JPH0884089A

JPH0884089A - 受信機

Info

Publication number: JPH0884089A
Application number: JP21643994A
Authority: JP
Inventors: Kazutoshi Sasaki; 三利佐々木; Kazuo Takayama; 一男高山
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1994-09-09
Filing date: 1994-09-09
Publication date: 1996-03-26
Anticipated expiration: 2013-07-09
Also published as: JP2774776B2

Abstract

(57)【要約】【目的】高周波増幅段での受信レベルから広帯域のＡ
ＧＣ動作を行い、かつ中間周波段での受信信号レベルか
ら狭帯域のＡＧＣ動作を行い、強入力時における混合回
路などでの歪みを抑えるようにしたラジオ放送などの受
信機において、弱入力時における希望波の放送を確実に
聴取可能とする。【構成】アンテナ入力レベルが強くなるにつれて、ま
ずレベル検波回路４３および比較器４４による狭帯域の
ＡＧＣ動作とレベル検波回路４１による広帯域のＡＧＣ
動作とを行い、さらに強入力となると、バイアス切換回
路５０が、レベル検波回路４１からの第１のＡＧＣ電圧
を混合回路２５のトランジスタ回路へバイアス電流とし
て与えて、混合回路２５のダイナミックレンジを強入力
側とした後、前記第１のＡＧＣ電圧によってＡＧＣ動作
を行う。したがって、強入力時における混合回路２５の
歪を抑えて、かつ弱入力にも対応可能とすることができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、車載用のラジオ受信機
として好適に実施されるスーパヘテロダイン方式の受信
機に関し、さらに詳しくは、強入力時における歪を防止
するためのＡＧＣ動作を行う受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５は、典型的な従来技術のラジオ受信
機１の電気的構成を示すブロック図である。アンテナ２
で受信された受信信号は、同調回路３において、受信す
べき希望波の周波数付近の信号成分のみが強調され、さ
らに高周波増幅回路４で増幅された後、混合回路５に入
力される。この混合回路５に関連して、局部発振回路６
が設けられている。前記局部発振回路６は、電圧制御形
発振器などで実現され、フェイズロックループ（以下、
「ＰＬＬ」と略称する）回路７からのチューニング電圧
に対応した周波数の局部発振信号を出力する。

【０００３】前記ＰＬＬ回路７は、マイクロコンピュー
タなどで実現される制御回路８から入力される前記希望
波の周波数に対応した分周比Ｎで前記局部発振信号を分
周する分周器と、予め定める基準周波数の基準信号を発
生する基準信号源と、この基準信号と前記分周された局
部発振信号との位相を比較してその差に対応した誤差出
力を発生する比較器と、前記比較器からの誤差出力を直
流電圧に平滑化して、前記チューニング電圧として、前
記局部発振回路６および同調回路３に与えるフィルタと
を備えて構成されている。したがって、受信周波数を変
化するときには、制御回路８は前記Ｎ値を変化し、前記
局部発振信号をそのＮ値で分周した信号と、前記基準信
号との位相差が零となるようにチューニング電圧が変化
し、こうして希望波の安定した受信が可能となる。

【０００４】前記混合回路５は、上述のようにして得ら
れた局部発振信号と、受信信号とを混合し、得られた中
間周波信号は、音声信号が含まれる成分のみを濾波する
ことができる狭帯域フィルタ９を介して中間周波増幅回
路１０に与えられる。前記狭帯域フィルタ９の濾波帯域
幅は、たとえば周波数変調放送を受信するときには、１
８０ｋＨｚ程度に選ばれる。

【０００５】前記中間周波増幅回路１０で増幅された中
間周波信号は、検波回路１１に与えられて音声信号に復
調され、その復調された音声信号は、電力増幅器１３に
与えられて増幅された後、スピーカ１４に与えられて音
響化される。

