JPH0868810A - 電流測定応用装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は電流測定回路を応用した電子装置に関
し、特に電流測定回路の応答速度を高速化して装置の高
速化を行う技術を提供することにある。 【構成】電流測定回路（１）の電流電圧変換手段（２
１）（２２）は直流用（２１）と交流用（２２）の２種
を具備し、交流用は分流コンデンサ（７１）を介して接
続されており、両手段の出力は加算回路（６０）で１つ
の出力で合成される。交流用電流電圧変換手段は回路の
インピーダンスを下げるので、回路は安定の動作する。 【効果】交流成分も測定可能な構成にしたことにより、
高速な測定が可能となった。電流この手法を組み合わせ
た回路、および、この電流測定回路を応用した装置も考
えられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電流測定回路を応用した
電子装置に係り、特に電流測定回路を高速化して装置の
高速化を行うために好適な電流測定応用装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電子回路の動作速度は高速化、複雑化の
進歩を続けており、電流計測技術を用いた電子回路およ
び装置においても高速化の要求がある。

【０００３】図２に従来の技術になる、演算増幅器を用
いた電流測定回路を示す（「ＯＰアンプ回路の設計」Ｃ
Ｑ出版社）。同回路中、１０は演算増幅器であり、３０
は引き算回路、２０は電流電圧変換手段、５０は負荷容
量、４０は位相補償容量、１は電圧入力端子、２は電流
入力端子、３は電流測定出力端子である。

【０００４】図２の回路の動作を説明する。電流入力端
子２に加えられた電流Ｉは、電流電圧変換手段１０の値
Ｒ１の抵抗Ｒ１によって電圧に変換され、抵抗Ｒ１の両
端にＶ＝Ｉ・Ｒ１なる電圧Ｖを発生する。ここにＲ１は
電流電圧変換手段に用いられた抵抗Ｒ１の抵抗値であ
る。この電圧Ｖは、引き算回路３０によって、端子２の
電位に依存しない電圧Ｖｏに変換される。この引き算回
路の電圧利得をＡｓとすると、Ｖｏ＝Ａｓ・Ｖ＝Ｉ・Ａ
ｓ・Ｒとなる。このように、入力電流Ｉは、端子３の電
圧Ｖｏとして測定される。ここに、端子２の電位は、演
算増幅器の負帰還作用により、電圧入力端子１と同電位
に制御され、被測定回路に任意の電圧を与えて、電流を
測定することができる。

【０００５】図２の回路において、高い電流測定感度を
実現するには、抵抗値Ｒ１と電圧利得Ａｓを大きくする
手法が取られる。しかし、電圧利得Ａｓを大きくするこ
とには、引き算回路に用いる演算増幅器のオフセット電
圧に起因する直流電圧誤差による限界があるので、抵抗
値Ｒ１を大きくすることが、感度向上の本質的な方法で
ある。

【０００６】次に、図２の回路の応答速度について説明
する。

【０００７】このために、まず、回路の安定動作につい
て説明する。実際の回路には、実装に伴う端子間容量、
配線容量、演算増幅器の入力容量ほかで、図中これはま
とめて負荷容量ＣＬで表してある。電流電圧変換手段Ｒ
１と負荷容量ＣＬとは第１のローパス・フィルタを形成
し、その遮断周波数ｆｃ１＝１／（２・π・Ｒ１・Ｃ
Ｌ）付近以上では、信号の位相が回転する。一般に、こ
のようなローパス・フィルタの位相回転量は遮断周波数
ｆｃで４５度、遮断周波数の数倍の周波数では約９０度
であり、また、演算増幅器は９０度あるいはそれ以上の
位相回転量を持つ。演算増幅器の負帰還動作は、位相回
転量が１３５度程度以上になると動作が不安定になり、
１８０度に達すると発振することが広く知られている。
従って、第１のローパス・フィルタの遮断周波数が演算
増幅器１０の動作限界周波数ｆｏｐ以下であると、この
電流測定回路の動作は不安定になる。この対策のため
に、位相保証コンデンサによる動作の安定化技術が用い
られる。図２の４０が位相保証コンデンサＣ２であり、
その容量値Ｃ２は負荷容量ＣＬと同程度が必要とされ
る。

