JPH0878494A - 集積回路上の温度検出器 - Google Patents
集積回路上の温度検出器Info
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- JPH0878494A JPH0878494A JP7246623A JP24662395A JPH0878494A JP H0878494 A JPH0878494 A JP H0878494A JP 7246623 A JP7246623 A JP 7246623A JP 24662395 A JP24662395 A JP 24662395A JP H0878494 A JPH0878494 A JP H0878494A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01K3/00—Thermometers giving results other than momentary value of temperature
- G01K3/005—Circuits arrangements for indicating a predetermined temperature
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
- G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H5/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection
- H02H5/04—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection responsive to abnormal temperature
- H02H5/044—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection responsive to abnormal temperature using a semiconductor device to sense the temperature
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 温度閾値検出器を備える集積回路が開示され
る。 【解決手段】 この検出器は、同じ導電型の第１及び第
２のＭＯＳ型のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）と、第１の
トランジスタ（Ｑ１）のゲート−ソース電圧より値Ｖｂ
ｅ高いゲート−ソース電圧を第２のトランジスタ（Ｑ
２）に印加する手段（Ｔ１）（Ｖｂｅは順方向バイアス
ＰＮ接合の端子間電圧降下である）と、第１及び第２の
トランジスタを流れる電流を比較する比較手段（ＩＮＶ
１）とを備える。第２のトランジスタ内の電流は、第１
のトランジスタ内の電流より迅速に減少する。トランジ
スタの寸法を正確に選択すると、電流の減少に関する曲
線（または相似変換によってこれらの曲線から演繹され
る曲線）はある温度で互いに交差する。従って、等しい
電流の検出によって、この温度の通過を検出することが
可能である。
る。 【解決手段】 この検出器は、同じ導電型の第１及び第
２のＭＯＳ型のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）と、第１の
トランジスタ（Ｑ１）のゲート−ソース電圧より値Ｖｂ
ｅ高いゲート−ソース電圧を第２のトランジスタ（Ｑ
２）に印加する手段（Ｔ１）（Ｖｂｅは順方向バイアス
ＰＮ接合の端子間電圧降下である）と、第１及び第２の
トランジスタを流れる電流を比較する比較手段（ＩＮＶ
１）とを備える。第２のトランジスタ内の電流は、第１
のトランジスタ内の電流より迅速に減少する。トランジ
スタの寸法を正確に選択すると、電流の減少に関する曲
線（または相似変換によってこれらの曲線から演繹され
る曲線）はある温度で互いに交差する。従って、等しい
電流の検出によって、この温度の通過を検出することが
可能である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、集積回路、特に集
積回路の温度を検出するための手段に関するものであ
り、その手段はそれ自体集積回路の一部分を形成する。
積回路の温度を検出するための手段に関するものであ
り、その手段はそれ自体集積回路の一部分を形成する。
【０００２】
【従来の技術】本発明の目的である主な用途は、集積回
路がある温度まで故意に加熱されて、もはや正常に作動
しなくなる不正に対する保護である。実際、集積回路は
特定の温度範囲内でその機能を果たすように設計されて
いる。この範囲外の温度では、動作は異常になり、この
異常性を不正に使用することが考えられることがある。
従って、温度が回路の正常作動が保証される範囲の限度
を越えた時、適切な保護作用（一般的には集積回路の動
作停止）を起動させる温度検出器が備えられる。実際、
不正防止手段がとられるべきなのは、特に温度範囲の上
限を越えた時である。
路がある温度まで故意に加熱されて、もはや正常に作動
しなくなる不正に対する保護である。実際、集積回路は
特定の温度範囲内でその機能を果たすように設計されて
いる。この範囲外の温度では、動作は異常になり、この
異常性を不正に使用することが考えられることがある。
従って、温度が回路の正常作動が保証される範囲の限度
を越えた時、適切な保護作用（一般的には集積回路の動
作停止）を起動させる温度検出器が備えられる。実際、
不正防止手段がとられるべきなのは、特に温度範囲の上
限を越えた時である。
【０００３】本発明は、また、集積回路の温度を検査す
ることが必要な他の用途にも使用できる。しかし、集積
回路が設計された特定の用途に関して以下説明する。こ
の用途では、不正に対する１つの保護方法は、許容され
た最大作動温度（Ｔｐ１）より高い温度（Ｔｐ２）まで
集積回路を動作させるテストすることからなる。温度検
出器は、これらの２つの温度Ｔｐ１とＴｐ２との間にあ
る基準温度Ｔｐｒで保護作用を起動させるように配置さ
れる。従来、正常動作の範囲は、Ｔｐ１＝85℃以下であ
る（現在の用途）。テスト温度は、Ｔｐ２＝ 125℃であ
ることがある。検出器Ｔｐｒが作動する温度は、その２
つの温度の間、例えば、90℃である。
ることが必要な他の用途にも使用できる。しかし、集積
回路が設計された特定の用途に関して以下説明する。こ
の用途では、不正に対する１つの保護方法は、許容され
た最大作動温度（Ｔｐ１）より高い温度（Ｔｐ２）まで