【０００６】前記高周波増幅回路４からの出力はまた、
第１のレベル検波回路１５に入力されており、このレベ
ル検波回路１５は、前記同調回路３および高周波増幅回
路４で増幅された希望波の周波数付近の受信レベルに応
じた第１のＡＧＣ電圧を加算器１６に与える。前記加算
器１６へはまた、第２のレベル検波回路１７によって、
検波回路１１における中間周波信号レベル、または復調
音声信号レベルから受信信号レベルが検出されて、その
検出結果が、第２のＡＧＣ電圧として入力されている。
加算器１６からの出力は、アッテネータ回路１８に与え
られる。

【０００７】前記アッテネータ回路１８は、前記同調回
路３に関連して設けられており、加算器１６からの出力
電圧が高くなる程、すなわち前記第１および第２のＡＧ
Ｃ電圧が高くなる程、同調回路３の共振鋭度を低下させ
る。これによって、アンテナ入力レベルが高いときには
同調回路３の共振鋭度は低下し、前記アンテナ入力レベ
ルが低い場合に比べて、高周波増幅回路４に入力される
信号レベルは抑圧されることになる。こうして、強入力
によって歪特性の悪化する高周波増幅回路４および混合
回路５の前段で、ＡＧＣ動作が行われている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述のような従来技術
では、第２のＡＧＣ電圧は、狭帯域フィルタ９で濾波さ
れた希望波のみの受信信号レベルに対応したレベルとな
っている。したがって第２のＡＧＣ電圧のみでＡＧＣ動
作を行うと、希望波の周波数に隣接する周波数の妨害波
の影響が全く考慮されず、妨害波によって前記高周波増
幅回路４および混合回路５で歪が発生してしまう。

【０００９】これに対して、第１のＡＧＣ電圧は、前記
妨害波の影響を受けてしまい、妨害波の受信レベルが大
きいために、希望波が不所望に抑圧されてしまうことが
ある。また、第１のＡＧＣ電圧のみでＡＧＣ動作を行う
ようにすると、希望波のレベルが強くてもＡＧＣ動作が
行われて、ＳＮ特性が悪化する。

【００１０】一方、混合回路５を構成するトランジスタ
回路は、そのバイアス電流を大きくする程、ダイナミッ
クレンジが強入力側に変位し、強入力に対する歪も小さ
くなるという特性を有する。しかしながら、このトラン
ジスタ回路のダイナミックレンジは一定であり、したが
って前記バイアス電流を増大して、該トランジスタ回路
を歪に強くしておくと、希望波の信号レベルが小さいと
きには、前記ダイナミックレンジから外れてしまい、こ
のように小信号を扱うことができないという問題が生じ
る。

【００１１】本発明の目的は、希望波を確実に聴取する
ことができる受信機を提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、同調回路に関
連してアッテネータ素子が設けられ、そのアッテネータ
素子による減衰レベルが、受信レベルに応じて第１のレ
ベル検波回路から出力される第１のＡＧＣ電圧と、受信
信号レベルに応じて第２のレベル検波回路から出力され
る第２のＡＧＣ電圧とに応じて変化されて、強入力に対
する歪を抑えるようにしたスーパヘテロダイン方式の受
信機において、バイアス電流の変化に応答して適性入力
レベルを変化することができる混合回路と、前記第１お
よび第２のＡＧＣ電圧を加算して前記アッテネータ素子
へ出力する加算手段と、前記加算手段の出力が予め定め
るレベル以上であるときには、第１のＡＧＣ電圧を前記
バイアス電流として混合回路に与えるバイアス切換手段
とを含むことを特徴とする受信機である。また本発明
は、前記第２のＡＧＣ電圧に応答して、受信信号レベル
が小さくなる程、復調音声信号の高域成分を減衰するト
ーン制御手段を設け、前記バイアス切換手段は、前記加
算手段の出力が予め定めるレベル以上であるときには、
第１のＡＧＣ電圧を第２のＡＧＣ電圧に合成し、第１の
ＡＧＣ電圧が大きくなる程、トーン制御手段は高域成分
を減衰することを特徴とする。

