JPH0866043A - 振動型圧縮機の電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 振動型圧縮機の負荷変動に対しても最大の効
率で振動圧縮機を駆動できるようにする。 【構成】 ２個のＦＥＴトランジスタ４，５を備えたイ
ンバータ回路部６と、制御部７とを備えた振動型圧縮機
の電源装置において、振動型圧縮機１の電流を検出する
シャント抵抗８と，上記制御部７には、可変発振器１
４、可変発振器１４の発振周波数の半周期を、前半時間
が後半時間より長い所定の割合で分割する周期分割回路
１５、上記前半後半の分割時間でシャント抵抗８に流れ
る電流を取り込む電子スイッチ１９，２０、電流波形の
ピークを検出するピーク検出回路１７，１８及びピーク
検出回路１７，１８で検出された２つのピークを比較
し、その差分に応じて可変発振器１４の発振周波数を可
変させる誤差増幅回路１６を有する周波数追従回路１０
と、可変発振器１４の発振周波数でＦＥＴトランジスタ
４，５を交互にスイッチングさせるスイッチング素子制
御回路９とで構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、振動型圧縮機の電源装
置、特にスイッチング素子を備え、交互にスイッチング
させて振動型圧縮機に電力を供給する構成の振動型圧縮
機の電源装置において、振動型圧縮機の機械的な共振周
波数の変動に応じ、当該共振周波数に追従する交流電圧
を発生させ、振動型圧縮機を効率よく駆動するようにし
た振動型圧縮機の電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】振動型圧縮機の機械的な共振周波数はそ
の構造上予め定まってしまうので、直流電源、例えばバ
ッテリを駆動源とする従来の振動型圧縮機の電源装置に
おいては、バッテリ電圧を基に一定の固定した周波数の
交流電圧を発生させ、この周波数の交流電圧を振動型圧
縮機に供給するようにしていた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、振動型
圧縮機は負荷変動によって、また使用環境によっても振
動型圧縮機の共振周波数が変わるので、従来の様に振動
型圧縮機に供給する電源周波数を一定にしていたのでは
効率が悪い欠点があった。

【０００４】特にバッテリを駆動源とする場合には効率
の良い駆動法が望まれる。そこで本願出願人は、振動型
圧縮機に流れる電流波形を検出抵抗で検出し、当該電流
波形に現れる２つの山をそれぞれとらえるために、電流
波形を前半と後半との真ん中で分け、前半の山の部分と
後半の部分とにおいてその各平均値や積分値が等しくな
るような周波数の交流電圧を発生させ、振動型圧縮機に
供給する構成の出願を先に行った（特願平５−２５２７
７２号）。

【０００５】本発明は、上記の点に鑑みなされたもので
あり、かつ、上記の先に出願したものを更に改良したも
のであり、直流を交流に変換するスイッチング素子を備
え、当該スイッチング素子を交互にスイッチングさせて
振動型圧縮機に電力を供給する構成の振動型圧縮機の電
源装置において、振動型圧縮機に流れる電流波形の前半
と後半とに現れる各最大のピークを検出するに当たり、
周波数の変動にかかわらず常に前半のピーク検出時間と
後半のピーク検出時間との割合を一定に保持しつつ前半
のピーク検出時間を後半のピーク検出時間より長くして
各最大のピークをとらえ、これを基に前半の最大のピー
クと後半の最大のピークとが等しくなるような周波数の
交流電圧を発生させ、その交流電源で駆動するようにし
た振動型圧縮機の電源装置を提供することを目的として
いる。

【０００６】なお、特許出願人は振動型圧縮機における
電気的振動系の振動周期を機械的振動系の固有振動周期
に一致させることにより、振動型圧縮機を常に最適な条
件のもとで駆動できる出願を行っている（特開昭６１−
１７３６７６）。