集積回路を動作させるテストすることからなる。温度検
出器は、これらの２つの温度Ｔｐ１とＴｐ２との間にあ
る基準温度Ｔｐｒで保護作用を起動させるように配置さ
れる。従来、正常動作の範囲は、Ｔｐ１＝85℃以下であ
る（現在の用途）。テスト温度は、Ｔｐ２＝ 125℃であ
ることがある。検出器Ｔｐｒが作動する温度は、その２
つの温度の間、例えば、90℃である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】温度検出器は、既に存
在している。それらは、逆バイアスＰＮ接合の漏れ電流
の測定を使用する。この漏れ電流は、温度の関数として
大きな変動を示す。しかし、これらの検出器は、極めて
小さい（約数10ピコアンペア）従って測定が困難な逆方
向電流を流す。それらは、ノイズに対する極めて影響さ
れやすく、時間定数が極めて高い。そのため、これらの
装置をテストすることが困難である。一方、これらの検
出器が必要条件下でその機能を満たすことが望ましい
時、そのテストは必要不可欠である。
在している。それらは、逆バイアスＰＮ接合の漏れ電流
の測定を使用する。この漏れ電流は、温度の関数として
大きな変動を示す。しかし、これらの検出器は、極めて
小さい（約数10ピコアンペア）従って測定が困難な逆方
向電流を流す。それらは、ノイズに対する極めて影響さ
れやすく、時間定数が極めて高い。そのため、これらの
装置をテストすることが困難である。一方、これらの検
出器が必要条件下でその機能を満たすことが望ましい
時、そのテストは必要不可欠である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、異なる型の検
出器の使用を提案する。この検出器は、２つの同様なＭ
ＯＳトランジスタ及びＰＮ接合を使用し、その動作はこ
れらの２つのトランジスタの導通状態の比較による。第
２のトランジスタは、絶対値で第１のトランジスタより
高いゲート−ソース電圧を有し、その差は、順方向バイ
アスＰＮ接合の端子間電圧降下Ｖｂｅである。このゲー
ト−ソース電圧の差の存在によって、温度に対するそれ
らＭＯＳトランジスタを流れる電流の変動曲線は同じで
はない。これらの曲線、すなわち相似変換によってこれ
らの曲線から演繹される曲線は、ある温度値で互いに交
わる。交点の検出によって、この値の検出、従って検出
可能な温度閾値の決定が可能になる。
出器の使用を提案する。この検出器は、２つの同様なＭ
ＯＳトランジスタ及びＰＮ接合を使用し、その動作はこ
れらの２つのトランジスタの導通状態の比較による。第
２のトランジスタは、絶対値で第１のトランジスタより
高いゲート−ソース電圧を有し、その差は、順方向バイ
アスＰＮ接合の端子間電圧降下Ｖｂｅである。このゲー
ト−ソース電圧の差の存在によって、温度に対するそれ
らＭＯＳトランジスタを流れる電流の変動曲線は同じで
はない。これらの曲線、すなわち相似変換によってこれ
らの曲線から演繹される曲線は、ある温度値で互いに交
わる。交点の検出によって、この値の検出、従って検出
可能な温度閾値の決定が可能になる。
【０００６】変動曲線が同じではない主な理由は、第２
のトランジスタのゲート−ソース回路の電圧降下Ｖｂｅ
の存在である。この電圧降下は、実際、温度が上昇する
と小さくなる特別な効果を有する。第１のトランジスタ
のゲート−ソース電圧より高いこの第２のトランジスタ
のゲート−ソース電圧は、この第１のトランジスタのゲ
ート−ソース電圧より速く降下する。第２のトランジス
タの電流は、第１のトランジスタの電流より急速に降下
する。周囲温度で第２のトランジスタの電流が第１のト
ランジスタの電流より高い時（しかしながら、過度では
ない）、温度に対する電流の変動曲線は交わる。所定の
ゲート−ソース電圧では電流はトランジスタの幅／長さ
（Ｗ／Ｌ）比に比例するので、交点はトランジスタの相
対的な寸法によって決定される。従って、相対的な寸法
を選択することによって、電流が等しい温度を決定する
ことができる。電流比較器を使用する時、その時、温度
がトランジスタ内の電流が等しい時の値、すなわち、後
で説明するようにトランジスタ内の電流から相似変換に
よって演繹される電流が等しい時の値を越えると、作動
信号を与えることができる。
のトランジスタのゲート−ソース回路の電圧降下Ｖｂｅ
の存在である。この電圧降下は、実際、温度が上昇する
と小さくなる特別な効果を有する。第１のトランジスタ
のゲート−ソース電圧より高いこの第２のトランジスタ
のゲート−ソース電圧は、この第１のトランジスタのゲ
ート−ソース電圧より速く降下する。第２のトランジス
タの電流は、第１のトランジスタの電流より急速に降下
する。周囲温度で第２のトランジスタの電流が第１のト
ランジスタの電流より高い時（しかしながら、過度では
ない）、温度に対する電流の変動曲線は交わる。所定の
ゲート−ソース電圧では電流はトランジスタの幅／長さ
（Ｗ／Ｌ）比に比例するので、交点はトランジスタの相
対的な寸法によって決定される。従って、相対的な寸法
を選択することによって、電流が等しい温度を決定する
ことができる。電流比較器を使用する時、その時、温度
がトランジスタ内の電流が等しい時の値、すなわち、後
で説明するようにトランジスタ内の電流から相似変換に
よって演繹される電流が等しい時の値を越えると、作動
信号を与えることができる。
【０００７】従って、本発明は、同じ導電型を有する２
つのＭＯＳトランジスタと、第１のトランジスタのゲー
ト−ソース電圧より値Ｖｂｅ高いゲート−ソース電圧を
第２のトランジスタに印加する手段（Ｖｂｅは順方向バ
イアスＰＮ接合の端子での電圧降下である）と、２つの
トランジスタを流れる電流の比較手段とを備える集積回
路を提案するものである。比較手段は、好ましくは、ト
ランジスタの１つを流れる電流をコピーする手段を有
し、このコピー手段は第２のトランジスタと直列接続さ
れている。コピーは、スイッチ切り替え温度の調節を可
能にする比例定数によって実施される。好ましくは、２
つのＭＯＳトランジスタのうち１つのゲート−ソース電
圧は、その閾値電圧より僅かに高く、この結果はこのト
ランジスタのドレインとゲートを接続することによって
得られる。
つのＭＯＳトランジスタと、第１のトランジスタのゲー
ト−ソース電圧より値Ｖｂｅ高いゲート−ソース電圧を
第２のトランジスタに印加する手段（Ｖｂｅは順方向バ
イアスＰＮ接合の端子での電圧降下である）と、２つの
トランジスタを流れる電流の比較手段とを備える集積回
路を提案するものである。比較手段は、好ましくは、ト
ランジスタの１つを流れる電流をコピーする手段を有
