JPH0884166A

JPH0884166A - 自動周波数制御回路

Info

Publication number: JPH0884166A
Application number: JP6217197A
Authority: JP
Inventors: Koichi Tsutsui; 浩一筒井
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1994-09-12
Filing date: 1994-09-12
Publication date: 1996-03-26

Abstract

(57)【要約】【目的】自動周波数制御回路の引き込み精度向上、誤
引き込み防止を行う。【構成】準同期型復調器の自動周波数制御回路に、直
交変換器１の出力が変換されたディジタル信号を入力
し、周波数弁別を行ってこの結果の平滑化を行うが、周
波数分析の精度が比較的高く、周波数分析速度が比較的
遅い微調用の第１のディジタル型周波数弁別器１０と、
直交変換器１の出力が変換されたディジタル信号を入力
し、周波数弁別を行ってこの結果の平滑化を行うが、周
波数分析の精度が比較的低く、周波数分析速度が比較的
速い粗調用の第２のディジタル型周波数弁別器１１と、
直交変換器１の出力が変換されたディジタル信号を入力
し、同期シンボルを検出しこの検出から周波数の引き込
み状態を検出し、スイッチ９を切り換える判断を行う引
き込み状態検出部１２とを設ける

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は複数副搬送波信号を用い
た受信装置の自動周波数制御回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】陸上移動通信において、周波数の有効利
用を図るため多値ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature A
mplitude Modulation）方式が提案されている。この陸
上移動通信用ＱＡＭにおいては、受信機側で搬送波再生
を行わず、受信機側で独立に動作する局部信号発振器を
基に検波を行う準同期復調が一般的である。この準同期
復調において、送信機側及び受信機側にある局部発振器
相互間には周波数オフセットが存在し、このオフセット
を除去するために、以下の如く、ＡＦＣ（Automatic Fr
equency Controller）が使用されている。

【０００３】図２７は従来の自動周波数制御回路であっ
てアナログ型周波数弁別器及びディジタル型周波数弁別
器を兼用するものの例を示す図である。なお、図面全体
を通して用いられる同一の参照符号又は記号が付された
ものは相互に同一の構成要素である。本図に示すよう
に、自動周波数制御回路は、受信信号の周波数に対する
局部発振周波数の引き込みを行うもので、受信信号の周
波数に対する局部発振周波数の周波数偏差をもつ入力信
号をＩ軸信号とＱ軸信号とに分離する直交変換を行う直
交変換器１を具備する。直交変換器１には可変周波数発
振器２が接続され、直接基底帯域に変換し、又は一旦中
間周波数に変換された後、基底帯域に変換する。さらに
可変周波数発振器２に接続されるループフィルタ３は一
定の次定数を有する低域通過フィルタで構成され直流成
分を抽出する。前記直交変換器１にアナログ型周波数弁
別器４が設けられる。さらに前記直交変換器１に直交変
化出力をサンプリングするＡ／Ｄ変換器５（Analog to
Digital Converter)及びディジタル型周波数弁別器６が
設けられる。また前記直交変換器１に設けられる引き込
み状態検出器７は、例えばＭ１６ＱＡＭにおいて既知信
号を同期シンボルと呼ばれ転送単位であるスロットの先
頭に付加されているが、この同期シンボルを検出して、
引き込み状態を検出する。ディジタル型周波数弁別器６
の出力にはＤ／Ａ変換器８(Digital to Analog Convert
er) が設けられる。アナログ型周波数弁別器４及びＤ／
Ａ変換器８の出力を択一的にループフィルタ３の入力に
接続させるスイッチ９は、引き込み状態検出器７により
切り換えられ、アナログ型周波数弁別器４の出力をホー
ルドすることで実現される。アナログ型周波数弁別器４
及びディジタル型弁別器６では、中心周波数が弁別器の
Ｓ字特性の中央からどちらかにずれることによってその
出力の極性が正負に変化する。このように、アナログ型
周波数弁別器４及びディジタル型周波数弁別器６を使い
分けるのは、アナログ型周波数弁別器４は引き込みが速
いが精度が悪く、ディジタル型周波数弁別器６は引き込
みが遅いが精度が良いので、最初にアナログ型周波数弁
別器４により粗調整の引き込みを行わせ、ある程度引き
込んだらディジタル型周波数弁別器６により微調整の引
き込みを行わせるためである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、アナログ型
周波数弁別器４に使用する共振回路は、一般的に通常の
使用温度範囲（例えば−２０°〜６０°）で±数１００
ｐｐｍの温度特性を持っている。例えば、比較的低い中
間周波数である２０ＭＨｚで弁別処理する場合に共振回
路が±３００ｐｐｍの温度特性を持っているとすると、
雑音のない状態でも最大６ｋＨｚもの偏差が生じること
になり、１０数ｋＨｚ程度の帯域を持つ移動体通信には
実用範囲外となる。そこで、４５５ｋＨｚと非常に低い
中間周波数を使用した場合、共振回路が±３００ｐｐｍ
の温度特性を持っているとすると最大偏差は１４０Ｈｚ
程度になるが、通常帯域フィルタを通過させた後、弁別
回路に入力されることが多く、４５５ｋＨｚ帯で一般的
に用いられている帯域フィルタの通常の使用温度範囲に
おける中心周波数の偏差は±１ｋＨｚ以上あり、この影
響を受けて弁別周波数の最大偏差は５００Ｈｚ以上にな
る。しかしながら、この値は、比較的狭帯域の移動体通
信では、この最大偏差を２００〜３００Ｈｚにし、ディ
ジタル型周波数弁別器の精度を±１００を達成したいの
で、周波数の粗調整には十分な値とは言えないという問
題がある。さらに、ディジタル処理部分とは別の装置が
必要なため、装置の大型化、高価格化を招くことは免れ
ない。

【０００５】次に、引き込み状態検出器７において、同
期シンボルの周波数偏差が大きくても検出されてしま
い、これにより誤引き込みが生じ、誤引き込みを避ける
ために同期シンボルの閾値を小さくすると検出特性が劣
化するという問題がある。ここに、同期シンボルとは、
受信同期を取得するための既知信号であり、転送単位で
あるスロットの先頭に付加されている。