【００１３】

【作用】本発明に従えば、同調回路に関連してアッテネ
ータ素子を設け、そのアッテネータ素子による減衰レベ
ルを、高周波増幅回路の出力に基づいて第１のレベル検
波回路から出力される受信レベルを表す第１のＡＧＣ電
圧と、検波回路における中間周波信号レベル、または該
検波回路からの復調音声信号レベルに基づいて第２のレ
ベル検波回路から出力される受信信号レベルを表す第２
のＡＧＣ電圧とに対応して変化することによって、強入
力に対する混合回路などでの歪を抑えるようにしたスー
パヘテロダイン方式の受信機において、前記第１および
第２のＡＧＣ電圧を加算手段によって加算して前記アッ
テネータ素子へ与えるとともに、該加算手段の出力が予
め定めるレベル以上であるときには、バイアス切換手段
によって第１のＡＧＣ電圧をバイアス電流として、混合
回路において、該混合回路を構成するトランジスタ回路
などに与える。

【００１４】したがって、妨害波の影響を含む第１のＡ
ＧＣ電圧による広帯域のＡＧＣ動作と、希望波の受信信
号レベルを表す第２のＡＧＣ電圧による狭帯域のＡＧＣ
動作とを行うとともに、妨害波のレベルが大きくなって
前記予め定めるレベル以上となると、混合回路のバイア
ス電流が大きくされて、強入力に対する歪に対して強く
され、これに対して、前記加算手段の出力が前記予め定
めるレベル未満であるときには、上述のようなバイアス
電流の増加は行われず、混合回路の適性入力レベルは比
較的小さく設定され、小信号を確実に聴取することがで
きる。

【００１５】また好ましくは、復調音声信号ラインに、
前記第２のＡＧＣ電圧に応答して、受信信号レベルが小
さくなる程、復調音声信号の高域成分を減衰するトーン
制御手段を設けておき、前記バイアス切換手段は、前記
加算手段の出力が前記予め定めるレベル以上であるとき
には、第１のＡＧＣ電圧を前記第２のＡＧＣ電圧に合成
してトーン制御手段に与える。

【００１６】したがって、トーン制御手段は、第２のＡ
ＧＣ電圧に対応してレベル抑圧量が大きくなる程、高域
成分を減衰し、さらに前記混合回路のバイアス電流が増
加されて妨害波の影響が強くなる程、第１のＡＧＣ電圧
に対応してさらに高域成分を減衰する。こうして、ノイ
ズの影響を抑えて、希望波を聴取し易くすることができ
る。

【００１７】

【実施例】図１は、本発明の一実施例のラジオ受信機２
１の電気的構成を示すブロック図である。アンテナ２２
で受信された受信信号は、同調回路２３において、受信
すべき希望波の周波数付近の信号成分のみが強調され、
さらに高周波増幅回路２４で増幅された後、混合回路２
５に入力される。この混合回路２５に関連して、局部発
振回路２６が設けられている。前記局部発振回路２６
は、電圧制御形発振器などで実現され、ＰＬＬ回路２７
からのチューニング電圧に対応した周波数の局部発振信
号を出力する。

【００１８】前記ＰＬＬ回路２７は、マイクロコンピュ
ータなどで実現される制御回路２８から入力される前記
希望波の周波数に対応した分周比Ｎで前記局部発振信号
を分周する分周器と、予め定める基準周波数の基準信号
を発生する基準信号源と、この基準信号と前記分周され
た局部発振信号との位相を比較してその差に対応した誤
差出力を発生する比較器と、前記比較器からの誤差出力
を直流電圧に平滑化して、前記チューニング電圧とし
て、前記局部発振回路２６および同調回路２３に与える
フィルタとを備えて構成されている。したがって、受信
周波数を変化するときには、制御回路２８は前記Ｎ値を
変化し、前記局部発振信号をそのＮ値で分周した信号
と、前記基準信号との位相差が零となるようにチューニ
ング電圧が変化し、こうして希望波の安定した受信が可
能となる。