し、このコピー手段は第２のトランジスタと直列接続さ
れている。コピーは、スイッチ切り替え温度の調節を可
能にする比例定数によって実施される。好ましくは、２
つのＭＯＳトランジスタのうち１つのゲート−ソース電
圧は、その閾値電圧より僅かに高く、この結果はこのト
ランジスタのドレインとゲートを接続することによって
得られる。
【０００８】この検出器は、特にＭＯＳトランジスタが
基板と反対の導電型を有するウェル内に形成されるＣＭ
ＯＳ技術で形成される。その時、ＰＮ接合として、基板
（バイパーラトランジスタのコレクタを構成する）、基
板と反対の導電型のウェル（トランジスタのベース）及
びこのウェル内に形成されたウェルと反対の導電型を有
する拡散層（トランジスタのエミッタを構成する）によ
って形成された寄生バイポーラトランジスタのベース−
エミッタ接合を使用することができる。
基板と反対の導電型を有するウェル内に形成されるＣＭ
ＯＳ技術で形成される。その時、ＰＮ接合として、基板
（バイパーラトランジスタのコレクタを構成する）、基
板と反対の導電型のウェル（トランジスタのベース）及
びこのウェル内に形成されたウェルと反対の導電型を有
する拡散層（トランジスタのエミッタを構成する）によ
って形成された寄生バイポーラトランジスタのベース−
エミッタ接合を使用することができる。
【０００９】本発明による検出器の１実施例では、第１
のＭＯＳトランジスタのソースはＰＮ接合と直列接続さ
れ、このＰＮ接合はさらに固定電位に接続されている。
この第１のトランジスタのゲートはドレインに接続され
ている。第１のＭＯＳトランジスタと同じ導電型の第２
のＭＯＳトランジスタのゲートは、第１のトランジスタ
のゲートに接続され、ソースは同じ固定電位に直接接続
されている。検出器の出力は、第２のトランジスタのド
レインから取り出される。２つのトランジスタのドレイ
ンはそれぞれの電流源から給電され、従って、電流は、
トランジスタの各々を流れ、直流電流がＰＮ接合を流れ
る。装置は、２つのトランジスタのゲート−ソース電圧
が異なり、その差はＰＮ接合の直流電圧降下（Ｖｂｅ）
に等しいようにされる。
のＭＯＳトランジスタのソースはＰＮ接合と直列接続さ
れ、このＰＮ接合はさらに固定電位に接続されている。
この第１のトランジスタのゲートはドレインに接続され
ている。第１のＭＯＳトランジスタと同じ導電型の第２
のＭＯＳトランジスタのゲートは、第１のトランジスタ
のゲートに接続され、ソースは同じ固定電位に直接接続
されている。検出器の出力は、第２のトランジスタのド
レインから取り出される。２つのトランジスタのドレイ
ンはそれぞれの電流源から給電され、従って、電流は、
トランジスタの各々を流れ、直流電流がＰＮ接合を流れ
る。装置は、２つのトランジスタのゲート−ソース電圧
が異なり、その差はＰＮ接合の直流電圧降下（Ｖｂｅ）
に等しいようにされる。
【００１０】電流比較器は、第１のトランジスタのドレ
インと第２のトランジスタのドレインに対して、互いに
対して一定の比で電流を与える電流源から給電すること
によって形成される。この比は、これらの電流源を構成
するトランジスタの幾何学的な相対的な比によって決定
される。本発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を
参照して行なう下記の実施例の説明から明らかになろ
う。
インと第２のトランジスタのドレインに対して、互いに
対して一定の比で電流を与える電流源から給電すること
によって形成される。この比は、これらの電流源を構成
するトランジスタの幾何学的な相対的な比によって決定
される。本発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を
参照して行なう下記の実施例の説明から明らかになろ
う。
【００１１】
【実施例】図１の単純な検出器は、同じ種類、すなわ
ち、同じ導電型の２つの電界効果トランジスタＱ１及び
Ｑ２を有する。それらは、ＮＭＯＳ型またはＰＭＯＳ型
のトランジスタである。記載した実施例では、それはＰ
ＭＯＳ形トランジスタである。それがＮＭＯＳトランジ
スタであるならば、図面の全ての導電型と電位の方向を
逆にして、対称的な図面を得ることが必要である。好ま
しくは、使用する技術が、Ｐ形基板上に、Ｐチャネルト
ランジスタ用のＮ形ウェルを有するＣＭＯＳ技術である
時、Ｐチャネルトランジスタが使用される。第１のトラ
ンジスタＱ１のドレインは、好ましくは、そのゲートＧ
１に接続されている。そのソースＳ１はＰＮＰバイポー
ラトランジスタＴ１のベースに接続されており、そのバ
イポーラトランジスタのエミッタは、固定の正の電位Ｖ
ｄｄ（例えば、３Ｖまたは５Ｖ）の電源端子Ａに接続さ
れている。トランジスタＴ１のコレクタは、好ましく
は、アースＧＮＤに接続されている。しかし、これは必
須ではない。実際、このトランジスタのコレクタ−ベー
ス接合は、Ｐ形基板にＮ形ウェルを形成するＣＭＯＳ技
術におけるウェル−基板接合である。その時、基板はア
ース電位を決定する。これが、トランジスタのコレクタ
がアースに接続されているように図示されていることの
説明である。
ち、同じ導電型の２つの電界効果トランジスタＱ１及び
Ｑ２を有する。それらは、ＮＭＯＳ型またはＰＭＯＳ型
のトランジスタである。記載した実施例では、それはＰ
ＭＯＳ形トランジスタである。それがＮＭＯＳトランジ
スタであるならば、図面の全ての導電型と電位の方向を
逆にして、対称的な図面を得ることが必要である。好ま
しくは、使用する技術が、Ｐ形基板上に、Ｐチャネルト
ランジスタ用のＮ形ウェルを有するＣＭＯＳ技術である
時、Ｐチャネルトランジスタが使用される。第１のトラ
ンジスタＱ１のドレインは、好ましくは、そのゲートＧ
１に接続されている。そのソースＳ１はＰＮＰバイポー
ラトランジスタＴ１のベースに接続されており、そのバ
イポーラトランジスタのエミッタは、固定の正の電位Ｖ
ｄｄ（例えば、３Ｖまたは５Ｖ）の電源端子Ａに接続さ
れている。トランジスタＴ１のコレクタは、好ましく
は、アースＧＮＤに接続されている。しかし、これは必
須ではない。実際、このトランジスタのコレクタ−ベー
ス接合は、Ｐ形基板にＮ形ウェルを形成するＣＭＯＳ技
術におけるウェル−基板接合である。その時、基板はア
ース電位を決定する。これが、トランジスタのコレクタ
がアースに接続されているように図示されていることの
説明である。
【００１２】トランジスタＴ１のエミッタ−ベース接合
は、順方向バイアスＰＮ接合である。このトランジスタ
Ｔ１のベース電流は、ＰＭＯＳトランジスタＱ１を流れ
る。トランジスタＱ１のドレインは、アースに接続され