【０００６】したがって、本発明は、上記問題に鑑み、
粗調整時の引き込み精度を向上でき、かつ誤引き込みが
防止できる自動周波数制御回路を提供することを目的と
する。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、次の構成を有する自動周波数制御回路
を提供する。すなわち、準同期型復調器の自動周波数制
御回路に、複数の副搬送波の合成信号である入力信号の
周波数成分の中心を０Ｈｚとする基底帯域に直交変換す
る直交変換器と、制御信号で周波数を制御し前記直交変
換器に発振出力を供給する可変周波数発振器とが設けら
れる。第１のディジタル型周波数弁別器は前記直交変換
器の出力が変換されたディジタル信号を入力し、周波数
弁別を行ってこの結果の平滑化を行うが、周波数分析の
精度が比較的高く、周波数分析速度が比較的遅く微調用
として使用される。第２のディジタル型周波数弁別器は
前記直交変換器の出力が変換されたディジタル信号を入
力し、周波数弁別を行ってこの結果の平滑化を行うが、
周波数分析の精度が比較的低く、周波数分析速度が比較
的速い粗調用として使用される。スイッチは前記第１の
ディジタル型周波数弁別器及び第２のディジタル型周波
数弁別器を切り換え、その出力信号をアナログ信号に変
換し前記可変周波数発振器の制御信号とする。引き込み
状態検出部は、前記直交変換器の出力が変換されたディ
ジタル信号を入力し、同期シンボルを検出しこの検出か
ら周波数の引き込み状態を検出し、この状態からスイッ
チを切り換える判断を行う。

【０００８】前記第１のディジタル型周波数弁別器は、
振幅が一定な既知シンボルのみを使用して周波数偏差の
周波数弁別を行う。前記第１のディジタル型周波数弁別
器は、各副搬送波における既知シンボルの信号点配置、
スロット内の配置を基に周波数偏差の周波数弁別を行
う。前記第２のディジタル型周波数弁別器は、基底帯域
に変換された各副搬送波の中心付近を０Ｈｚとして各搬
送波で伝送される情報の帯域幅とほぼ等しい帯域を抽出
する複数の副搬送波分離部と、前記複数の副搬送波分離
部の各出力を０Ｈｚを中心として周波数弁別する周波数
弁別部と、前記周波数弁別部の出力を択一に選択するス
イッチとを備えてもよい。

【０００９】前記第２のディジタル型周波数弁別器は、
基底帯域に変換された信号の周波数成分の上端付近と下
端付近とで、入力信号の帯域幅よりも狭い２つの帯域
を、それぞれの中心が０Ｈｚとなるように、抽出する２
つのスペクトル分離部と、各スペクトル分離部の出力の
それぞれを０Ｈｚを中心として周波数弁別する２つの周
波数弁別部と、前記周波数弁別部の２つの出力を択一に
選択するスイッチとを備えてもよい。

【００１０】前記引き込み状態検出部は同期シンボルを
検出してから一定時間経過した場合に可変周波数発振器
の制御信号が第２のディジタル型周波数弁別器から第１
のディジタル型周波数弁別器の出力になるようにスイッ
チを切り換えてもよい。前記引き込み状態検出部は同期
シンボルを一定回数検出した場合に可変周波数発振器の
制御信号が第２のディジタル型周波数弁別器から第１の
ディジタル型周波数弁別器の出力になるようにスイッチ
を切り換えてもよい。

【００１１】前記引き込み状態検出部は同期シンボルを
検出し、かつ、２以上の同期シンボル間のベクトル回転
の絶対値が一定値以下の場合に、可変周波数発振器の制
御信号が第２のディジタル型周波数弁別器から第１のデ
ィジタル型周波数弁別器の出力になるようにスイッチを
切り換えてもよい。前記直交変換器は一旦中間周波数に
変換後に基底帯域に変換するようにしてもよい。

【００１２】

【作用】本発明の自動周波数制御回路によれば、第２の
ディジタル型周波数弁別器が粗調用として、周波数弁別
精度かつ速度が向上できる。第２のディジタル型周波数
弁別器として特別な装置が必要とされてないので、従来
と比較して小型化、低価格を達成できる。

【００１３】前記第１のディジタル型周波数弁別器は、
振幅が一定な既知シンボルのみを使用して周波数偏差の
周波数弁別を行うことにより、精度向上の弊害となって
いた変調信号を除去でき、周波数偏差に応じた情報のみ
で容易に処理できるようになった。前記第１のディジタ
ル型周波数弁別器は、各副搬送波における既知シンボル
の信号点配置、スロット内の配置を基に周波数偏差の周
波数弁別を行うことにより、周波数偏差の周波数弁別の
処理がさらに容易となる。

【００１４】前記第２のディジタル型周波数弁別器で
は、基底帯域に変換された各副搬送波の中心付近を０Ｈ
ｚとして各搬送波で伝送される情報の帯域幅とほぼ等し
い帯域が抽出され、前記複数の副搬送波分離部の各出力
を０Ｈｚを中心として周波数弁別され、前記周波数弁別
部の出力が択一に選択されることにより、引き込みの高
速化が図れる。

【００１５】前記第２のディジタル型周波数弁別器で
は、基底帯域に変換された信号の周波数成分の上端付近
と下端付近とで、入力信号の帯域幅よりも狭い２つの帯
域が、それぞれの中心が０Ｈｚとなるように、抽出さ
れ、各スペクトル分離部の出力のそれぞれが０Ｈｚを中
心として周波数弁別され、前記周波数弁別部の２つの出
力が択一に選択されることにより、引き込みを高速化が
図れる。

【００１６】前記引き込み状態検出部は同期シンボルを
検出してから一定時間経過した場合に、同期シンボルを
一定回数検出した場合に、さらに同期シンボルを検出
し、かつ、２以上の同期シンボル間のベクトル回転の絶
対値が一定値以下の場合に、可変周波数発振器の制御信
号が第２のディジタル型周波数弁別器から第１のディジ
タル型周波数弁別器の出力になるように切り換えること
により、同期検出の劣化を防止すると共に、誤引き込み
が少なくなる。