【００１９】前記混合回路２５は、上述のようにして得
られた局部発振信号と、受信信号とを混合し、得られた
中間周波信号は、音声信号が含まれる成分のみを濾波す
ることができる狭帯域フィルタ２９を介して中間周波増
幅回路３０に与えられる。前記狭帯域フィルタ２９の濾
波帯域幅は、たとえば周波数変調放送を受信するときに
は、１８０ｋＨｚ程度に選ばれる。

【００２０】前記中間周波増幅回路３０で増幅された中
間周波信号は、検波回路３１に与えられて音声信号が復
調され、その音声信号は、後述するトーン制御回路３２
を介して電力増幅器３３に与えられて増幅された後、ス
ピーカ３４に与えられて音響化される。

【００２１】前記高周波増幅回路２４からの出力はま
た、第１のレベル検波回路４１に入力されており、この
レベル検波回路４１は、同調回路２３および高周波増幅
回路２４において増幅された希望波の周波数付近の受信
レベルを検出し、検出したレベルが所定レベルＶ１以上
であるときには、図２において参照符α１で示すように
そのレベルに対応した直流電圧を、第１のＡＧＣ電圧と
して加算器４２に出力する。

【００２２】また、前記検波回路３１に関連して第２の
レベル検波回路４３が設けられており、このレベル検波
回路４３は、検波回路３１における中間周波信号レベル
または復調音声信号レベルから受信信号レベルを検出
し、その検出結果を比較器４４の非反転入力端子に与え
る。この比較器４４の反転入力端子には、基準電圧源４
５から予め定める基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力されてい
る。

【００２３】したがって、検波回路３１への入力は、前
記レベル検波回路４１への入力となる高周波増幅回路２
４の出力に対して、中間周波増幅回路３０が介在されて
いるためにゲインが高く、このため比較器４４からは、
前記図２において参照符α２で示すように、アンテナ入
力レベルが、前記レベルＶ１よりも小さいレベルＶ２か
ら前記基準電圧Ｖｒｅｆ１に対応したレベルＶ３となる
まで受信信号レベルに対応したレベルの直流電圧が出力
され、前記レベルＶ３以上のアンテナ入力に対しては、
その出力が一定電圧Ｅ１にクリップされた出力が導出さ
れる。

【００２４】なお、前記電圧Ｅ１は、受信状態が最も良
好な状態、すなわち送信所の極近傍で、マルチパスのな
い状態で受信した場合において、発生し得るＡＧＣ電圧
に選ばれている。したがって、参照符α１で示すレベル
検波回路４１からの第１のＡＧＣ電圧において、参照符
α１ａで示す区間は、希望波の周波数に隣接した周波数
の妨害波がある場合を示している。

【００２５】この比較器４４からの出力は、第２のＡＧ
Ｃ電圧として、前記加算器４２に与えられている。加算
器４２で合成された前記第１および第２のＡＧＣ電圧
は、前記同調回路２３に関連して設けられているアッテ
ネータ回路３５に与えられる。

【００２６】前記アッテネータ回路３５は、後述するよ
うにして前記ＡＧＣ電圧が高くなる程、同調回路２３の
共振鋭度を低下させる。したがって、アンテナ２２での
受信電界強度レベルが高いときには、同調回路２３の共
振鋭度が低下し、前記受信電界強度レベルが低い場合に
比べて、高周波増幅回路２４に入力される信号レベルは
抑圧されることになる。こうして、後段の高周波増幅回
路２４および混合回路２５などでの歪の発生を防止する
ＡＧＣ動作が実現されている。