た定電流源ＳＣ１に接続されている。この定電流源ＳＣ
１は、トランジスタＱ１を流れ、更に、トランジスタＴ
１のベースを流れる電流Ｉ１を決定する。第２のＰＭＯ
ＳトランジスタＱ２のゲートは、第１のＰＭＯＳトラン
ジスタＱ１のゲートに接続されており、ソースは直接Ｖ
ｄｄの電源端子Ａに接続されている。
は、順方向バイアスＰＮ接合である。このトランジスタ
Ｔ１のベース電流は、ＰＭＯＳトランジスタＱ１を流れ
る。トランジスタＱ１のドレインは、アースに接続され
た定電流源ＳＣ１に接続されている。この定電流源ＳＣ
１は、トランジスタＱ１を流れ、更に、トランジスタＴ
１のベースを流れる電流Ｉ１を決定する。第２のＰＭＯ
ＳトランジスタＱ２のゲートは、第１のＰＭＯＳトラン
ジスタＱ１のゲートに接続されており、ソースは直接Ｖ
ｄｄの電源端子Ａに接続されている。
【００１３】ＭＯＳトランジスタを流れることができる
電流は、複数の要因によって決定されることが知られて
いる。その要因とは、すなわち、ゲート−ソース電圧の
絶対値Ｖｇｓ、トランジスタの幅／長さ比（Ｗ／Ｌ）、
温度である。
電流は、複数の要因によって決定されることが知られて
いる。その要因とは、すなわち、ゲート−ソース電圧の
絶対値Ｖｇｓ、トランジスタの幅／長さ比（Ｗ／Ｌ）、
温度である。
【００１４】作用する他の物理的特性としては、トラン
ジスタの閾値電圧Ｖｔがある。それは、２つのトランジ
スタＱ１及びＱ２において同じであると仮定する。閾値
電圧は、温度の関数として変化するが、両方のトランジ
スタについて同じである。トランジスタＱ２のゲート−
ソース電圧の絶対値Ｖｇｓ２は、トランジスタＱ１のゲ
ート−ソース電圧のＶｇｓ１の絶対値より常に大きい。
その差は、実際には、バイポーラトランジスタＴ１のエ
ミッタ−ベース電圧降下の絶対値Ｖｂｅである。従っ
て、所定の温度で、トランジスタＱ１とＱ２が同じ寸法
であるならば、トランジスタＱ２の電流はトランジスタ
Ｑ１の電流より大きくなる傾向がある。
ジスタの閾値電圧Ｖｔがある。それは、２つのトランジ
スタＱ１及びＱ２において同じであると仮定する。閾値
電圧は、温度の関数として変化するが、両方のトランジ
スタについて同じである。トランジスタＱ２のゲート−
ソース電圧の絶対値Ｖｇｓ２は、トランジスタＱ１のゲ
ート−ソース電圧のＶｇｓ１の絶対値より常に大きい。
その差は、実際には、バイポーラトランジスタＴ１のエ
ミッタ−ベース電圧降下の絶対値Ｖｂｅである。従っ
て、所定の温度で、トランジスタＱ１とＱ２が同じ寸法
であるならば、トランジスタＱ２の電流はトランジスタ
Ｑ１の電流より大きくなる傾向がある。
【００１５】トランジスタＱ１内の電流は、電流源ＳＣ
１によって一定にされる。その時、この電流は、トラン
ジスタＱ１及びＴ１が所定の大きさでの電圧Ｖｇｓ１の
値と電圧Ｖｂｅの値を示す。従って、第２のトランジス
タＱ２のゲート−ソース電圧Ｖｇｓ２もまた、絶対値に
おいて、電圧Ｖｇｓ１及びＶｂｅの合計となるように決
定される。ゲート−ソース電圧Ｖｇｓ２が印加されるの
で、トランジスタＱ２はそのゲート幅／長さの比によっ
てのみ決定される電流Ｉ２を流そうとする。実際にトラ
ンジスタＱ２に存在する電流は、Ｑ２のバイアスから可
能ならば、Ｉ２に等しい。しかし、さらに異なる電流を
トランジスタＱ２に与える傾向があると、その時、そこ
から生じる不調和が、Ｑ２のドレインの電位を上昇また
は降下させる。次に、どのようにしてこれによって温度
閾値の交差の検出が可能になるかを説明する。
１によって一定にされる。その時、この電流は、トラン
ジスタＱ１及びＴ１が所定の大きさでの電圧Ｖｇｓ１の
値と電圧Ｖｂｅの値を示す。従って、第２のトランジス
タＱ２のゲート−ソース電圧Ｖｇｓ２もまた、絶対値に
おいて、電圧Ｖｇｓ１及びＶｂｅの合計となるように決
定される。ゲート−ソース電圧Ｖｇｓ２が印加されるの
で、トランジスタＱ２はそのゲート幅／長さの比によっ
てのみ決定される電流Ｉ２を流そうとする。実際にトラ
ンジスタＱ２に存在する電流は、Ｑ２のバイアスから可
能ならば、Ｉ２に等しい。しかし、さらに異なる電流を
トランジスタＱ２に与える傾向があると、その時、そこ
から生じる不調和が、Ｑ２のドレインの電位を上昇また
は降下させる。次に、どのようにしてこれによって温度
閾値の交差の検出が可能になるかを説明する。
【００１６】温度Ｔｐが高くなる時、電流Ｉ１は変動す
る（実際には小さくなる）。しかし、トランジスタＱ１
は、ダイオード（ドレインにゲートが接続されている）
の形に接続されているので、そのゲート−ソース電圧が
その閾値電圧Ｖｔｐより僅かに大きい状態に止まる。ト
ランジスタＱ２を流れようとする電流Ｉ２は、同じ方向
に変動する（実際には小さくなる）。しかし、Ｔ１のベ
ース−エミッタ電圧Ｖｂｅは、温度が上昇すると小さく
なる。従って、２つのトランジスタのゲート−ソース電
圧間の差は小さくなる。そのため、電流Ｉ２は、電流Ｉ
１と同じ割合ではなく、この電流Ｉ１よりより大きい割
合で小さくなる。
る（実際には小さくなる）。しかし、トランジスタＱ１
は、ダイオード（ドレインにゲートが接続されている）
の形に接続されているので、そのゲート−ソース電圧が
その閾値電圧Ｖｔｐより僅かに大きい状態に止まる。ト
ランジスタＱ２を流れようとする電流Ｉ２は、同じ方向
に変動する（実際には小さくなる）。しかし、Ｔ１のベ
ース−エミッタ電圧Ｖｂｅは、温度が上昇すると小さく
なる。従って、２つのトランジスタのゲート−ソース電
圧間の差は小さくなる。そのため、電流Ｉ２は、電流Ｉ
１と同じ割合ではなく、この電流Ｉ１よりより大きい割
合で小さくなる。
【００１７】図２は、温度に対する電流Ｉ１の変動及び
温度に対する電流Ｉ２のより大きい変動を図示したもの
である。減少は比例してはいないので、曲線は平行では
ない。それらの曲線は、トランジスタＱ２の相対的な寸
法がトランジスタＱ１より小さいと、周囲温度Ｔａより
高い所定の温度Ｔｐｒで交差することができる。交点
は、周囲温度での電流Ｉ１とＩ２の比に関係する。ま
た、この比はトランジスタＱ１及びＱ２の相対的な大き
さにも関係する。
温度に対する電流Ｉ２のより大きい変動を図示したもの
である。減少は比例してはいないので、曲線は平行では
ない。それらの曲線は、トランジスタＱ２の相対的な寸
法がトランジスタＱ１より小さいと、周囲温度Ｔａより
高い所定の温度Ｔｐｒで交差することができる。交点
は、周囲温度での電流Ｉ１とＩ２の比に関係する。ま
た、この比はトランジスタＱ１及びＱ２の相対的な大き
さにも関係する。
【００１８】図２は、Ｉ１の変動曲線とＩ２の２つの変
動曲線Ｉ２及びＩ’２を図示している。第１の曲線Ｉ２