【００１７】

【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例に係る自動周波数制御
回路を示す図である。本図に示すように、まず、ディジ
タル型周波数弁別器（微調）１０は図２７のディジタル
周波数弁別器６に相当するもので、ループフィルタを内
蔵するものである。これと共に、図２７の構成と異なる
構成、すなわちディジタル型周波数弁別器（粗調）１
１、引き込み状態検出部１２について説明する。なお、
ディジタル型周波数弁別器（微調）１０、ディジタル型
周波数弁別器（粗調）１１、引き込み状態検出部１２は
ＤＳＰ（Digital Signal Processor) で構成され、ディ
ジタル型周波数弁別器（粗調）１１として別段の装置を
必要とせず小型化、低価格化が可能になる。

【００１８】なお、ここで、直交変換器１への入力信号
について説明する。図２は４つの搬送波を使った変調信
号の例としてＭ１６ＱＡＭのスペクトル配置を示す図で
ある。本図に示すように、副搬送波１は−６．７５ｋＨ
ｚ、副搬送波２は−２．２５ｋＨｚ、副搬送波３は＋
２．２５ｋＨｚ、副搬送波２は＋６．７５ｋＨｚの周波
数配置を有する。

【００１９】図３は各副搬送波のシンボル信号の配置を
示す図である。本図に示すように、各副搬送波は、同期
シンボル、パイロットシンボル、データシンボルを有
し、シンボルレートは４ｋＨｚである。ここに、同期シ
ンボル、パイロットシンボルは、位相が異なるが振幅が
同一になるようしてある。図４は図１のディジタル型周
波数弁別器（微調）１０を示す図である。本図に示すよ
うに、ディジタル型周波数弁別器（微調）１０は、同期
がとれていることを前提として、図３に示す同期シンボ
ル２及びパイロットシンボルについてのみ周波数の弁別
処理を行い、データシンボルを処理しない。このよう
に、微調を行う追従時には、変調成分もフェージングの
一種と考えれば、これを除去することになるので追従特
性のばらつきを防止することが可能になる。また、同期
シンボル、パイロットシンボル毎に演算処理を行えばよ
いので、処理量が削減できる。

【００２０】次に、構成ではディジタル型周波数弁別器
（微調）１０は、副搬送波１及び４又は副搬送波２及び
３を分離する２つの副搬送波分離部１０１を有する。図
５は図４の副搬送波分離部１０１を示す図である。本図
に示すように、副搬送波分離部１０１は乗算部５０１と
副搬送波局部発振部５０２とからなり、副搬送波の周波
数中心が０Ｈｚになるように入力信号を変換する。

【００２１】次に、副搬送波分離部１０１の後段に接続
される２つの低域通過フィルタ１０２は変換後の高域周
波数成分を除去する。図６は図４のシンボル逆回転部１
０３を示す図である。本図に示すように、２つのシンボ
ル逆回転部１０３は、それぞれ、乗算部５０３と、既知
シンボル逆回転ベクトル発生部５０４とを有する。

【００２２】図７は図６のシンボル逆回転部１０３の動
作を説明する図である。本図（ａ）に示すように、各副
搬送波１及び４の同期シンボル２の位相は−１１２．５
°、＋１１２．５°であり、本図（ｂ）に示すように、
各副搬送波１及び４のパイロットシンボルの位相は−２
２．５°、＋２２．５°である。シンボル逆回転部１０
３は、各副搬送波１及び４の同期シンボル２を逆方向に
回転させ、Ｑ軸に一致させる。同様に、本図（ｃ）に示
すように、各副搬送波２及び３の同期シンボル２の位相
は−１５７．５°、＋１５７．５°であり、本図（ｄ）
に示すように、各副搬送波２及び３のパイロットシンボ
ルの位相は−１１２．５°、＋１１２．５°である。シ
ンボル逆回転部１０３は、各副搬送波２及び３の同期シ
ンボル２を逆方向に回転させ、Ｑ軸に一致させる。

【００２３】次に、ディジタル型周波数弁別器（微調）
１０は、２つのシンボル逆回転部の１０３の出力を加算
する加算部１０４を有する。同期シンボル２、パイロッ
トシンボルに位相誤差がなければ、加算部１０４の出力
は、零である。図８は図４の加算図１０４の出力を説明
する図である。図７（ａ）の副搬送波１及び４の周波数
偏差Δｆとすると、同期シンボル２の位相誤差が２πΔ
ｆとなり、本図に示す加算部１０４の出力は、ベクトル
ＯＡとなる。

【００２４】次に、ディジタル型周波数弁別器（微調）
１０は、加算部１０４に接続されかつ直接クロスプロダ
クト方式の周波数弁別部１０５を有し、位相誤差２πΔ
ｆを弁別する。周波数弁別部１０５の構成は、１クロッ
クτ分だけ遅延させるための２つの遅延部５０５、５０
６、これら１クロック分だけ遅延されたＩ軸信号又はＱ
軸信号と、遅延されないＱ軸信号又はＩ軸信号とをそれ
ぞれ掛け合わせる２つの乗算部５０７、５０８と、２つ
の乗算部５０７、５０８の出力差を計算する減算部５０
８と、該減算部５０８の出力の極性を判定する極性判定
部５０９とからなる。

【００２５】次のディジタル型周波数弁別器（微調）１
０は、各周波数弁別部１０５の出力に接続されるループ
フィルタ３を構成するランダムウォークフィルタ１０６
及びアップダウンカウンタ１０７を有する。ランダムウ
ォークフィルタ１０６は、内部レジスタを有し、この内
部レジスタが初期状態では「０」であり、クロック信号
毎に＋信号が入力されれば、「＋１」だけ前記内部レジ
スタをカウントアップし、−（マイナス）信号が入力さ
れれば、クロック信号毎に「−１」だけ前記内部レジス
タをカウントダウンする。そして、ランダムウォークフ
ィルタ１０６はさらに閾値±ＴＨを有し、前記内部レジ
スタのカウント値Ｃが−ＴＨを下回る場合にはＤＯＷＮ
信号（「−１」）を出力し、内部レジスタがクリアされ
る。カウント値ＣがＴＨを上回る場合にはＵＰ信号
（「＋１」）を出力し、内部レジスタがクリアされる。
このようにして、周波数の極性信号が平滑化される。ラ
ンダムウォークフィルタに接続されるアップダウンカウ
ンタ１０７は、ＵＰ信号の入力毎にプラス方向に「＋
１」だけカウントアップし、ＤＯＷＮ信号の入力毎にマ
イナス方向に「−１」だけカウントダウンし、所定の初
期値からランダムウォークフィルタ１０６の出力に従っ
てカウント値が大小に変化する。アップダウンカウンタ
１０７に接続されるＤ／Ａ変換器８はアップダウンカウ
ンタ１０７のカウントのディジタル値をアナログ電圧に
変換し、変換アナログ電圧を基に可変周波数発振器２の
周波数を制御する。ここでは前記変換アナログ電圧が高
くなければ周波数が低く、前記変換アナログ電圧が低く
なれば、周波数が高くなるよう制御され、負帰還ループ
が形成される。