【０００７】そして振動型圧縮機に流れる電流波形の前
半と後半のピークの差が最小となるような周波数の近傍
で振動型圧縮機の効率が最大となることも判明してい
る。

【０００８】

【課題を解決しようとする手段】上記の目的を解決する
ために、本発明の振動型圧縮機の電源装置は直流電源
と、直流電源の極性を反転させる極性反転回路と、２個
のスイッチング素子を備えその交互のスイッチングによ
り直流を交流に変換するインバータ回路部と、当該イン
バータ回路部を制御する制御部とを備えた振動型圧縮機
の電源装置において、振動型圧縮機に流れる電流を検出
する電流検出手段を設けると共に、上記制御部には、発
振周波数が可変する可変発振器、当該可変発振器の発振
周波数の１周期における半周期を、前半時間が後半時間
より長い所定の割合で分割する周期分割回路、当該周期
分割回路が出力する前半後半の分割時間で、電流検出手
段に流れる電流波形を取り込む電子スイッチ、当該スイ
ッチ電子を介してそれぞれ取り込まれた電流波形のピー
クを検出するピーク検出回路及び当該ピーク検出回路で
検出された２つのピークを比較し、その差分に応じて上
記可変発振器の発振周波数を可変させる誤差増幅回路を
有する周波数追従回路と、上記可変発振器の発振周波数
で上記スイッチング素子を交互にスイッチングさせるス
イッチング素子制御回路とを備え、振動型圧縮機に流れ
る電流が最小となるような周波数の交流電源で振動型圧
縮機を駆動し振動型圧縮機の効率を向上せしめるように
したことを特徴としている。

【０００９】そして直流電源がバッテリのとき、当該バ
ッテリの保護と電力節減のため、バッテリの降下を監視
するバッテリモニタ回路と庫内温度を制御するサーモコ
ントロール回路とを備えている。

【００１０】

【作用】周期分割回路が出力する前半の時間が後半の時
間より長い分割時間で、電流検出手段に流れる電流波形
の最大のピークをそれぞれ検出するので、前半の最大の
ピークが後半側にずれる負荷などの場合においても前半
の最大のピークが確実にとらえられ、振動型圧縮機の機
械的共振周波数に追従した周波数の交流電圧を発生させ
ることができる。その交流電源で振動型圧縮機が駆動さ
れるようになるので振動型圧縮機の効率が向上する。

【００１１】

【実施例】図１は本発明に係る振動型圧縮機の電源装置
の一実施例構成を示している。図１のものは交直両用型
の振動型圧縮機の電源装置を示しており、１は振動型圧
縮機、２はバッテリ、３は極性反転回路、４，５はＦＥ
Ｔトランジスタ、６はインバータ回路部、７は制御部、
８はシャント抵抗、９スイッチング素子制御回路、１０
は周波数追従回路、１１フリップフロップ回路、１２，
１３はドライバ、１４は可変発振器、１５は周期分割回
路、１６は誤差増幅回路、１７，１８はピーク検出回
路、１９，２０は電子スイッチ、２１は増幅回路、２
２，２３はコンデンサ、２４，２５は抵抗、３１は商用
交流電源、３２はＡＣ−ＤＣ変換器、３３は自動切換
器、３４はリレーコイル、３５はリレー接点、３６，３
７は端子を表している。

【００１２】振動型圧縮機１は低電圧の交流電圧、例え
ば１２Ｖ系或いは２４Ｖ系で動作する冷蔵庫の圧縮機で
ある。バッテリ２は自動車に搭載されている如き直流電
源で、１２Ｖ系或いは２４Ｖ系の電圧を有し、自動車が
移動中では当該振動型圧縮機１の電源となるものであ
る。以下の実施例では１２Ｖ系で説明する。

【００１３】極性反転回路３は、バッテリなど直流電源
のその極性を反転させる回路であり、正負の２電源を得
るための回路で、バッテリ２の電圧が１２Ｖのときその
極性を反転した−１２Ｖの電圧を発生させる回路であ
る。

【００１４】図２を用いて詳しく説明すると、ＯＰアン
プ４１の動作により、トランジスタ４２はオンオフし、
パルスを発生させる。このパルスはチョークコイル４３
に印加されるので、チョークコイル４３に電磁エネルギ
ーが蓄積される。トランジスタ４２がオフになったと
き、チョークコイル４３に流れていた電流は急に変化で
きず、電流を流し続け、上記チョークコイル４３に蓄積
された電磁エネルギーがコンデンサ４４及びダイオード
４５の回路でコンデンサ４４を充電し、コンデンサ４４
のダイオード４５側を負にする。つまりダイオード４５
のアノード側はバッテリ２の電圧と逆極性の直流電圧が
発生する。抵抗４６，４７の選び方によりトランジスタ
４２のオンオフ比が定まり、上記負電圧の電位を任意に
変えることができ、また負荷にかかわらず負電圧の電位
を一定にすることができる。図５で更に詳しく説明す
る。