は、トランジスタＱ１及びＱ２のサイズの第１の比ｋに
対応する。そのｋは、下記のように表される。ｋ＝（Ｗ
２／Ｌ２）／（Ｗ１／Ｌ１）（但し、Ｗ２、Ｌ２は第２
のトランジスタの幅及び長さであり、Ｗ１及びＬ１は第
１のトランジスタの幅及び長さである）。破線で図示し
た第２の曲線Ｉ’２は、トランジスタＱ1 及びＱ２の寸
法の間の第２の比ｋ’に対応する。曲線Ｉ１及びＩ２の
交点は、比ｋによって決定されることが明らかに分か
る。従って、ｋは、曲線が越えるべきではない臨界温度
である所望の温度で交差するように選択することができ
る。
動曲線Ｉ２及びＩ’２を図示している。第１の曲線Ｉ２
は、トランジスタＱ１及びＱ２のサイズの第１の比ｋに
対応する。そのｋは、下記のように表される。ｋ＝（Ｗ
２／Ｌ２）／（Ｗ１／Ｌ１）（但し、Ｗ２、Ｌ２は第２
のトランジスタの幅及び長さであり、Ｗ１及びＬ１は第
１のトランジスタの幅及び長さである）。破線で図示し
た第２の曲線Ｉ’２は、トランジスタＱ1 及びＱ２の寸
法の間の第２の比ｋ’に対応する。曲線Ｉ１及びＩ２の
交点は、比ｋによって決定されることが明らかに分か
る。従って、ｋは、曲線が越えるべきではない臨界温度
である所望の温度で交差するように選択することができ
る。
【００１９】この臨界温度に達したことを確認するため
に、その時、トランジスタＱ１を流れる電流Ｉ１と、そ
のゲート−ソース電圧Ｖｇｓ２、大きさ及び温度によっ
てトランジスタＱ２を流れようとする電流Ｉ２とが等し
いことを検出することが必要である。このため、最も単
純な方法は、図１に図示した装置を使用することであ
る。電流源ＳＣ１に接続された第２の電流源ＳＣ’１
が、電流源ＳＣ１の電流をコピーし、電流Ｉ１に等しい
電流Ｉ’１を生じさせようとする。そのコピーは、温度
に関係なく実施される。すなわち、Ｉ１が温度によって
変動するならば、Ｉ’１は同様に変動する。
に、その時、トランジスタＱ１を流れる電流Ｉ１と、そ
のゲート−ソース電圧Ｖｇｓ２、大きさ及び温度によっ
てトランジスタＱ２を流れようとする電流Ｉ２とが等し
いことを検出することが必要である。このため、最も単
純な方法は、図１に図示した装置を使用することであ
る。電流源ＳＣ１に接続された第２の電流源ＳＣ’１
が、電流源ＳＣ１の電流をコピーし、電流Ｉ１に等しい
電流Ｉ’１を生じさせようとする。そのコピーは、温度
に関係なく実施される。すなわち、Ｉ１が温度によって
変動するならば、Ｉ’１は同様に変動する。
【００２０】この電流源は、トランジスタＱ２のドレイ
ンに接続されており、このトランジスタに電流Ｉ’１＝
Ｉ１を流れさせる。さらに、装置は電流Ｉ２をトランジ
スタＱ２に流れさせようとするので、Ｉ２＝Ｉ’１であ
る臨界温度Ｔｐｒを除いて均衡はない。Ｉ２がＩ’１よ
り大きい時（実際にはＴｐｒ以下の温度）、トランジス
タＱ２は飽和しようとする。実際、トランジスタＱ２に
は通常そのゲート−ソース電圧によって与えられる電流
より低い電流が流れる。Ｑ２のドレイン−ソース電位
は、零に近いままである傾向がある。従って、Ｑ２のド
レイン電位は、Ｖｄｄに近いままである。
ンに接続されており、このトランジスタに電流Ｉ’１＝
Ｉ１を流れさせる。さらに、装置は電流Ｉ２をトランジ
スタＱ２に流れさせようとするので、Ｉ２＝Ｉ’１であ
る臨界温度Ｔｐｒを除いて均衡はない。Ｉ２がＩ’１よ
り大きい時（実際にはＴｐｒ以下の温度）、トランジス
タＱ２は飽和しようとする。実際、トランジスタＱ２に
は通常そのゲート−ソース電圧によって与えられる電流
より低い電流が流れる。Ｑ２のドレイン−ソース電位
は、零に近いままである傾向がある。従って、Ｑ２のド
レイン電位は、Ｖｄｄに近いままである。
【００２１】反対に、Ｉ２がＩ’１より小さくなろうと
する時、実際には臨界温度を越える時、妨害されるのは
この電流源ＳＣ’１であり、それが流すべき電流を全て
流すことができない。この電流源は、飽和される。Ｑ２
のドレインの電位は、０に極めて近くまで降下する。従
って、Ｑ２のドレイン電位は、臨界温度Ｔｐｒを越えた
か越えないかの２進数表示である。Ｑ２のドレインは、
好ましくはインバータＩＮＶ１の入力に接続されてお
り、インバータＩＮＶ１はその出力で臨界温度を越えた
ことまたは越えないことを示す制御信号を出力する。イ
ンバータＩＮＶ１の出力Ｓは、例えば、集積回路全体ま
たはその一部分の禁止命令として使用される。
する時、実際には臨界温度を越える時、妨害されるのは
この電流源ＳＣ’１であり、それが流すべき電流を全て
流すことができない。この電流源は、飽和される。Ｑ２
のドレインの電位は、０に極めて近くまで降下する。従
って、Ｑ２のドレイン電位は、臨界温度Ｔｐｒを越えた
か越えないかの２進数表示である。Ｑ２のドレインは、
好ましくはインバータＩＮＶ１の入力に接続されてお
り、インバータＩＮＶ１はその出力で臨界温度を越えた
ことまたは越えないことを示す制御信号を出力する。イ
ンバータＩＮＶ１の出力Ｓは、例えば、集積回路全体ま
たはその一部分の禁止命令として使用される。
【００２２】図３を参照すると、電流Ｉ２と電流Ｉ’１
＝Ｉ１とではなく、電流Ｉ２とＩ１に比例した電流Ｉ’
１とを比較することができることが注目される。しか
し、Ｉ’１／Ｉ１の比は、温度が変化しても、一定であ
ることが好ましい。実際、トランジスタＱ１とＱ２との
相対的な寸法が図３に図示したもののように電流曲線Ｉ
２及びＩ１を与えると仮定すると、Ｉ１に比例した電流
Ｉ’１を与える電流源ＳＣ’１を有することができ、比
例係数の変動は相似変換によって曲線Ｉ’１を移動させ
る。その時、曲線Ｉ’１及びＩ２の交点は、この比の適
切な選択によって調節される。
＝Ｉ１とではなく、電流Ｉ２とＩ１に比例した電流Ｉ’
１とを比較することができることが注目される。しか
し、Ｉ’１／Ｉ１の比は、温度が変化しても、一定であ
ることが好ましい。実際、トランジスタＱ１とＱ２との
相対的な寸法が図３に図示したもののように電流曲線Ｉ
２及びＩ１を与えると仮定すると、Ｉ１に比例した電流
Ｉ’１を与える電流源ＳＣ’１を有することができ、比
例係数の変動は相似変換によって曲線Ｉ’１を移動させ
る。その時、曲線Ｉ’１及びＩ２の交点は、この比の適
切な選択によって調節される。
【００２３】電流源ＳＣ１及びＳＣ’１は、原則的には
トランジスタによって、例えば、カレントミラーとして
接続されたトランジスタによって形成され、これらのト
ランジスタの相対的な寸法の選択によって比を調節する
ことは容易である。従って、検出される温度閾値を、ト
ランジスタＱ２及びＱ１の相対的な寸法の選択によって
または電流源ＳＣ１及びＳＣ’１の比の選択によってま
たはこれらの２つの可能性の組合せによって調節できる