【００２６】図１０は図４のディジタル型周波数型弁別
器（微調）１０の引き込み特性を示すグラフである。本
図に示すように、フェージング、雑音共悪条件でも確実
に引き込み、追従性も優れていることが明らかである。
図１１は図４のディジタル型周波数弁別器（微調）１０
の別の例を示す図である。本図に示すように、副搬送波
１及び４又は副搬送波２及び３が交互に切換られて、４
シンボル毎に演算処理を行うことになるが、回転量が±
１８０°まで検出できるので、±４ｋＨｚ／４／２＝±
５００Ｈｚまで引き込むことが可能となり、従来よりも
精度が向上できる。

【００２７】図１２は図１のディジタル型周波数弁別器
（粗調）１１を示す図である。本図に示すように、ディ
ジタル型周波数弁別器（微調）１０は、副搬送波１、
２、３及び４を分離する４つの副搬送波分離部２０１
と、副搬送波分離部２０１の後段に接続されかつ変換後
の高域周波数成分を除去する４つの低域通過フィルタ２
０２と、低域通過フィルタ２０２に接続されかつ直接ク
ロスプロダクト方式の周波数弁別部２０３と、４つの周
波数弁別部２０４の出力を選択するスイッチ２０４と、
スイッチ２０４の後段に接続されるループフィルタ３を
構成するランダムウォークフィルタ２０６及びアップダ
ウンカウンタ２０７とを有する。ここに、副搬送波分離
部２０１、周波数弁別部２０３等の構成は図４に示す副
搬送波１０１、周波数弁別部１０５のものと同一であ
る。

【００２８】図１３は図１２の周波数関係を示す図であ
る。本図を用いて、周波数弁別部２０３の出力の極性を
ループフィルタ３に出力する例の動作を説明する。図１
３（ａ）は、変調信号のみのスペクトルを示し、図１３
（ｂ）の、、、は、各副搬送波の帯域特性を示
す。図１３（ｃ）は、各副搬送波分離後の入力信号のス
ペクトルを示す。各周波数弁別部２０３の出力は、図１
３（ｃ）の４つの斜線部分の面積に相当する。これに対
して雑音成分は、図１３（ｂ）の、、、である
から、周波数弁別部２０３の雑音の比に対応する値は１
／３より図中のａ，ｂ，ｃの分だけ小さい値となり、従
来の１／１５に比べて大きくなる。このため、引き込み
時間が高速化される。雑音のない場合でも、斜線部分は
４倍弱となるので、高速化が図れる。

【００２９】また、隣接チャンネルの強力な信号による
誤引き込みに対して強くなる。なお、図１２の副搬送波
分離部２０１は、Ｍ１６ＱＡＭでは信号の復調そのもの
（図示していない）にも必要であるので、これと共用で
きる。また、周波数弁別部２０３、スイッチ２０４、ル
ープフィルタ３等はプロセッサの演算で実現すれば、復
調部の処理量に対して本自動周波数制御回路の演算量の
増加はわずかである。

【００３０】図１２の変形例として、スイッチ２０４と
ループフィルタ３との順序を入替えることが可能であ
る。以上、複数の副搬送波の自動周波数制御回路の引き
込み高速化を説明したが、これを単一搬送波変調方式に
応用した場合に、帯域内のスペクトルの落ちは平滑化し
た場合ないものと考えられるが、雑音帯域の減少は、以
下のように、利用可能となる。

【００３１】図１４は図１２の別の変形を示す図であ
る。本図において、図１２の構成と異なるのは、スペク
トル分離部３０１である。このスペクトル分離部３０１
は、直交変換器１により基底帯域に変換された信号の周
波数成分の上端付近と下端付近とで、入力信号の帯域幅
よりも狭い２つの帯域を、それぞれの中心が０Ｈｚとな
るように、抽出する。各スペクトル分離部３０１の後段
の２つの周波数弁別器３０２はそれぞれの０Ｈｚを中心
として周波数弁別する。スイッチ３０３は、図１２と同
様に、２つの周波数弁別器２０２の出力を択一的選択、
順次切り換え、さらには加算する。

【００３２】図１５は図１４の周波数関係を示す図であ
る。本図に示すように、これまでの説明と同様に、周波
数弁別器３０２の出力と雑音の比に対応する値は、従来
方式では２／１５（≒０．１３）であるのに対して、１
／６（≒０．１７）であり、雑音が多い場合の引き込み
時間の改良が可能なことが示される。なお、雑音の少な
い場合には、本実施例だけでは逆効果であるが、従来技
術との組み合わせによって、全Ｃ／Ｎレンジでの引き込
みの高速化が可能となる。

【００３３】以下に計算機によるシミュレーション例を
用いて、構成、効果の詳細な説明を行う。シミュレーシ
ョンは、４つの副搬送波の例としてＭ１６ＱＡＭを用い
た。シミュレーションの主要パラメータは下記の表１に
示す。

【００３４】

【表１】

【００３５】次に、シミュレーションの結果を説明す
る。図１６は図２７の従来のアナログ型周波数弁別器４
の場合の引き込み特性を示すグラフである。本図に示す
ように、従来のアナログ型周波数弁別器４ではローカル
周波数の偏差が大きく、目標とする偏差（概略±１００
Ｈｚ）以内に収めることが困難である。