【００１５】インバータ回路部６は、２つのＦＥＴトラ
ンジスタ４，５を備えており、当該ＦＥＴトランジスタ
４とＦＥＴトランジスタ５とが交互にオンとなって交流
電圧を発生させ、振動型圧縮機１に当該交流電圧を供給
するものである。

【００１６】制御部７はスイッチング素子制御回路９と
周波数追従回路１０とを備えており、スイッチング素子
制御回路９はインバータ回路部６のＦＥＴトランジスタ
４とＦＥＴトランジスタ５とを交互にオンに制御する制
御信号を出力する。このとき周波数追従回路１０は、振
動型圧縮機１の機械的共振周波数に追従する周波数の交
流電圧をインバータ回路部６から発生させる制御を行っ
ている。

【００１７】図１から分かる様に、振動型圧縮機１を負
荷にしてＦＥＴトランジスタ４，ＦＥＴトランジスタ５
及び制御部７で、シングルエンドプッシュプル（ＳＥＰ
Ｐ）回路を構成しており、振動型圧縮機１に零電位を中
心とした正負の交流電圧が印加される。従って振動型圧
縮機１の一端をグランドに落とすことが可能となり、図
１に示されている如く、振動型圧縮機１のケースそのも
のにコードを接続することができるので、振動型圧縮機
１の構造も簡易化される。

【００１８】シャント抵抗８は振動型圧縮機１に流れる
電流を検出するものであり、ＦＥＴトランジスタ５が駆
動され、振動型圧縮機１に負の交流電圧が印加されたと
きの振動型圧縮機１に流れる電流を検出するようになっ
ている。

【００１９】スイッチング素子制御回路９は、フリップ
フロップ回路１１とドライバ１２，１３とを備え、後に
説明する可変発振器１４で発振した周波数をフリップフ
ロップ回路１１で半周期づつに分け、その半周期のパル
ス出力期間中、ドライバ１２，１３でＦＥＴトランジス
タ４，５とを交互にオンに制御するようになっている。
当該ドライバ１２，１３は、例えばＰＷＭ制御でＦＥＴ
トランジスタ４，５を制御するようになっていてもよ
い。

【００２０】周波数追従回路１０は、可変発振器１４、
周期分割回路１５、誤差増幅回路１６、２つのピーク検
出回路１７，１８、電子スイッチ１９，２０、増幅回路
２１、コンデンサ２２，２３、及び抵抗２４，２５を備
えている。

【００２１】可変発振器１４は抵抗２４，２５とコンデ
ンサ２２との時定数によってその発振周波数が可変し、
その発振周波数は上記スイッチング素子制御回路９のフ
リップフロップ回路１１と周期分割回路１５とに入力す
る。そして周期分割回路１５で可変発振器１４の発振周
波数の１周期における半周期を、前半時間が後半時間よ
り長い所定の割合で分割し、その前半後半の分割時間で
電子スイッチ１９，２０を閉じ、上記シャント抵抗８に
流れる電流波形をＦＥＴトランジスタ５のオン時間に同
期して取り込む。電子スイッチ１９，２０を介してそれ
ぞれ取り込まれた各電流は、その電流波形の最高のピー
クがピーク検出回路１７，１８で検出され、この検出さ
れた２つのピークを誤差増幅回路１６で比較し、その差
分に応じて上記可変発振器１４の発振周波数を可変させ
る。

【００２２】ＡＣ−ＤＣ変換器３２は商用交流電源３１
で振動型圧縮機１を駆動するとき使用されるものであ
り、商用交流電源３１の交流電圧をバッテリ２の直流電
圧と同電位の直流電圧に変換するものである。

【００２３】自動切換器３３は商用交流電源３１が端子
３７に接続されたとき、バッテリ２側の直流電源に優先
してＡＣ−ＤＣ変換器３２側の直流電源を接続するもの
である。