ことが理解されよう。
トランジスタによって、例えば、カレントミラーとして
接続されたトランジスタによって形成され、これらのト
ランジスタの相対的な寸法の選択によって比を調節する
ことは容易である。従って、検出される温度閾値を、ト
ランジスタＱ２及びＱ１の相対的な寸法の選択によって
または電流源ＳＣ１及びＳＣ’１の比の選択によってま
たはこれらの２つの可能性の組合せによって調節できる
ことが理解されよう。
【００２４】図４は、単純な１実施例を図示したもので
ある。この実施例では、電流源ＳＣ１及びＳＣ’１は２
つのＮチャネルトランジスタＮ１及びＮ２によって形成
されており、それらトランジスタのゲートは、各々共通
電圧源Ｖｒｅｆに接続され、ソースはアースされ、ドレ
インの１つ（トランジスタＮ１）はＱ１のドレインに、
もう１つ（トランジスタＮ２）はＱ２のドレインに接続
されている。図５に図示した単純な実施例では、電圧Ｖ
ｒｅｆはトランジスタＮ１のドレインで単純に取り出さ
れる。すなわち、このトランジスタＮ１は、ダイオード
の形に接続されており、そのゲートはそのドレインに接
続されている。トランジスタＮ１及びＮ２は、同じ寸法
（図２を参照して説明した態様）かまたは異なる寸法
（図３を参照して説明した態様）を有する。後者の場
合、Ｎ１及びＮ２の幅／長さの幾何学寸法比によって、
回路によって検出される温度閾値を調節することが可能
である。
ある。この実施例では、電流源ＳＣ１及びＳＣ’１は２
つのＮチャネルトランジスタＮ１及びＮ２によって形成
されており、それらトランジスタのゲートは、各々共通
電圧源Ｖｒｅｆに接続され、ソースはアースされ、ドレ
インの１つ（トランジスタＮ１）はＱ１のドレインに、
もう１つ（トランジスタＮ２）はＱ２のドレインに接続
されている。図５に図示した単純な実施例では、電圧Ｖ
ｒｅｆはトランジスタＮ１のドレインで単純に取り出さ
れる。すなわち、このトランジスタＮ１は、ダイオード
の形に接続されており、そのゲートはそのドレインに接
続されている。トランジスタＮ１及びＮ２は、同じ寸法
（図２を参照して説明した態様）かまたは異なる寸法
（図３を参照して説明した態様）を有する。後者の場
合、Ｎ１及びＮ２の幅／長さの幾何学寸法比によって、
回路によって検出される温度閾値を調節することが可能
である。
【００２５】図６は、Ｐ形基板（コレクタ）、基板に拡
散されたＮ形ウェル（ベース）及びウェルに拡散された
Ｐ+ 形領域（エミッタ）によって形成された寄生トラン
ジスタをＰＮＰバイポーラトランジスタＴ１として使用
することによって実際に温度検出器を形成することがで
きる方法を図示した集積回路の断面図である。このＰ+
形領域は、電源電圧Ｖｄｄに接続されている。基板は、
アースに接続されている。技術は、Ｐ形基板上のＣＭＯ
Ｓ技術である。Ｎ形基板上のＣＭＯＳ技術であるなら
ば、検出器の電気回路図の全ての導電型と電位の方向を
反対にすることが必要である。
散されたＮ形ウェル（ベース）及びウェルに拡散された
Ｐ+ 形領域（エミッタ）によって形成された寄生トラン
ジスタをＰＮＰバイポーラトランジスタＴ１として使用
することによって実際に温度検出器を形成することがで
きる方法を図示した集積回路の断面図である。このＰ+
形領域は、電源電圧Ｖｄｄに接続されている。基板は、
アースに接続されている。技術は、Ｐ形基板上のＣＭＯ
Ｓ技術である。Ｎ形基板上のＣＭＯＳ技術であるなら
ば、検出器の電気回路図の全ての導電型と電位の方向を
反対にすることが必要である。
【００２６】トランジスタＱ１は、第２のＮ形ウェル内
に形成されている。そのソースは、接続線を介して、Ｎ
形ウェルに接続されたオーミックコンタクト（Ｎ+ 形拡
散）に接続されている。このオーミックコンタクトは、
さらに接続線及び第１のウェル内に拡散された別のオー
ミックコンタクト（Ｎ+ 形拡散）を介して、バイポーラ
トランジスタＴ１のベースに接続されている。トランジ
スタＱ１のドレインは、接続線によってそのゲートに接
続され、更に電流源ＳＣ１及びトランジスタＱ２のゲー
トに接続されている。トランジスタＱ２は、第３のＮ形
ウェル内に形成されている。そのソースは、接続線によ
ってＶｄｄの電源端子Ａに接続されている。そのドレイ
ンは、電流源ＳＣ’１及びインバータＩＮＶ１に接続さ
れている。第３のウェルは、好ましくは、Ｎ+ 形オーミ
ックコンタクトによって電圧Ｖｄｄに接続されている。
に形成されている。そのソースは、接続線を介して、Ｎ
形ウェルに接続されたオーミックコンタクト（Ｎ+ 形拡
散）に接続されている。このオーミックコンタクトは、
さらに接続線及び第１のウェル内に拡散された別のオー
ミックコンタクト（Ｎ+ 形拡散）を介して、バイポーラ
トランジスタＴ１のベースに接続されている。トランジ
スタＱ１のドレインは、接続線によってそのゲートに接
続され、更に電流源ＳＣ１及びトランジスタＱ２のゲー
トに接続されている。トランジスタＱ２は、第３のＮ形
ウェル内に形成されている。そのソースは、接続線によ
ってＶｄｄの電源端子Ａに接続されている。そのドレイ
ンは、電流源ＳＣ’１及びインバータＩＮＶ１に接続さ
れている。第３のウェルは、好ましくは、Ｎ+ 形オーミ
ックコンタクトによって電圧Ｖｄｄに接続されている。
【００２７】図５に戻ると（ダイオードの形に接続され
たトランジスタＮ１を有する）、電源電圧Ｖｄｄの値が
Ｔ１、Ｑ１、Ｎ１に電流が流れるために十分である、す
なわち、３つのトランジスタを導通にすることができる
ように十分であるならば、この図は良好に作動する。電
圧Ｖｄｄが、ＮＭＯＳトランジスタＮ１の閾値電圧Ｖｔ
ｎ（約0.8 〜１Ｖ）と、ＰＭＯＳトランジスタＱ１のＶ
ｔｐ（約0.8 〜１Ｖ）と、バイポーラトランジスタＴ１
のエミッタ−ベース接合の直流電圧降下Ｖｂｅ（約0.6
Ｖ）との合計に少なくとも等しい時のみこれは可能であ
る。従って、少なくとも2.4 Ｖの電圧を有することが必
要である。
たトランジスタＮ１を有する）、電源電圧Ｖｄｄの値が
Ｔ１、Ｑ１、Ｎ１に電流が流れるために十分である、す
なわち、３つのトランジスタを導通にすることができる
ように十分であるならば、この図は良好に作動する。電
圧Ｖｄｄが、ＮＭＯＳトランジスタＮ１の閾値電圧Ｖｔ
ｎ（約0.8 〜１Ｖ）と、ＰＭＯＳトランジスタＱ１のＶ
ｔｐ（約0.8 〜１Ｖ）と、バイポーラトランジスタＴ１
のエミッタ−ベース接合の直流電圧降下Ｖｂｅ（約0.6
Ｖ）との合計に少なくとも等しい時のみこれは可能であ
る。従って、少なくとも2.4 Ｖの電圧を有することが必
要である。
【００２８】しかし、より大きい範囲の電源電圧で作動
することが可能であることが望ましい場合がある。通