【００３６】図１７は本発明の実施例により副搬送波分
離信号で自動周波数制御を演算した場合の引き込み特性
を示すグラフである。本図（ａ）は、副搬送波１分離だ
けを使った場合の引き込み特性を示す。この場合、概略
±１００Ｈｚの範囲に到達するまでは０．８０秒を必要
とする。本図（ｂ）は、副搬送波２分離だけを使った場
合の引き込み特性を示す。この場合、概略±１００Ｈｚ
の範囲に到達するまでは０．６８秒を必要とする。本図
（ｃ）は、副搬送波３分離だけを使った場合の引き込み
特性を示す。この場合、概略±１００Ｈｚの範囲に到達
するまでは０．８３秒を必要とする。本図（ｄ）は、副
搬送波４分離だけを使った場合の引き込み特性を示す。
この場合、概略±１００Ｈｚの範囲に到達するまでは
０．４１秒を必要とする。したがって、どの副搬送波を
使用しても、従来よりも引き込みが早くなっているの
で、択一的に選択してもよい。さらに、順次切り換えて
もよい。この場合にはさらに演算量が相対的に少なくな
るという効果がある。なお、本図（ｄ）が引き込み時間
が最短となるのは以下の理由による。

【００３７】図２７は入力信号とベースバンド信号の周
波数関係を示す図である。本図に示すように、ローカル
周波数が入力信号により、上にずれているので、片側の
スペクトルが削られるためである。副搬送波分離１〜３
の帯域には副搬送分離２〜４の入力信号スペクトルの入
力信号スペクトルの一部がずれこんでくる。したがっ
て、副搬送波４分離を使えば引き込みを早くできる。

【００３８】しかし、これはローカル周波数が上側に偏
っている場合であり、実際にはどちらに偏るかはわから
ない。そこで、１つのサンプルで、ループフィルタ３へ
のサンプル間の回転方向出力を副搬送波１分離と副搬送
波４分離と組み合わせて加算することにより、上下のロ
ーカル周波数偏差を早く引き込みことが、以下の如く、
可能になる。

【００３９】図１９は副搬送波１分離信号と副搬送波４
分離信号と組み合わせて切り換えた場合の引き込み特性
を示す図である。本図に示すように、概略±１００Ｈｚ
の範囲に到達するまでは０．２９秒を必要とする。図１
７（ｄ）によりも若干引き込みが早くなる。なお、副搬
送波１分離と副搬送波４分離とを順次切り換えることも
可能である。この場合は、上記よりも引き込み時間が若
干大きくなるが演算量が相対的に少なくなる。

【００４０】図２０は副搬送波１分離信号、副搬送波２
分離信号、副搬送波３分離信号、副搬送波４分離信号を
組み合わせて切り換えた場合の引き込み特性を示すグラ
フである。本図に示すように、概略±１００Ｈｚの範囲
に到達するまでは０．１８秒を必要とする。図１７
（ｄ）によりも若干引き込みが早くなる。但し演算量は
図２７の場合より相対的に大きくなるが、引き込み短縮
割合が小さい。

【００４１】図１４の変形のシミュレーションは省略す
るが、同様にして、この効果を説明することができる。
図２１は図１の引き込み状態検出部１２を説明する図で
ある。本図に示すように、回転複素ベクトル計算部８０
では、ＥＸＰ（ｊω_s・ｎ・Ｔ_M）が計算される。ここ
に、ＥＸＰ（ｘ）は自然対数の低ｅのｘ乗、ｊは虚数単
位を意味し、 ω_s：各サブキャリアの基底となる角周波数、ｎ：変数、Ｔ_M：サンプリング周期（Ｔ_M＝Ｔ_S／Ｋ_S、Ｔ_S：シンボ
ルの転送間隔、Ｋ_S：定数）である。

【００４２】複素共役部８１では、回転複素ベクトル計
算部８０の複素共役、つまり、ＥＸＰ（−ｊω_s・ｎ・
Ｔ_M）が計算される。乗算手段８２では、Ａ／Ｄ変換器
５からのサンプリングデータと前記複素共役部８１の出
力との乗算が行われる。該乗算結果は、低域通過フィル
タ８４に入力される。該低域通過フィルタ８４において
は、ベースバンドフィルタ特性を有する信号処理が行わ
れる。

【００４３】乗算手段８６では、前記低域通過フィルタ
８４の出力と前記回転複素ベクトル計算部８０との乗算
が行われる。該乗算結果ｓ'₃（ｐ＋２ｋ）はサンプル選
択として記憶される。乗算手段８３では、ｓ（ｔ）を入
力するＡ／Ｄ変換器５からのサンプリングデータと前記
回転複素ベクトル計算部８０との乗算が行われる。該乗
算結果は、低域通過フィルタ８５に入力される。該低域
通過フィルタ８５ではベースバンドフィルタ特性を有す
る信号処理が行われる。

【００４４】乗算手段８７では、前記低域通過フィルタ
８５の出力と前記複素共役部８１との乗算が行われる。
該乗算結果ｓ'₂（ｐ＋２ｋ）はサンプル選択として記憶
される。回転複素ベクトル計算部９０では、ＥＸＰ（３
ｊω_s・ｎ・Ｔ_M）が計算される。

【００４５】複素共役部９１では、回転複素ベクトル計
算部９０の複素共役部、つまり、ＥＸＰ（−３ｊω_s・
ｎ・Ｔ_M）が計算される。乗算手段９２では、前記Ａ／
Ｄ変換器５からのサンプリングデータと前記複素共役部
９１との乗算が行われる。該乗算結果は、低域通過フィ
ルタ９４に入力される。該低域通過フィルタ９４ではベ
ースバンドフィルタ特性を有する信号処理が行われる。

【００４６】乗算手段９６では、前記低域通過フィルタ
９４の出力と前記回転複素ベクトル９０との乗算が行わ
れる。該乗算結果ｓ'₄（ｐ＋２ｋ）はサンプル選択とし
て記憶される。乗算手段９３では、Ａ／Ｄ変換器５から
のサンプリングデータと前記回転複素ベクトル計算部９
０との乗算が行われる。該乗算結果は、低域通過フィル
タ９５に入力される。該低域通過フィルタ９５ではベー
スバンドフィルタ特性を有する信号処理が行われる。