【００２４】なお、図１には図示されていないが、バッ
テリ２の降下を監視するバッテリモニタ回路と庫内温度
を制御するサーモコントロール回路を備えている。バッ
テリが所定電圧以下になったとき、バッテリモニタ回路
は上記の極性反転回路と共に制御部の動作を停止させ、
バッテリの電源供給を停止するようになっており、庫内
温度が設定温度以上になったとき、上記の極性反転回路
と共に制御部の動作を停止させ、バッテリの電源供給を
停止してバッテリ電源の電力節減を行うようになってい
る。

【００２５】この様に構成された本発明に係る振動型圧
縮機の電源装置の動作を図４の動作波形説明図を参照し
ながら説明する。本発明に係る振動型圧縮機の電源装置
の対象は、例えば自動車等に搭載されている冷蔵庫、或
いはコンテナ自体が冷蔵庫となっている場合の冷蔵庫を
駆動するものとして、本発明を説明する。

【００２６】当該冷蔵庫の移動中においては、自動車等
に搭載されているバッテリ２の直流電源が自動切換器３
３を介して振動型圧縮機１へ供給される。すなわちバッ
テリ２の直流電圧、例えば１２Ｖは自動切換器３３を介
して極性反転回路３に入力し、当該極性反転回路３の出
力端に上記説明の如く−１２Ｖが発生する。この±１２
Ｖの電圧がインバータ回路部６内のＦＥＴトランジスタ
４、ＦＥＴトランジスタ５に印加される。

【００２７】可変発振器１４は、振動型圧縮機１の設計
上の共振周波数、例えば当該共振周波数が５０Ｈｚのと
き、下限が４５Ｈｚ、上限が５５Ｈｚの範囲の周波数の
パルスを発振するように設定されている。この範囲の発
振周波数の設定は当該可変発振器１４に接続されている
コンデンサ２２の容量Ｃと可変発振器１４から抵抗２４
側を見たときの抵抗Ｒとの時定数ＣＲで定められるよう
になっている。

【００２８】可変発振器１４から発生した周波数は、フ
リップフロップ回路１１で半周期づつに分けられ、その
半周期のパルス出力期間中、ＦＥＴトランジスタ４はド
ライバ１２が出力する図４〔２〕のドライブ信号によっ
て駆動され、ＦＥＴトランジスタ５はドライバ１３が出
力する図４〔３〕のドライブ信号によって駆動される。
従ってＦＥＴトランジスタ４、ＦＥＴトランジスタ５は
交互にオンに制御されれ、インバータ回路部６は図４
〔４〕の交流電圧を発生する。この交流電圧が振動型圧
縮機１に供給される。

【００２９】振動型圧縮機１には、ＦＥＴトランジスタ
４，５の交互のオンによって図４〔５〕で示された波形
の電流が流れるが、その内のＦＥＴトランジスタ５がオ
ンのとき振動型圧縮機１に流れる電流（図４〔６〕）が
シャント抵抗８によって検出され、このシャント抵抗８
によって検出された振動型圧縮機１に流れる電流は増幅
回路２１で適宜増幅される。

【００３０】一方、可変発振器１４から発振した発振周
波数は、周期分割回路１５に入力され、当該周期分割回
路１５で可変発振器１４の発振周波数の１周期における
半周期を、前半時間が後半時間より長い所定の割合で分
割される。周期分割回路１５のＡから出力されるその前
半の図４〔８〕の分割時間で電子スイッチ１９がオンさ
れ、周期分割回路１５のＢから出力されるその後半の図
４〔７〕の分割時間で電子スイッチ２０がオンされる。

【００３１】従って増幅回路２１で適宜増幅された上記
振動型圧縮機１に流れる電流の内、前半部分の図４

〔９〕の電流波形が電子スイッチ１９を介して取り込ま
れ、当該電流波形がピーク検出回路１７に入力する。ま
たその後半部分の図４〔１０〕の電流波形が電子スイッ
チ２０を介して取り込まれ、当該電流波形がピーク検出
回路１８に入力する。

【００３２】ピーク検出回路１７，１８に入力されたそ
れぞれの電流波形は、それぞれのピーク検出回路１７，
１８での最大のピークが求められ（図４〔１１〕，〔１
２〕）、この２つの最大のピークはその一方、例えばピ
ーク検出回路１７で得られた最大のピークを基準にして
誤差増幅回路１６は両者を比較し、その偏差分が零とな
るような制御信号を出力させる。この制御信号はコンデ
ンサ２３を充電する。