【０００８】図２の回路の応答速度は位相補償コンデン
サ４０によって制限される。電流電圧変換用抵抗Ｒ１と
位相補償コンデンサＣ２は第２のローパス・フィルタを
形成し、遮断周波数ｆｃ２＝１／（２・π・Ｒ１・Ｃ
２）を持つ。この遮断周波数ｆｃ２以上の周波数では、
位相補償コンデンサＣ２のインピーダンスは抵抗Ｒ１の
インピーダンスよりも低いから、電流入力端子２から入
力された電流は、抵抗Ｒ１よりも位相補償コンデンサＣ
２の方が多く流れる。この模様を図４に示す。すなわ
ち、電流電圧変換用抵抗Ｒ１に流れる電流が減少して、
正確な電流測定が不可能になる。従って、正確な電流測
定はｆｃ２以下の周波数においてのみ可能となる。今、
高速な階段状の電流波形が入力されたとすると、まず、
位相補償コンデンサＣ２を充電する電流が流れ、次第に
これが減少し、そして電流電圧変換用抵抗Ｒ１に電流が
流れるという順序をたどるため、電流測定の応答が遅れ
る。この応答時定数τは、電流電圧変換用抵抗Ｒ１と、
位相補償コンデンサＣ２の値から決まり、τ＝Ｃ２・Ｒ
１となる。

【０００９】図２の回路における、電流測定感度と応答
速度の関係について説明する。電流測定感度は、電流電
圧変換用抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくすることによって実
現するが、すると、応答時定数τ＝Ｃ２・Ｒ１が大きく
なって、応答が遅くなる。高感度にするほど低速になる
という関係を持つ。

【００１０】図２の従来技術になる電流測定回路の電流
測定感度と応答速度を具体的な数値を用いて説明する。

【００１１】今、Ｒ１＝１ギガ・オームとすると、１ナ
ノ・アンペア当たり１ボルトの電流電圧変換感度が得ら
れる（ここでは引き算回路の電圧利得Ａｓは１とし
た）。今、実装上の寄生容量および演算増幅器の入力容
量などが合計４ピコ・ファラッドあるとすると、第１お
よび第２のローパス・フィルタの遮断周波数ｆｃ１およ
びｆｃ２は４０ヘルツとなり、電流測定の時定数τは４
ミリ秒となる。すなわち、この電流測定回路は、周波数
スペクトルが４０ヘルツ以下、あるいは４ミリ秒以上か
かって変化する信号に対して応答し、測定可能となる。
なお、第１のローパス・フィルタの遮断周波数ｆｃ１＝
４０ヘルツは、通常の演算増幅器の動作限界周波数ｆｏ
ｐ＝１メガヘルツより小さいから、動作安定のために位
相補償コンデンサが必要である。

【００１２】電子回路は高速化・複雑化の一途をたどっ
ており、微小な電流をより高速に測定したい場合があ
る。たとえば、ＣＭＯＳ回路は消費電流のきわめて小さ
い回路技術であるが、最近ではメガヘルツ以上の高速で
動作するようになっている。従って、微小な電流の高速
な変化を測定・観測したい要求がある。

【００１３】このような要求に対して、高速化の試みが
なされている。実用公開昭和６３年第１９０９７４号に
おいて、図３に示すように、電流電圧変換手段に並列に
ダイオード６０を接続して負荷容量の充放電を高速化す
る技術が見られるが、上記のような、動作速度を１００
倍、１０００倍と大幅に拡大したい要求は達成されてい
ない。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】以上説明した、従来技
術になる、演算増幅器を用いた電流測定回路、およびこ
れを応用した電流測定応用装置では、応答を高速化でき
ない、という課題があった。