【００２７】前記同調回路２３は、前段のアンテナ２２
側のマッチング部３６と、後段の検波回路３１側の同調
部３７とを備えて構成されている。マッチング部３６
は、アンテナ２２と該同調回路２３とのマッチングのた
めに設けられており、高周波増幅回路２４に接続される
ライン３８に直列に介在される結合コンデンサＣ１，Ｃ
２と、これらの結合コンデンサＣ１，Ｃ２間の接続点と
接地ラインとの間に介在されるマッチングコンデンサＣ
３とを備えて構成されている。

【００２８】一方、前記同調部３７は、前記ライン３８
と接地ラインとの間に介在され、並列共振回路３９を構
成するインダクタＬ１および可変容量ダイオードＤ１，
Ｄ２と、前記ライン３８に介在される結合コンデンサＣ
４と、前記チューニング電圧のダンピング抵抗Ｒ１とを
備えて構成されている。可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２
は、相互に逆極性となるように直列に接続された後、前
記ライン３８と接地ラインとの間に介在されており、そ
れらの接続点には前記チューニング電圧がダンピング抵
抗Ｒ１を介して与えられる。したがって、前記チューニ
ング電圧に対応して、たとえば可変容量ダイオードＤ１
の容量が増加すると、可変容量ダイオードＤ２の容量も
増加し、こうして受信すべき周波数の受信信号に同調
し、その信号を強調して出力することができる。

【００２９】また、前記アッテネータ回路３５は、前記
マッチング部３６と同調部３７との接続点３６ａに接続
されるコンデンサＣ５およびダイオードＤ３の直列回路
と、前記加算器４２からのＡＧＣ電圧を平滑化して出力
するための積分回路を構成する抵抗Ｒ２およびコンデン
サＣ６と、前記ＡＧＣ電圧をコンデンサＣ５とダイオー
ドＤ３との接続点に与える逆流阻止用のダイオードＤ４
とを備えて構成されている。コンデンサＣ６で平滑化さ
れた前記ＡＧＣ電圧が、ダイオードＤ３の導通電圧以上
になると該ダイオードＤ３は導通し、コンデンサＣ５が
前記マッチングコンデンサＣ３と並列に接続されること
になり、こうして、前記共振回路３９の共振鋭度を低下
させてレベル抑圧動作が行われる。

【００３０】また本発明では、上述のようなＡＧＣ動作
を行うにあたって、前記加算器４２からのＡＧＣ電圧を
基準電圧源４６からの基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較する比
較器４７と、この比較器４７からの出力によって開閉制
御されるスイッチ４８とを備えるバイアス切換回路５０
が設けられている。このバイアス切換回路５０では、前
記ＡＧＣ電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２以上となると、前記
スイッチ４８を導通してレベル検波回路４１からの第１
のＡＧＣ電圧を、バイアス電流として混合回路２５に与
える。なお、このバイアス切換回路５０は、バイアス電
流を連続的に可変するバイアス可変回路であってもよ
い。

【００３１】混合回路２５は、トランジスタ回路などを
含んで実現され、前記高周波増幅回路２４からの受信信
号と、局部発振回路２６からの局部発振信号とを混合す
る混合部と、前記トランジスタ回路のバイアス電流を、
前記第１のＡＧＣ電圧に対応して調整制御するバイアス
電流源とを備えて構成されている。

【００３２】したがって、スイッチ４８が遮断されてい
るとき、すなわち妨害信号のレベルが比較的小さいとき
には、混合回路２５の前記バイアス電流の電流値が小さ
くされ、該混合回路２５のダイナミックレンジ、すなわ
ち適性入力レベルが低レベル側とされて、希望波が弱入
力であっても、その希望波を聴取可能とすることができ
る。これに対して、前記スイッチ４８が導通される妨害
信号のレベルが大きいときには、前記バイアス電流が大
きくされて、混合回路２５のダイナミックレンジは高レ
ベル側に変位されて、強入力に対しても歪が発生しにく
くされる。