【００３３】今仮に、誤差増幅回路１６からの制御信号
によるコンデンサ２３の充電量が少なく、当該コンデン
サ２３と抵抗２５との接続点Ｙの電圧が低くなると、上
記可変発振器１４の所で説明した時定数ＣＲが変化す
る。従って、それに応じて可変発振器１４から発生する
発振周波数が高くなり、上記誤差増幅回路１６に入力す
る両者の電流波形の最大のピークの差を零とするような
制御信号が出力されて安定化する。つまり振動型圧縮機
１の共振周波数に追従する形態となる。また逆に、接続
点Ｙの電圧が高くなると、可変発振器１４から発生する
発振周波数が低くなり、振動型圧縮機１の共振周波数に
一致するようになる。

【００３４】図３は各波形における最大ピークの検出説
明図を示しており、この様に可変発振器１４の発振周波
数の１周期における半周期を、前半時間が後半時間より
長い所定の割合で分割し、その前半時間が後半時間より
長くして振動型圧縮機１に流れる電流を取り込むことに
より、前半の山が真ん中以降に現れる周波数の高い場合
にも（図３Ｄ）、前半、後半の各時間で確実に２つの最
大のピークをとらえることができ、振動型圧縮機１の共
振周波数を一致させることが可能となる。

【００３５】同図のＡは振動型圧縮機１の駆動周波数が
最適周波数の場合で、前半時間の最大のピークと後半時
間の最大のピークとがほぼ等しい。このとき振動型圧縮
機１の効率は、前述の様に最大に近く、そのときの電流
値は最小となる。

【００３６】同図のＢは振動型圧縮機１の駆動周波数が
低い場合、同図のＣは逆に振動型圧縮機１の駆動周波数
が高い場合である。Ｂの場合は上記説明の如く、同図の
Ａの様な波形となるように誤差増幅回路１６から可変発
振器１４の発振周波数を高くする制御信号が出力され
る。Ｃの場合は逆に、同図のＡの様な波形となるように
誤差増幅回路１６から可変発振器１４の発振周波数を低
くする制御信号が出力される。

【００３７】同図のＥはレベルをＬに設定することによ
り、前半時間（同図のＧ）が後半時間（同図のＦ）より
長く分割される様子を、参考として示したものである。
振動型圧縮機１の負荷変動等に伴う共振周波数が変化し
ても、その共振周波数に追従する発振周波数を可変発振
器１４から発生させ、スイッチング素子制御回路９を介
してインバータ回路部６内のＦＥＴトランジスタ４とＦ
ＥＴトランジスタ５とを交互にオンに制御するようにし
ているので、最も効率の良好な状態で振動型圧縮機１を
駆動することができる。

【００３８】自動車が停車地等に到着し、端子３７に商
用交流電源３１が接続されると、ＡＣ−ＤＣ変換器３２
からバッテリ２の直流電圧と同電位の１２Ｖが出力され
る。このＡＣ−ＤＣ変換器３２からの直流電圧１２Ｖは
リレーコイル３４を付勢し、そのリレー接点３５をＡＣ
−ＤＣ変換器３２側へ切換えさせる。この商用交流電源
３１による駆動についても上記説明のバッテリ２の場合
と全く同様に動作し、振動型圧縮機１には零電位を中心
とする正負を有する交流電圧が印加される。

【００３９】図５は本発明に係る振動型圧縮機の電源装
置の具体的な一実施例回路図を示し、図６は図５に用い
られている周波数追従回路、バッテリモニタ回路及びサ
ーモコントロール回路の具体的な一実施例回路図を示し
ている。