常、回路は２〜７Ｖの範囲の電源電圧で作動することが
望ましい。この場合、このトランジスタの単純なダイオ
ード接続以外の手段によってトランジスタＮ１に約１Ｖ
のゲート−ソース電圧を印加することが好ましい。この
ため、基準電圧源が形成される。この基準電圧源は、電
源電圧Ｖｄｄが約２Ｖに等しい時でさえトランジスタＮ
１のゲート上で制御電圧を保持することができる。
することが可能であることが望ましい場合がある。通
常、回路は２〜７Ｖの範囲の電源電圧で作動することが
望ましい。この場合、このトランジスタの単純なダイオ
ード接続以外の手段によってトランジスタＮ１に約１Ｖ
のゲート−ソース電圧を印加することが好ましい。この
ため、基準電圧源が形成される。この基準電圧源は、電
源電圧Ｖｄｄが約２Ｖに等しい時でさえトランジスタＮ
１のゲート上で制御電圧を保持することができる。
【００２９】図７の概略図によって、この目的を果たす
ことができる。図４と共通の要素には、同じ参照番号を
付した。Ｎ１及びＮ２のゲートを制御するために必要な
基準電圧Ｖｒｅｆは、低い電源電圧Ｖｄｄ、すなわち、
２Ｖに等しいＶｄｄでさえ作動する基準電圧源によって
生成される。生成した基準電圧Ｖｒｅｆは、実際に２つ
の異なる出力Ｖｒｅｆ１（トランジスタＮ１のゲートを
制御するため）及びＶｒｅｆ２（トランジスタＮ２のゲ
ートを制御するため）で得られる。これらの２つの電圧
は、実際に同じである。
ことができる。図４と共通の要素には、同じ参照番号を
付した。Ｎ１及びＮ２のゲートを制御するために必要な
基準電圧Ｖｒｅｆは、低い電源電圧Ｖｄｄ、すなわち、
２Ｖに等しいＶｄｄでさえ作動する基準電圧源によって
生成される。生成した基準電圧Ｖｒｅｆは、実際に２つ
の異なる出力Ｖｒｅｆ１（トランジスタＮ１のゲートを
制御するため）及びＶｒｅｆ２（トランジスタＮ２のゲ
ートを制御するため）で得られる。これらの２つの電圧
は、実際に同じである。
【００３０】この基準電圧源は、下記のように配置され
た６つのトランジスタを有する。ＭＯＳトランジスタＰ
３のソースはＶｄｄに接続されており、ゲートはドレイ
ンに接続されており、ドレインは、ソースがアースされ
ているＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレインに
接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ４の
ソースは抵抗Ｒ１を介してＶｄｄに接続されており、ゲ
ートはＰ３のゲートに接続されており、ドレインはＮチ
ャネルトランジスタＮ４のゲート及びドレインに接続さ
れている。トランジスタＮ４のソースはアースされてい
る。ＮチャネルトランジスタＮ５のゲートは、ドレイン
に接続されており、さらにＮ３のゲートに接続されてお
り、ソースはアースされている。Ｎ５のゲートは、さら
にトランジスタＮ１のゲートに接続されており、基準電
圧Ｖｒｅｆ１が現れるのはこのゲートである。Ｖｒｅｆ
１は、ＮチャネルトランジスタＮ５の閾値電圧にほぼ等
しく、約１Ｖである。更に、ＰチャネルトランジスタＰ
５がトランジスタＮ５に十分な電流を与えるために使用
される。そのドレインは、Ｎ５のドレインに接続されて
おり、ソースはＶｄｄに接続されており、ゲートはトラ
ンジスタＱ１及びＱ２のゲートに接続されている。電圧
Ｖｒｅｆ２は、トランジスタＮ４のドレイン及びゲート
に現れ、従って、このドレイン及びこのゲートはＮ２の
ゲートに接続される。
た６つのトランジスタを有する。ＭＯＳトランジスタＰ
３のソースはＶｄｄに接続されており、ゲートはドレイ
ンに接続されており、ドレインは、ソースがアースされ
ているＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレインに
接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ４の
ソースは抵抗Ｒ１を介してＶｄｄに接続されており、ゲ
ートはＰ３のゲートに接続されており、ドレインはＮチ
ャネルトランジスタＮ４のゲート及びドレインに接続さ
れている。トランジスタＮ４のソースはアースされてい
る。ＮチャネルトランジスタＮ５のゲートは、ドレイン
に接続されており、さらにＮ３のゲートに接続されてお
り、ソースはアースされている。Ｎ５のゲートは、さら
にトランジスタＮ１のゲートに接続されており、基準電
圧Ｖｒｅｆ１が現れるのはこのゲートである。Ｖｒｅｆ
１は、ＮチャネルトランジスタＮ５の閾値電圧にほぼ等
しく、約１Ｖである。更に、ＰチャネルトランジスタＰ
５がトランジスタＮ５に十分な電流を与えるために使用
される。そのドレインは、Ｎ５のドレインに接続されて
おり、ソースはＶｄｄに接続されており、ゲートはトラ
ンジスタＱ１及びＱ２のゲートに接続されている。電圧
Ｖｒｅｆ２は、トランジスタＮ４のドレイン及びゲート
に現れ、従って、このドレイン及びこのゲートはＮ２の
ゲートに接続される。
【００３１】その概略図は、別々の基準電圧Ｖｒｅｆ１
及びＶｒｅｆ２がＮ１及びＮ２のゲートに印加されるこ
とを除いて、図４と同じであることが理解されよう。さ
らに、これらの基準電圧は、電源電圧ＶｄｄがＮＭＯＳ
トランジスタ及びＰＭＯＳトランジスタの閾値電圧の絶
対値の合計に極めて近い時でさえ作動するように設定さ
れる。他の型の基準電圧源を同じ目的のために使用でき
る。
及びＶｒｅｆ２がＮ１及びＮ２のゲートに印加されるこ
とを除いて、図４と同じであることが理解されよう。さ
らに、これらの基準電圧は、電源電圧ＶｄｄがＮＭＯＳ
トランジスタ及びＰＭＯＳトランジスタの閾値電圧の絶
対値の合計に極めて近い時でさえ作動するように設定さ
れる。他の型の基準電圧源を同じ目的のために使用でき
る。
【００３２】また、この温度検出器は、電力を常に消費
する。この消費をできる限り少なくすることが望まし
い。従って、好ましくは、制御信号ＳＴＢＹは様々な電
流消費アームを制御して、回路が電力消費の減少したス
タンバイモードである時この消費を停止するように設計
される。図８は、付加スイッチトランジスタを加えて、
電力消費の減少したスタンバイモードでの動作を可能に
する図７の変更を図示したものである。
する。この消費をできる限り少なくすることが望まし
い。従って、好ましくは、制御信号ＳＴＢＹは様々な電
流消費アームを制御して、回路が電力消費の減少したス
タンバイモードである時この消費を停止するように設計
される。図８は、付加スイッチトランジスタを加えて、
電力消費の減少したスタンバイモードでの動作を可能に
する図７の変更を図示したものである。
【００３３】実際、信号ＳＴＢＹ及びその論理反転信号