【００３３】また本発明では、前記スイッチ４８を介す
る第１のＡＧＣ電圧は、加算器４９において、前記レベ
ル検波回路４３からの第２のＡＧＣ電圧に加算されて、
トーン制御回路３２に与えられる。トーン制御回路３２
は、たとえばローパスフィルタ（略称ＬＰＦ）と、加算
器と、２つの乗算器とを備えて構成されており、検波回
路３１からの音声信号を、ＬＰＦを介する成分と、バイ
パスラインを介する成分とに分離し、乗算器において前
記ＡＧＣ電圧に対応した乗算係数でそれらの成分の割合
が調整された後、加算器で加算されて出力される。

【００３４】したがって、第２のＡＧＣ電圧が低いとき
には、入力された音声信号がバイパスラインを介してそ
のまま出力され、前記第２のＡＧＣ電圧が上昇するにつ
れて、ＬＰＦを介する信号成分の割合が大きくなって高
域成分が抑圧されてゆき、さらに第１のＡＧＣ電圧が加
算されると、高域成分がより抑圧されることになる。こ
のようにして、第１のＡＧＣ電圧が混合回路２５にバイ
アス電流として与えられるような強入力時においては、
図３において参照符β１，β２でそれぞれ示すような通
常時におけるアンテナ入力レベルに対する出力音声信号
レベルおよび出力ノイズ信号レベルが、参照符β１ａ，
β２ａでそれぞれ示すように増加することによってノイ
ズが目立つような場合でも、高域成分を減衰することに
よって、前記ノイズを目立ちにくくすることができる。

【００３５】上述のように構成されたラジオ受信機２１
において、弱入力から強入力になるにつれて、前記図２
において参照符α２で示すように、第２のＡＧＣ電圧が
入力レベルＶ２からＶ３まで増加してゆき、そのレベル
Ｖ３以上では、該第２のＡＧＣ電圧は電圧Ｅ１にクリッ
プされる。前記入力レベルが前記レベルＶ３よりも高い
レベルＶ１となると、レベル検波回路４１は、参照符α
１で示すような第１のＡＧＣ電圧を発生してゆく。

【００３６】したがって、加算器４２で加算されたＡＧ
Ｃ電圧の周波数特性は、図４で示すようになる。この図
４から明らかなように、狭帯域フィルタ２９を通過する
ことができる希望波の周波数ｆｏ付近の成分に関して
は、第２のＡＧＣ電圧との相乗効果によって、前記電圧
Ｅ１で抑圧される。これに対して妨害波の成分に関して
は、第２のＡＧＣ電圧によるＡＧＣ動作が行われず、高
いＡＧＣ電圧が出力されることになる。

【００３７】これに対してまた、図４において参照符Ｖ
ｒｅｆ２で示すように、比較器４７の基準電圧源４６の
基準電圧が設定されており、したがって妨害波によるＡ
ＧＣ電圧がこの基準電圧Ｖｒｅｆ２以上となると、前記
スイッチ４８が導通してバイアス電流が増加されること
になる。

【００３８】したがって、弱入力時には、前記混合回路
２５のバイアス電流は小さく、したがって希望波が弱入
力であっても聴取可能とすることができる。これに対し
て妨害波の成分が前記基準電圧Ｖｒｅｆ２に対応したレ
ベル以上となると、前記バイアス電流制御が行われて、
混合回路２５のダイナミックレンジが強入力側とされ、
該混合回路２５のバイアス電流が最大値となってから
は、第１のＡＧＣ電圧によってＡＧＣ動作を行うので、
妨害信号が大きいと、第１のＡＧＣ電圧によってレベル
抑圧が行われて歪の発生が抑えられ、かつ混合回路２５
を介する希望波の成分には、該混合回路２５でのバイア
ス電流増加によるノイズ特性の悪化に対して、そのノイ
ズ成分はトーン制御回路３２によって抑圧されて目立ち
にくくされるので、希望波の聴取が可能となる。