【００４７】乗算手段９７では、前記低域通過フィルタ
９５の出力と前記複素共役９１との乗算が行われる。該
乗算結果ｓ'₁（ｐ＋２ｋ）はサンプル選択として記憶さ
れる。同様にして、該乗算結果ｓ'₃（ｐ＋ｋ）、ｓ'
₂（ｐ＋ｋ）、ｓ'₄（ｐ＋ｋ）、ｓ'₁（ｐ＋ｋ）、該乗
算結果ｓ'₃（ｐ）、ｓ'₂（ｐ）、ｓ'₄（ｐ）、ｓ'
₁（ｐ）を求めて記憶する。

【００４８】打ち消し回転演算部４０１では、上記各乗
算結果にそれぞれ角周波数打ち消し回転、位相打ち消し
回転を、以下のように、乗算して同期シンボルを求め記
憶する。なお、Ｍ１６ＱＡＭの通信規約では、各スロッ
トの先頭に３つの同期シンボルＦ1、Ｆ2、Ｆ3、が付加
され、同期シンボルＦ1のサブキャリア順の位相を
Ψ₁₁、Ψ₁₂、Ψ₁₃、Ψ₁₄、同期シンボルＦ₂、Ｆ₃のサブ
キャリア順の位相をΨ₂₁、Ψ ₂₂、Ψ₂₃、Ψ₂₄、Ψ₃₁、Ψ
₃₂、Ψ₃₃、Ψ₃₄とする。

【００４９】Ｆ33＝ｓ'₃（ｐ＋２ｋ）・ＥＸＰ（−２ｊ
ω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ（−Ψ₃₃）Ｆ32＝ｓ'₂（ｐ＋２ｋ）・ＥＸＰ（２ｊω_s・Ｔ_S）・Ｅ
ＸＰ（−Ψ₃₂）Ｆ34＝ｓ'₄（ｐ＋２ｋ）・ＥＸＰ（−６ｊω_s・Ｔ_S）・
ＥＸＰ（−Ψ₃₄）Ｆ31＝ｓ'₁（ｐ＋２ｋ）・ＥＸＰ（６ｊω_s・Ｔ_S）・Ｅ
ＸＰ（−Ψ₃₁）Ｆ23＝ｓ'₃（ｐ＋ｋ）・ＥＸＰ（−ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸ
Ｐ（−Ψ₂₃）Ｆ22＝ｓ'₂（ｐ＋ｋ）・ＥＸＰ（ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸＰ
（−Ψ₂₂）Ｆ24＝ｓ'₄（ｐ＋ｋ）・ＥＸＰ（−３ｊω_s・Ｔ_S）・Ｅ
ＸＰ（−Ψ₂₂）Ｆ21＝ｓ'₁（ｐ＋ｋ）・ＥＸＰ（３ｊω_s・Ｔ_S）・ＥＸ
Ｐ（−Ψ₂₂）Ｆ13＝ｓ'₃（ｐ）・ＥＸＰ（−Ψ₁₃）Ｆ12＝ｓ'₂（ｐ）・ＥＸＰ（−Ψ₁₂）Ｆ14＝ｓ'₄（ｐ）・ＥＸＰ（−Ψ₁₄）Ｆ11＝ｓ'₁（ｐ）・ＥＸＰ（−Ψ₁₁）直線等間隔性演算部４０２では、フェージング成分の複
素平面での直線等間隔を示すパラメータｅijを、以下の
ように、求める。

【００５０】Ｄ1²＝abs(Ｆ11)²＋abs(Ｆ12)²＋abs(Ｆ1
3)²＋abs(Ｆ14)² Ｄ2²＝abs(Ｆ21)²＋abs(Ｆ22)²＋abs(Ｆ23)²＋abs(Ｆ2
4)² Ｄ3²＝abs(Ｆ31)²＋abs(Ｆ32)²＋abs(Ｆ33)²＋abs(Ｆ3
4)² Δaa1＝Ｆ12−Ｆ11、 Δaa2＝Ｆ13−Ｆ12、 Δaa3＝Ｆ14−Ｆ13、 Δ²aa1＝Δaa2−Δaa1 Δ²aa2＝Δaa3−Δaa2 Δbb1＝Ｆ22−Ｆ21、 Δbb2＝Ｆ23−Ｆ22、 Δbb3＝Ｆ24−Ｆ23、 Δ²bb1＝Δbb2−Δbb1 Δ²bb2＝Δbb3−Δbb2 Δcc1＝Ｆ32−Ｆ31、 Δcc2＝Ｆ33−Ｆ32、 Δcc3＝Ｆ34−Ｆ33、 Δ²cc1＝Δcc2−Δcc1 Δ²cc2＝Δcc3−Δcc2 ｅ11²＝abs(Δ²aa1)²/Ｄ1² ｅ12²＝abs(Δ²aa2)²/Ｄ1² ｅ21²＝abs(Δ²bb1)²/Ｄ2² ｅ22²＝abs(Δ²bb2)²/Ｄ2² ｅ31²＝abs(Δ²cc1)²/Ｄ3² ｅ32²＝abs(Δ²cc2)²/Ｄ3² ここに、abs(Ａ)は、複素ベクトルＡの絶対値を意味す
る。各サブキャリア毎のフェージング成分が複素平面上
で正確に直線間隔にあるとすると上記パラメータｅij＝
０となり、直線等間隔関係からずれると上記パラメータ
ｅijは正値をとるようになる。

【００５１】レベル判定部４０３では、定数記憶部４０
４に記憶された定数α²と直線等間隔性演算部４０２に
より得られたパラメータｅ11²、ｅ12²、ｅ21²、ｅ22²、
ｅ31 ²、ｅ32²をそれぞれ比較し、パラメータ全てが定数
α²よりも小さければ、同期検出されたとの信号を出力
する。一つでも小さくものがあれば同期検出信号を出力
しない。このようにして同期シンボル検出の閾値αを小
さくすることにより、誤引き込みを小さくする必要があ
る。しかし、閾値αを小さくすることにより、以下の如
く、同期検出特性が劣化するというトレードオフ関係が
生じてしまう。

【００５２】図２２は同期検出特性を示すグラフであ
る。本図（ａ）はフェージング、雑音が無い状態の同期
検出特性を示す、本図（ｂ）はフェージング、雑音があ
る状態の同期検出特性を示す。本図を考慮すれば、検出
閾値α＝０．４〜０．５が適当と考えられるが、このα
では、周波数偏差が５００Ｈｚ以上であっても同期検出
されてしまう確立が高く、この同期検出方法をそのま
ま、ディジタル型周波数弁別器（微調）１０及びディジ
タル型周波数弁別器（粗調）１１の切換に使用するのは
危険である。