【００１５】本発明の目的は、上記課題を解決し、高速
な演算増幅器を用いた電流測定回路、およびこれを応用
した電流測定応用装置を実現する技術を提供することに
ある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】電流測定回路の動作速度
を制限している原因は、位相補償コンデンサと電流電圧
変換手段による電流の分流である。図４に示したよう
に、電流入力端子２に与えられた電流は、位相補償コン
デンサと電流電圧変換手段のそれぞれを経由する２つの
経路に分流されるが、電流を計測するのは、電流電圧変
換手段を具備する経路のみなので、他方の経路の電流、
すなわち電流の交流成分は測定されずに失われる。この
原因に対し、交流成分の電流経路にも電流電圧変換手段
を具備し、電流を測定することによって、高速な電流測
定回路および電流測定応用装置を実現することができ
る。複数の電流電圧変換手段で検出された電圧は、それ
ぞれ引き算回路などを経由し、適宜増幅された後、加算
手段によって１つの測定結果に合成される。本発明の基
本的な考えは、電流入力端子に接続される全経路に対し
て、電流電圧変換手段を設けて、電流を計測し、合成す
ることにある。

【００１７】

【作用】上記構成により、電流の直流・交流の両成分を
失うことなく測定することにより、高速な電流の測定が
可能となる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の実施例を、図を用いて説明す
る。

【００１９】図４は本発明の第１の実施例である電流計
測回路の回路図である。同図中、コンデンサ７１は容量
値Ｃ３の分流用コンデンサであり、２２は新たに設けら
れた交流用の電流電圧変換手段、３３は付随して設けら
れた引き算回路、６０は新たに設けられた加算手段であ
る。

【００２０】Ｒ１の抵抗値は１ギガオーム、Ｒ２は１０
キロオーム、Ｃ３は１０ピコ・ファラッドとし、引き算
回路３２の電圧利得Ａｓ２は１、３３のＡｓ３は１０
０，０００としてある。なお引き算回路３３は交流型と
し、直流は通過しないものとしている。

【００２１】電流電圧変換手段２１による電流検出感度
はＡｓ２・Ｒ１より、１ナノ・アンペア当たり１Ｖであ
り、交流用の電流電圧変換手段２２の経路による電流検
出感度もＡｓ２・Ｒ２より、同様に１ナノ・アンペア当
たり１Ｖである。

【００２２】本実施例において、負荷容量５０の容量値
ＣＬは約４ピコ・ファラッドであったが、本回路は安定
に動作した。この負荷容量と２つの電流電圧変換手段の
抵抗によって構成される第１のローパス・フィルタの特
性を図５に示すが、位相が４５度回転する遮断周波数ｆ
ｃ１は約４メガ・ヘルツであり、演算増幅器の動作限界
周波数ｆｏｐの１メガ・ヘルツを上回っていたので、位
相補償手段を必要としなかった。

【００２３】引き算回路は、電流電圧変換手段Ｒ１に対
しては、電圧利得Ａｓ１＝１のものを用いている。電流
電圧変換手段Ｒ２に対しては、電圧利得１の引き算回路
の後段に２つの電圧増幅器を従属接続して電圧利得を１
００，０００倍として、各増幅器の後に、１００キロ・
オームの抵抗と２マイクロ・ファラッドのコンデンサか
らなる遮断周波数０．８ヘルツのハイパス・フィルタを
挿入して、交流増幅器としている。このハイパス・フィ
ルタにより直流信号の通過を防止して、高利得であるに
もかかわらず、引き算回路や増幅器のオフセット電圧に
よる直流電圧誤差の影響を防止している。

【００２４】図６に、図４の電流測定回路の電流測定感
度の周波数特性を示す。直流における電流測定感度は１
ナノ・アンペア当たり１Ｖで、約１００キロ・ヘルツの
周波数までこの感度を示した。