【００４０】図５，図６において、ＦＥＴトランジスタ
を用いて図１で説明した極性反転回路３が構成されてい
る。すなわちＦＥＴ１の他にチョークコイル４３、ダイ
オードＤ３、ＩＣ２（例えばＴＬ４９４）内のＯＰアン
プ２０２、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ８ないし１０，１
４，１５で構成され、図２で説明した様にダイオードＤ
３のアノード側に負の電圧−１２Ｖが発生する。スイッ
チング素子としてＦＥＴ１を用いたため、当該ＦＥＴ１
の駆動用の電源をダイオードＤ１、抵抗Ｒ１、定電圧ダ
イオードＺＤ１、コンデンサＣ１からなるチヤージポン
プ式回路で得ている。つまりＦＥＴ１のソース側を仮の
グランドとみなしてソースに対し＋１２Ｖ（バッテリ２
の電圧）を得ている。ＦＥＴ１がオフするとそのソース
はマイナス電圧になるので、そのときダイオードＤ１が
導通しコンデンサＣ１を充電させる。ＦＥＴ１がオンす
るとそのソースは＋１２Ｖまで上昇するが、コンデンサ
Ｃ１に充電された電圧はソースに対し常に＋１２Ｖのゲ
ート電圧となる。

【００４１】ＦＥＴ１のゲート電圧は高速フォトカプラ
ＩＣ１（例えばＴＬＰ５５０）を介してドライブされ
る。トランジスタＴＲ１，ＴＲ２、ダイオードＤ２、コ
ンデンサＣ２、抵抗Ｒ３ないし７で構成されるドライブ
回路は、一般的な高速回路であり、このドライブ回路の
制御はＩＣ２（例えばＴＬ４９４）内のトランジスタ２
０１で行われる。

【００４２】抵抗Ｒ１４，１５で反転出力電圧Ｖｏｕｔ
を検出し、その検出電圧Ｒ１５・Ｖｏｕｔ／（Ｒ１４＋
Ｒ１５）とＩＣ２のピン番号１４に現れる内部の基準電
圧（Ｖｒｅｆ）との和が常に０Ｖとなるように、ＦＥＴ
１で生成されるパルス幅をコントロールする。

【００４３】Ｖｒｅｆ＋Ｒ１５・Ｖｏｕｔ／（Ｒ１４＋
Ｒ１５）＝０からＶｏｕｔ＝−（１＋Ｒ１４／Ｒ１５）
・Ｖｒｅｆとなり、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５を適当に選ぶこ
とで、バッテリ２の電圧と絶対値が同じ−１２Ｖを作る
ことができる。なお、ＩＣ２の発振周波数はコンデンサ
Ｃ３と抵抗Ｒ１３との時定数で定まり、約５０ＫＨｚに
設定される。

【００４４】振動型圧縮機１に交流電圧を供給する２つ
のＦＥＴ２，ＦＥＴ３は、図１で説明した様に、いわゆ
るＳＥＰＰ回路を構成するようになっている。一般にＦ
ＥＴはそのソースに対して約１２Ｖの電圧をゲート電圧
として加える必要から、それぞれに別系統の電源電圧が
用意されている。

【００４５】すなわちＦＥＴ２の電源はダイオードＤ
４、抵抗Ｒ１６、定電圧ダイオードＺＤ２、コンデンサ
Ｃ７によりＦＥＴ２のソースに対して＋１２Ｖを得てい
る。ＦＥＴ２のソースは当該ＦＥＴ２がオフのときＦＥ
Ｔ３がオンとなり、従ってＦＥＴ２のドレインソース間
は２４Ｖとなるため、定電圧ダイオードＺＤ２を入れて
＋１２Ｖとなるようにしている。そして更にフォトカプ
ラＩＣ４−２／２（例えばＴＬＰ５２１）、抵抗Ｒ１９
と共にＦＥＴ２のドライバを構成し、これは図１のドラ
イバ１２に対応している。

【００４６】ＦＥＴ３の電源はダイオードＤ５、コンデ
ンサＣ６によりＦＥＴ３のソースに対して＋１２Ｖを得
ている。つまりＦＥＴ３がオンのときグランドからダイ
オードＤ５を介して流入するので、＋１２Ｖ以上となる
ことはなく、定電圧ダイオードを必要としない。そして
更にフォトカプラＩＣ４−１／２、抵抗Ｒ２０と共にＦ
ＥＴ３のドライバを構成し、これは図１のドライバ１３
に対応している。

【００４７】ＦＥＴ２，３のゲートドライブ信号は、図
１の可変発振器１４とフリップフロップ回路１１とに対
応するＩＣ３（例えばＳＧ３５２４）内のトランジスタ
３０１，３０２の交互のオンオフによって発光するフォ
トカプラＩＣ４−２／２，１／２を介して入力する。そ
の動作周波数は５０ないし６０Ｈｚと低いので、汎用の
フォトカプラＩＣ４−２／２，１／２内のトランジスタ
１つでそれぞれ直接ドライブしている。