【００３９】本発明は、周波数変調放送のラジオ受信機
に限らず、振幅変調放送のラジオ受信機およびテレビジ
ョン放送の受信機などのスーパヘテロダイン方式の他の
受信機にも実施することができる。

【００４０】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、同調回路
に関連してアッテネータ素子を設け、そのアッテネータ
素子による減衰レベルを、高周波増幅回路の出力に対応
する第１のＡＧＣ電圧と、検波回路における中間周波信
号レベル、または該検波回路からの復調音声信号レベル
に対応する第２のＡＧＣ電圧とに対応して変化すること
によって、強入力に対するレベル抑圧を行うようにした
受信機において、前記第１および第２のＡＧＣ電圧の加
算結果が予め定めるレベル以上であるときには、第１の
ＡＧＣ電圧をバイアス電流として、混合回路において、
該混合回路を構成するトランジスタ回路などに与えるの
で、妨害波のレベルが大きいときには、混合回路のバイ
アス電流が大きくされて、強入力に対する歪に対して強
くされ、これに対して弱入力時には、上述のようなバイ
アス電流の増加は行われず、混合回路の適性入力レベル
は比較的小さく設定され、小信号を確実に聴取すること
ができる。

【００４１】また好ましくは、復調音声信号ラインに、
前記第２のＡＧＣ電圧に応答して、受信信号レベルが小
さくなる程復調音声信号の高域成分を減衰するトーン制
御手段を設けておき、強入力時には第１のＡＧＣ電圧を
前記第２のＡＧＣ電圧に合成してトーン制御手段に与え
るので、第２のＡＧＣ電圧に対応してレベル抑圧量が大
きくなる程高域成分を減衰し、妨害波の影響が強くなる
程さらに高域成分を減衰し、ノイズの影響を抑えて、希
望波を聴取し易くすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のラジオ受信機２１の電気的
構成を示すブロック図である。

【図２】前記ラジオ受信機２１のＡＧＣ動作を説明する
ためのグラフである。

【図３】前記ラジオ受信機２１の混合回路２５のバイア
ス電流増加による入出力特性の変化を説明するためのグ
ラフである。

【図４】前記ＡＧＣ電圧の周波数特性を示すグラフであ
る。

【図５】典型的な従来技術のラジオ受信機１の電気的構
成を示すブロック図である。

【符号の説明】

２１ラジオ受信機２３同調回路２４高周波増幅回路２５混合回路２６局部発振回路２７ＰＬＬ回路２８制御回路２９狭帯域フィルタ３０中間周波増幅回路３１検波回路３２トーン制御回路３５アッテネータ回路４１，４３レベル検波回路４４，４７比較器５０バイアス切換回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】同調回路に関連してアッテネータ素子が
設けられ、そのアッテネータ素子による減衰レベルが、
受信レベルに応じて第１のレベル検波回路から出力され
る第１のＡＧＣ電圧と、受信信号レベルに応じて第２の
レベル検波回路から出力される第２のＡＧＣ電圧とに応
じて変化されて、強入力に対する歪を抑えるようにした
スーパヘテロダイン方式の受信機において、バイアス電流の変化に応答して適性入力レベルを変化す
ることができる混合回路と、前記第１および第２のＡＧＣ電圧を加算して前記アッテ
ネータ素子へ出力する加算手段と、前記加算手段の出力が予め定めるレベル以上であるとき
には、第１のＡＧＣ電圧を前記バイアス電流として混合
回路に与えるバイアス切換手段とを含むことを特徴とす
る受信機。
【請求項２】前記第２のＡＧＣ電圧に応答して、受信
信号レベルが小さくなる程、復調音声信号の高域成分を
減衰するトーン制御手段を設け、前記バイアス切換手段は、前記加算手段の出力が予め定
めるレベル以上であるときには、第１のＡＧＣ電圧を第
２のＡＧＣ電圧に合成し、第１のＡＧＣ電圧が大きくな
る程、トーン制御手段は高域成分を減衰することを特徴
とする請求項１記載の受信機。