【００２５】図７に、図４の電流測定回路の階段状電流
入力に対する応答特性を示す。本回路は約１．５マイク
ロ秒の応答時間を示した。

【００２６】以上のように、図４の電流測定回路は、従
来技術になる回路の約２，５００倍の周波数特性と応答
速度を示した。

【００２７】なお、この応答限界は、後の分析で、本発
明の技術によるものでなく、交流増幅器の動作限界周波
数が１００キロ・ヘルツであることに起因することが判
明した。

【００２８】また、電流電圧変換手段の部分の電流経路
を図８に示すが、交流経路を流れる電流Ｉ２は、この交
流経路のインピーダンスが直流電流Ｉ１が流れる直流経
路のインピーダンスよりも小さくなった時に、全測定電
流に対して主流となる。この周波数は、この回路の場
合、Ｒ１＝１ギガ・オームとＣ３＝１０ピコ・ファラッ
ドの関係で決まり、この回路では１６ヘルツになる。す
なわち、１６ヘルツ以下の周波数成分の測定は主にＲ１
の電流電圧変換手段が受け持ち、１６ヘルツ以上はＲ２
が受け持つ。１６ヘルツ付近の、両方の電流電圧変換手
段が測定を受け持つ周波数成分に対しても、Ｉ＝Ｉ１＋
Ｉ２と加算が成り立つので、加算回路で合成された測定
電圧は正確であり、この境界周波数での誤差は生じな
い。これは、図６の１６ヘルツ付近における平坦性が証
明している。

【００２９】図９に本発明になる技術の第２の実施例を
示す。

【００３０】同図の電流測定回路において、図４との相
違点は、交流用の電流電圧変換手段２２の抵抗値が１０
メガ・オームと大きいことと、これに並列に容量Ｃ４が
４ピコ・ファラッドの位相補償コンデンサ４１が接続さ
れていることである。Ｒ２の抵抗値が大きいので、信号
対雑音比が改善されている。この抵抗値が大きいため
に、第１のローパス・フィルタの遮断周波数ｆｃ１が４
０キロ・ヘルツと、演算増幅器の最高動作周波数１メガ
・ヘルツよりも低く、安定動作のために位相補償コンデ
ンサ４１を必要とした。この回路での第２のローパス・
フィルタの遮断周波数ｆｃ２は４０キロ・ヘルツとなっ
た。

【００３１】図１０に、図９の回路の電流測定感度の周
波数特性を示す。約４０キロ・ヘルツまで、１ナノ・ア
ンペア当たり１ボルトの感度を有しており、従来技術の
約１０００倍の応答速度を示した。

【００３２】図１１に、本発明になる第３の実施例を示
す。

【００３３】同図の電流測定回路において、交流用の電
流電圧変換手段はＲ２とＴの２つあり、Ｒ２低周波用で
１メガ・オームの抵抗を用い１０ピコ・ファラッドのコ
ンデンサＣ２と直列に接続され、Ｒ３は高周波用で電流
トランスＴを用い１０ピコ・ファラッドのコンデンサＣ
３を介している。この電流トランスは１次巻線１回、２
次巻線１００回、負荷抵抗１０キロ・オームのもので、
１次側インピーダンス１オーム、２次側インピーダンス
１０キロ・オームである。電流トランスは入力と出力が
独立しているので、引き算回路を用いることなく、端子
２の電位から分離できる。

【００３４】低周波用電流電圧変換手段Ｒ２用の増幅器
の利得は１，０００倍であり、高周波用Ｒ３用のものは
１０，０００，０００倍である。交流増幅器なので、こ
のような高倍率の増幅器も安定して実現できる。高周波
用増幅器には高周波特性の良好なものを用いた。加算回
路には演算増幅器と高周波増幅器を組み合わせた特別な
回路を使用した。