【００５３】そこで、レベル判定部４０３にタイマ４０
５を設け、最初に同期が検出されてから一定時間が経過
した場合に追随したと見なし、レベル判定部４０３から
同期検出信号を出力しスイッチ９を切り換える。タイマ
４０５の設定時間は、図１７、１９、２０の引き込み特
性を考慮して一定時間が設定される。図２３は図２１の
変形を示す図である。本図に示すように、レベル判定部
４０３にカウンタ４０６を設け、カウンタ４０６が一定
回数の同期検出で追随状態と見なしレベル判定部４０３
から同期検出信号を出力しスイッチ９を切り換える。こ
のカウンタ４０６によるのは、最初に同期検出してから
急激に状態が劣化することが考えられるからである。こ
の場合、追随状態判定までには図２１の例よりも長時間
を要するとことが予想される。

【００５４】図２４は図２１の別の変形である同期シン
ボル間の回転角判定部４０７を示す図である。同期検出
の確実性を高くするために、本図に示すように、同期検
出した場合の周波数偏差を、打ち消し回転演算部４０１
の同期シンボル１−２、２−３間のベクトル回転量から
推測し、偏差が大きい場合には追随状態とせず引き込み
状態を続ける同期シンボル間回転角判定部４０７を設け
る。なお、どのサンプルをとるか、さらに複数のサンプ
ル加算するなど種々な変形が可能である。ここで、同期
シンボル間回転角判定部４０７の割り算器６０１及び６
０２のそれぞれは、２つのベクトルをａ＋ｊｂ、ｃ＋ｊ
ｄとすると、以下の如く、割り算を行う。

【００５５】ｖ＝（ｃ＋ｊｄ）／（ａ＋ｊｂ）＝｛（ａｃ＋ｂｄ）＋ｊ（ａｄ−ｂｃ）｝／（ａ²＋
ｂ²）偏角算出部６０３及び６０４は、以下の如く、ｖの偏角
を求める。ＡＲＧ＝ｔａｎ^-｛（ａｄ−ｂｃ）／（ａｃ＋ｂｄ）｝絶対値化部６０５及び６０６は、上記ＡＲＧの絶対値を
とる。比較部６０８及び６０９は記憶部６０７に記憶す
る基準回転角ｒと絶対値化部６０５及び６０６の出力と
比較する。比較部６０８及び６０９の出力及びレベル判
定部４０３の判定結果の論理積をとる論理積部６１０部
はレベル判定部４０３が同期検出を行った場合の周波数
偏差が回転角ｒよりも小さい場合にのみレベル判定部４
０３に同期検出信号を出力させスイッチ９を切り換えさ
せる。

【００５６】図２５はα＝０．４５に固定し基準回転角
ｒをパラメータとした場合の同期検出率を示すグラフで
ある。本図（ａ）はフェージング、雑音が無い状態の同
期検出特性を示す、本図（ｂ）はフェージング、雑音が
ある状態の同期検出特性を示す。本図（ａ）では、基準
回転角ｒを適当にとれば確実に周波数偏差の大きい場合
を棄却できることが理解できる。本図（ｂ）では、基準
回転角ｒ＝２０°程度で若干の検出率の低下があるもの
の、周波数偏差５００Ｈｚ以上での有害な追随判定を０
にすることが可能になることが理解できる。

【００５７】上記ＡＲＧの式ではａ²＋ｂ²を求める必要
がない。したがって、割り算の代わりに片側の共役複素
数を乗算すればよい。この場合は回転角の絶対値がわか
ればよいので、どちらの共役を乗算してもよい。次に、
偏角は、その絶対値が基準回転角ｒであることを判断す
るのであるから、直接求める必要はない。次のような式
の変形で簡単に求められる。

【００５８】これらの変形から演算量が削減でき、同期検出後に一回
の処理でよいので、負荷を軽く、実現が容易となる。

【００５９】図２５は本実施例による引き込み効果の例
を説明するグラフである。本図に示すように、走行速度
１００ｋｍ／ｈで周波数の初期偏差が１５００Ｈｚから
４５０ｍｓ以内に±６２．５Ｈｚに引き込みことが可能
になった。

【００６０】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、第
２のディジタル型周波数弁別器を粗調用として設けたの
で、周波数弁別精度かつ速度が向上できる。粗調用の第
２のディジタル型周波数弁別器として特別な装置が必要
とされてないので、従来と比較して小型化、低価格を達
成できる。同期シンボルを検出してから一定時間経過し
た場合に、同期シンボルを一定回数検出した場合に、か
つ同期シンボルを検出し２以上の同期シンボル間のベク
トル回転の絶対値が一定値以下の場合に、可変周波数発
振器の制御信号が第２のディジタル型周波数弁別器から
第１のディジタル型周波数弁別器の出力になるように切
り換えることにより、同期検出の劣化を防止すると共
に、誤引き込みが少なくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る自動周波数制御回路を示
す図である。