ＮＳＴＢＹは、回路の各アーム内で直列接続された各ト
ランジスタの制御ゲートに入力される。特に、スタンバ
イモードで、トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ
５とアースとの間の接続を遮断するために、これらのト
ランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５とアースとの
間に各々直列接続されたトランジスタＮ６、Ｎ７、Ｎ
８、Ｎ９、Ｎ10と、トランジスタのベースＴ１のエミッ
タ−ベース接合をオフにすることによってスタンバイモ
ードでこのベースをＶｄｄにするためにトランジスタＴ
１のベースとＶｄｄの間に接続されたトランジスタＰ６
とが備えられる。さらに、スタンバイモードでトランジ
スタＱ１及びＰ３のゲート−ドレイン間接続を遮断する
ためにこれらのゲート−ドレイン間接続にはスイッチが
備えられる。これらのスイッチＮＰ１及びＮＰ３は、好
ましくは、信号ＳＴＢＹ及びＮＳＴＢＹによって各々制
御されるＮチャネルトランジスタと並列接続されたＰチ
ャネルＭＯＳトランジスタによって各々形成されてい
る。また、信号ＳＴＢＹによって制御される２つのＮチ
ャネルトランジスタＮ11及びＮ12によって、Ｑ１のゲー
ト及びＰ３のゲートがそれらのドレインから各々接続が
切れた時、スタンバイモードでＱ１のゲート及びＰ３の
ゲートをアースすることが可能になる。
ＮＳＴＢＹは、回路の各アーム内で直列接続された各ト
ランジスタの制御ゲートに入力される。特に、スタンバ
イモードで、トランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ
５とアースとの間の接続を遮断するために、これらのト
ランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５とアースとの
間に各々直列接続されたトランジスタＮ６、Ｎ７、Ｎ
８、Ｎ９、Ｎ10と、トランジスタのベースＴ１のエミッ
タ−ベース接合をオフにすることによってスタンバイモ
ードでこのベースをＶｄｄにするためにトランジスタＴ
１のベースとＶｄｄの間に接続されたトランジスタＰ６
とが備えられる。さらに、スタンバイモードでトランジ
スタＱ１及びＰ３のゲート−ドレイン間接続を遮断する
ためにこれらのゲート−ドレイン間接続にはスイッチが
備えられる。これらのスイッチＮＰ１及びＮＰ３は、好
ましくは、信号ＳＴＢＹ及びＮＳＴＢＹによって各々制
御されるＮチャネルトランジスタと並列接続されたＰチ
ャネルＭＯＳトランジスタによって各々形成されてい
る。また、信号ＳＴＢＹによって制御される２つのＮチ
ャネルトランジスタＮ11及びＮ12によって、Ｑ１のゲー
ト及びＰ３のゲートがそれらのドレインから各々接続が
切れた時、スタンバイモードでＱ１のゲート及びＰ３の
ゲートをアースすることが可能になる。
【図１】 本発明による温度検出器の単純な電気回路図
である。
である。
【図２】 図１の２つのＭＯＳトランジスタを流れる電
流のグラフを図示したものである。
流のグラフを図示したものである。
【図３】 図１のトランジスタを流れる電流の別のグラ
フを図示したものである。
フを図示したものである。
【図４】 本発明の単純な実施例を図示したものであ
る。
る。
【図５】 本発明の単純な実施例を図示したものであ
る。
る。
【図６】 図１の検出器を内蔵する集積回路の断面図で
ある。
ある。
【図７】 特に低い電源電圧で作動できるように変更さ
れた検出器を図示したものである。
れた検出器を図示したものである。
【図８】 さらに電力消費が減少された動作のスタンバ
イモードを備えるように変更された検出器の概略図であ
る。
イモードを備えるように変更された検出器の概略図であ
る。
Ｑ１、Ｑ２ トランジスタ Ａ 電源端子 ＧＮＤ アース ＳＣ１ 一定電流源 Ｔ１ バイポーラトランジスタ Ｉ１、Ｉ２ 電流 ＩＮＶ１ インバータ Ｎ１、Ｎ２ トランジスタ Ｖｄｄ 電源電圧 Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２ 基準電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｇ０１Ｋ 7/01 Ｈ０１Ｌ 27/04 21/822 Ｈ０１Ｌ 27/04 Ｆ
Claims (7)
- 【請求項１】 同じ導電型の第１及び第２のＭＯＳ型の
トランジスタと、第１のトランジスタのゲート−ソース
電圧より値Ｖｂｅ高いゲート−ソース電圧を第２のトラ
ンジスタに印加する手段（Ｖｂｅは順方向バイアスＰＮ
接合の端子間電圧降下である）と、第１及び第２のトラ
ンジスタを流れる電流を比較する比較手段とを備えるこ
とを特徴する集積回路。 - 【請求項２】 第２のトランジスタのソースは電源端子
に直接接続されており、第１のトランジスタのソースは
ＰＮ接合を介して上記電源端子に接続されていることを
特徴とする請求項１に記載の集積回路。 - 【請求項３】 上記比較手段は、第１及び第２のトラン
ジスタの一方を流れる電流をコピーする手段を備え、こ
のコピー手段は第２のトランジスタに直列接続されてい
ることを特徴とする請求項１または２に記載の集積回
路。 - 【請求項４】 第１のトランジスタに所定の電流を与え
るためにこのトランジスタに直列接続された第１の電流
源と、一定の比例定数によってその第１の電流源の電流
をコピーする第２の電流源を備えることを特徴とする請
求項３に記載の集積回路。 - 【請求項５】 第２の電流源は、第２のトランジスタの
ドレインに直列接続されていることを特徴とする請求項
４に記載の集積回路。 - 【請求項６】 第２の電流源は、第１及び第２のトラン
ジスタと反対の導電型の第３のトランジスタを備え、そ
の第３のトランジスタのドレインは第２のトランジスタ
のドレインに接続され、第３のトランジスタのソースは
アースに接続されており、検出器の出力は第２のトラン
ジスタのドレインと第３のトランジスタのドレインと接
合点から取り出されることを特徴とする請求項５に記載
の集積回路。 - 【請求項７】 基板の導電型と反対の導電型のウェル内
を有するＣＭＯＳ技術で形成されており、ＰＮ接合は、
第１のトランジスタのソースに接続されたウェルと、当
該ウェル内に形成されて当該ウェルと反対の導電型の表
面拡散層とによって形成されており、この拡散層は、上
記電源端子に接続されていることを特徴とする請求項１
〜６のいずれか１項に記載の集積回路。
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