【００３５】この回路は、特別な位相補償手段なしに安
定に動作した。

【００３６】図１２に図１１の電流測定回路の電流測定
感度の周波数特性を示す。直流から約１０メガ・ヘルツ
まで、１ナノ・アンペア当たり１ボルトの感度が得ら
れ、従来技術になる回路の２５０，０００倍の応答速度
を示した。この回路において、直流から１６ヘルツまで
の測定は主に電流電圧変換手段Ｒ１の系統が受け持ち、
１６ヘルツから１６キロ・ヘルツまでがＲ２、そして１
６キロ・ヘルツから１０メガ・ヘルツまでがＲ３が受け
持っている。

【００３７】図１３に本発明の第４の実施例を示す。

【００３８】同図は、図４の電流測定回路を応用した電
流発生装置である。同図中、８０が図４と同じ電流測定
回路であり、演算増幅器８１は、電流測定回路の出力端
子３の電圧が、入力端子４に与えられた電圧に等しくな
るように電流測定回路への入力電圧、従って、電流入力
端子２の電圧を制御する。すなわち、端子２の電流は入
力端子４の電圧に従って制御される電流発生装置とな
る。

【００３９】この装置の応答速度は、図１４に示すよう
に、１ナノ・アンペアの電流を１マイクロ秒の応答時間
で出力でき、高速である。この高速性は、電流測定回路
の高速性により得られたものである。

【００４０】

【発明の効果】以上、実施例を用いて詳細に説明したよ
うに、本発明になる技術を用いれば、電流測定回路、お
よび電流測定回路を応用した電流測定応用装置の応答速
度を大幅に向上することができる。実施例によれば、最
大２５万倍の改善を計ることができた。従って、本発明
は、電流測定回路の高速化、および、電流測定回路を応
用した電流測定応用装置の高速化に大きく寄与すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す回路構成図であ
る。

【図２】従来の技術になる電流測定回路の回路構成図で
ある。

【図３】従来の技術になる電流測定回路の回路構成図で
ある。

【図４】従来技術になる回路において、電流電圧変換手
段の電流経路を説明する図である。

【図５】本発明の第１の実施例中の、電流電圧変換手段
のインピーダンス特性を示す図である。

【図６】本発明の第１の実施例の電流測定感度の周波数
特性を示す図である。

【図７】本発明の第１の実施例の応答速度を示す図であ
る。

【図８】本発明の第１の実施例において、電流電圧変換
手段の電流経路を説明する図である。

【図９】本発明の第２の実施例を示す回路構成図であ
る。

【図１０】本発明の第２の実施例の電流測定感度の周波
数特性を示す図である。

【図１１】本発明の第３の実施例を示す回路構成図であ
る。

【図１２】本発明の第３の実施例の電流測定感度の周波
数特性を示す図である。

【図１３】本発明の第４の実施例で、電流測定応用装置
で、電流発生装置の構成図である。

【図１４】本発明の第４の実施例の電流発生装置の電流
出力応答速度を示す図である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】演算増幅器を用いた電流測定回路を有する
   電流測定応用装置において、電流電圧変換手段が直流用
   と交流用の電流電圧変換手段を具備し、該交流用の電流
   電圧変換手段の少なくとも一方の端子はコンデンサを直
   列に介して該電流電圧変換手段の端子に接続される構成
   を持ち、該直流用と交流用の電流電圧変換手段のそれぞ
   れの出力電圧を合成する加算手段を具備することを特徴
   とする高速電流測定回路を具備した電流測定応用装置。
2. 【請求項２】請求項１の高速電流測定回路において、交
   流用の電流電圧変換手段が、低周波用と高周波用の２つ
   の以上の電流電圧変換手段を具備し、それぞれの該交流
   用の電流電圧変換手段の少なくとも一方の端子はコンデ
   ンサを直列に介して該電流電圧変換手段の端子に接続さ
   れる構成を持つことを特徴とする高速電流測定回路を具
   備した電流測定応用装置。
3. 【請求項３】請求項１あるいは請求項２の高速電流測定
   回路において、交流用電流電圧変換手段に電流トランス
   を具備したことを特徴とする高速電流測定回路を具備し
   た電流測定応用装置。