【図２】４つの副搬送波を使った変調信号の例としてＭ
１６ＱＡＭのスペクトル配置を示す図である。

【図３】各副搬送波のシンボル信号の配置を示す図であ
る。

【図４】図１のディジタル型周波数弁別器（微調）１０
を示す図である。

【図５】図４の副搬送波分離部１０１を示す図である。

【図６】図４のシンボル逆回転部１０３を示す図であ
る。

【図７】図６のシンボル逆回転部１０３の動作を説明す
る図である。

【図８】図４の加算部１０４の出力を説明する図であ
る。

【図９】図４の直接クロスプロダクト方式の周波数弁別
部１０５を示す図である。

【図１０】図４のディジタル型周波数弁別器（微調）１
０の引き込み特性を示す図である。

【図１１】図４のディジタル型周波数弁別器（微調）１
０の別の例を示す図である。

【図１２】図１のディジタル型周波数弁別器（粗調）１
１を示す図である。

【図１３】図１２の周波数関係を示す図である。

【図１４】図１２の別の変形を示す図である。

【図１５】図１４の周波数関係を示す図である。

【図１６】図２７の従来のアナログ型周波数弁別器４の
場合の引き込み特性を示すグラフである。

【図１７】本発明の実施例により副搬送波分離信号で自
動周波数制御を演算した場合の引き込み特性を示すグラ
フである。

【図１８】入力信号とベースバンド信号の周波数関係を
示す図である。

【図１９】副搬送波１分離信号と副搬送波４分離信号と
組み合わせて切り換えた場合の引き込み特性を示す図で
ある。

【図２０】副搬送波１分離信号、副搬送波２分離信号、
副搬送波３分離信号、副搬送波４分離信号を組み合わせ
て切り換えた場合の引き込み特性を示すグラフである。

【図２１】図１の引き込み状態検出部１２を説明する図
である。

【図２２】同期検出特性を示すグラフである。

【図２３】図２１の変形を示す図である。

【図２４】図２１の別の変形を示す図である。

【図２５】α＝０．４５に固定し基準回転角ｒをパラメ
ータとした場合の同期検出率を示すグラフである。

【図２６】本実施例による引き込み効果の例を説明する
グラフである。

【図２７】従来の自動周波数制御回路であってアナログ
型周波数弁別器及びディジタル型周波数弁別器を兼用す
るものの例を示す図である。

【符号の説明】

１…直交変換器２…可変周波数発振器９，１０３，２０３…スイッチ１０…第１のディジタル型弁別器（微調）１１…第２のディジタル型弁別器（粗調）１２…引き込み状態検出部１０１…副搬送波分離部１０２，２０２…周波数弁別部２０１…スペクトル分離部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０４Ｊ 11/00 Ｚ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】準同期型復調器の自動周波数制御回路に
おいて、複数の副搬送波の合成信号である入力信号の周波数成分
の中心を０Ｈｚとする基底帯域に直交変換する直交変換
器（１）と、制御信号で周波数を制御し前記直交変換器（１）に発振
出力を供給する可変周波数発振器（２）と、前記直交変換器（１）の変換時に発生する周波数偏差の
ディジタル信号を入力し、周波数弁別を行ってこの結果
の平滑化を行うが、周波数分析の精度が比較的高く、周
波数分析速度が比較的遅い微調用の第１のディジタル型
周波数弁別器（１０）と、前記直交変換器（１）の変換時に発生する周波数偏差の
ディジタル信号を入力し、周波数弁別を行ってこの結果
の平滑化を行うが、周波数分析の精度が比較的低く、周
波数分析速度が比較的速い粗調用の第２のディジタル型
周波数弁別器（１１）と、前記第１のディジタル型周波数弁別器（１０）及び第２
のディジタル型周波数弁別器（１１）を切り換え、その
出力信号をアナログ信号に変換した後に前記可変周波数
発振器（２）の制御信号とするためのスイッチ（９）
と、前記直交変換器（１）の出力が変換されたディジタル信
号を入力し、同期シンボルを検出しこの検出から周波数
の引き込み状態を検出し、この検出状態からスイッチ
（９）を切り換える判断を行う引き込み状態検出部（１
２）とを備えることを特徴とする自動周波数制御回路。
【請求項２】前記第１のディジタル型周波数弁別器
（１０）は、振幅が一定な既知シンボルのみを使用して
周波数偏差の周波数弁別を行うことを特徴とする、請求
項１に記載の自動周波数制御回路。
【請求項３】前記第１のディジタル型周波数弁別器
（１０）は、各副搬送波における既知シンボルの信号点
配置、スロット内の配置を基に周波数偏差の周波数弁別
を行うことを特徴とする、請求項２に記載の自動周波数
制御回路。
【請求項４】前記第２のディジタル型周波数弁別器
（１１）は、基底帯域に変換された各副搬送波の中心付近を０Ｈｚと
して各搬送波で伝送される情報の帯域幅とほぼ等しい帯
域を抽出する複数の副搬送波分離部（２０１）と、前記複数の副搬送波分離部（２０１）の各出力を０Ｈｚ
を中心として周波数弁別する周波数弁別部（２０３）
と、前記周波数弁別部（２０３）の出力を択一に選択するス
イッチ（２０４）とを備えることを特徴とする、請求項
１に記載の自動周波数制御回路。
【請求項５】前記第２のディジタル型周波数弁別器
（１１）は、基底帯域に変換された信号の周波数成分の上端付近と下
端付近とで、入力信号の帯域幅よりも狭い２つの帯域
を、それぞれの中心が０Ｈｚとなるように、抽出する２
つのスペクトル分離部（３０１）と、各スペクトル分離部（３０１）の出力のそれぞれを０Ｈ
ｚを中心として周波数弁別する２つの周波数弁別部（３
０２）と、前記周波数弁別部（３０２）の２つの出力を択一に選択
するスイッチ（３０３）とを備えることを特徴とする、
請求項１に記載の自動周波数制御回路。
【請求項６】前記引き込み状態検出部（１２）は同期
シンボルを検出してから一定時間経過した場合に可変周
波数発振器（２）の制御信号が第２のディジタル型周波
数弁別器（１１）から第１のディジタル型周波数弁別器
（１０）の出力になるようにスイッチ（９）を切り換え
ることを特徴とする、請求項１に記載の自動周波数制御
回路。
【請求項７】前記引き込み状態検出部（１２）は同期
シンボルを一定回数検出した場合に可変周波数発振器
（２）の制御信号が第２のディジタル型周波数弁別器
（１１）から第１のディジタル型周波数弁別器（１０）
の出力になるようにスイッチ（９）を切り換えることを
特徴とする、請求項１に記載の自動周波数制御回路。
【請求項８】前記引き込み状態検出部（１２）は同期
シンボルを検出し、かつ、２以上の同期シンボル間のベ
クトル回転の絶対値が一定値以下の場合に、可変周波数
発振器（２）の制御信号が第２のディジタル型周波数弁
別器（１１）から第１のディジタル型周波数弁別器（１
０）の出力になるようにスイッチ（９）を切り換えるこ
とを特徴とする、請求項１に記載の自動周波数制御回
路。
【請求項９】前記直交変換器（１）は一旦中間周波数
に変換後に基底帯域に変換することを特徴とする、請求
項１に記載の自動周波数制御回路。