出力電流の立ち上がりが上記インバ
   −タ部の出力電圧の立ち上がりより遅れるように上記イ
   ンバ−タ部を制御するインバ−タ制御手段、を備えたこ
   とを特徴とするレーザ用電源装置。
2. 【請求項２】交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ
   部、 スイッチング素子及びこれに並列接続された環流ダイオ
   ードを対として構成され、上記コンバータ部の直流出力
   電圧を交流電圧に変換するインバータ部、 このインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘
   電体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダク
   タンスを有したトランス、 このトランスの出力側に設けられた電流検出手段、 上記誘電体電極間に発生する放電電流の値を設定する電
   流設定手段、 この電流設定手段で設定した電流設定値と上記電流検出
   手段で検出した電流検出値が一致するように上記インバ
   ータ部の出力電圧のパルス幅を制御するパルス幅制御手
   段、 上記インバータ部の出力電流の立ち上がりが上記インバ
   −タ部の出力電圧の立ち上がりより遅れるように上記放
   電電流の減少に応じて上記インバ−タ部のスイッチング
   周波数を増加させる周波数指令手段、を備えたことを特
   徴とするレーザ用電源装置。
3. 【請求項３】交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ
   部、 スイッチング素子及びこれに並列接続された環流ダイオ
   ードを対として構成され、上記コンバータ部の直流出力
   電圧を交流電圧に変換するインバータ部、 このインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘
   電体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダク
   タンスを有したトランス、 このトランスの出力側に設けられた電流検出手段、 上記誘電体電極間に発生する放電電流の値を設定する電
   流設定手段、 この上記電流設定手段で設定した電流設定値と上記電流
   検出手段で検出した電流検出値が一致するように上記イ
   ンバータ部のスイッチング周波数を直列共振回路の共振
   周波数以上の範囲で制御する周波数制御手段、 上記誘電体電極間に発生する放電電流が所定の値以下に
   なると放電電流の減少に従いインバ−タ部の出力電圧の
   パルス幅を減少させるパルス幅制御手段、を備えたこと
   を特徴とするレーザ用電源装置。
4. 【請求項４】交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ
   部、 スイッチング素子及びこれに並列接続された環流ダイオ
   ードを対として構成され、上記コンバータ部の直流出力
   電圧を交流電圧に変換するインバータ部、 このインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘
   電体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダク
   タンスを有したトランス、 このトランスの出力側に設けられた電流検出手段、 上記誘電体電極間に発生する放電電流の値を設定する電
   流設定手段、 この電流設定手段で設定した電流設定値と上記電流検出
   手段で検出した電流検出値が一致するように上記インバ
   ータ部の出力電圧のパルス幅を制御するパルス幅制御手
   段、 上記電流設定手段で設定した電流設定値と上記電流検出
   手段で検出した電流検出値が一致するように上記インバ
   ータ部のスイッチング周波数を直列共振回路の共振周波
   数以上の範囲で制御する周波数制御手段、 上記放電電流が所定の値以下になると放電電流の制御を
   上記周波数制御手段から上記パルス幅制御手段に切り替
   える切り替え手段、を備えたことを特徴とするレーザ用
   電源装置。
5. 【請求項５】交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ
   部、 スイッチング素子及びこれに並列接続された環流ダイオ
   ードを対として構成され、上記コンバータ部の直流出力
   電圧を交流電圧に変換するインバータ部、 このインバータ部の出力側に接続されレーザ発振器の誘
   電体電極の静電容量と直列共振回路を構成するインダク
   タンスを有したトランス、 このトランスの出力側に設けられた電流検出手段、 上記誘電体電極間に発生する放電電流の値を設定する電
   流設定手段、 この電流設定手段で設定した電流設定値と上記電流検出
   手段で検出した電流検出値が一致するように上記インバ
   ータ部の出力電圧のパルス幅を制御するパルス幅制御手
   段、 上記インバータ部の出力側に上記高周波トランスのイン
   ダクタンスと直列に接続された飽和リアクトル、を備え
   たことを特徴とするレーザ用電源装置。
6. 【請求項６】周波数指令手段は、周波数が所定の範囲内
   にあるように制御する上限下限リミッター回路を有する
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項５記載のレーザ用
   電源装置。
7. 【請求項７】インバータ部は、 スイッチング素子と、 これに並列に接続されたスナバコンデンサと、を備えた
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項６記載のレーザ用
   電源装置。