【００４８】フォトカプラＩＣ４−２／２，１／２内の
トランジスタが同時にオンとならないように、抵抗Ｒ２
２と２３とで一定の休止期間が生じるように設定してお
かれる。当該ＩＣ３の発振周波数は、ピン番号６，７に
それぞれ接続される抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ８との時
定数によって定まるが、後に説明する周波数追従を行わ
せるため、ピン番号６に周波数追従回路からの別の信号
を入力し、当該抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ８との時定数
を変化させて、その発振周波数が変えられるようになっ
ている。つまりＩＣ３の発振周波数は、ピン番号７に接
続されたコンデンサに流入する電流とピン番号６に接続
された抵抗に流入する電流とが等しくなるカレントミラ
ー回路を含み、ピン番号６から流れる電流をコントロー
ルすることで、その発振周波数を変えることができる。
当該抵抗Ｒ２１，コンデンサＣ８は図１の抵抗２４，コ
ンデンサ２２にそれぞれ対応している。

【００４９】当該ＩＣ３のピン番号７に現れる図４
〔１〕図示ののこぎり波の発生と共に、上記説明のトラ
ンジスタ３０１，３０２が交互にオンオフし、図４
〔２〕，〔３〕に示されたＦＥＴ２，３のゲートドライ
ブ信号がこののこぎり波に同期して発生する。

【００５０】振動型圧縮機１に流れる電流は、負の交流
電圧が供給されたときＦＥＴ３のソース側に接続された
検出抵抗Ｒ２４によって検出される。この検出抵抗Ｒ２
４は図１のシャント抵抗８に対応している。負電圧側の
電流を検出するのは、前段の極性反転回路３で負電圧が
安定化されており、リップル電圧の影響を受け難い利点
があるからである。

【００５１】図６において、１０は図１のもに対応し、
５１はバッテリモニタ回路、５２はサーモコントロール
回路を表している。同図において、検出抵抗Ｒ２４によ
って検出された検出電流はＯＰアンプＯＰ１−１によっ
て適宜に増幅され、アナログスイッチＳＷ１，ＳＷ２に
それぞれ入力されるようになっている。上記ＯＰアンプ
ＯＰ１−１、抵抗２７ないし３０の回路は図１の増幅回
路２１に対応し対応している。

【００５２】一方、ＩＣ３のピン番号７から出力される
図４〔１〕図示ののこぎり波が、ＯＰアンプＯＰ２−４
に入力され、当該のこぎり波は抵抗Ｒ４３とＲ４４とで
分圧される基準電圧と比較されるようになっている。当
該ＯＰアンプＯＰ２−４はＩＣ３のピン番号１２，１３
から出力されるオンオフの１周期における半周期を、抵
抗Ｒ４３とＲ４４との設定によって前半時間が後半時間
より長い所定の割合で分割するようになっており、この
前半時間と後半時間とが上記のアナログスイッチＳＷ
１，ＳＷ２に入力し、それぞれの時間だけアナログスイ
ッチＳＷ１，ＳＷ２をオンさせるようになっている。

【００５３】従って、検出抵抗Ｒ２４によって検出され
た電流波形の内、アナログスイッチＳＷ１のオン時間に
図４

〔９〕の波形が取り込まれ、アナログスイッチＳＷ
２によって図４〔１０〕の波形が取り込まれる。このＯ
ＰアンプＯＰ２−４、トランジスタＴＲ５、抵抗Ｒ４１
ないし４６の回路が、図１の周期分割回路１５に対応
し、アナログスイッチＳＷ１，ＳＷ２は図１の電子スイ
ッチ１９，２０にそれぞれ対応している。

【００５４】ダイオードＤ６、コンデンサＣ１２、抵抗
Ｒ３５の回路およびダイオードＤ７、コンデンサＣ１
３、抵抗Ｒ３６の回路は最大のピークをホールドするよ
うになっており、前者の回路で上記アナログスイッチＳ
Ｗ１によって取り込まれた図４

〔９〕の波形の最大のピ
ークがホールドされ、又後者の回路で上記アナログスイ
ッチＳＷ２によって取り込まれた図４〔１０〕の波形の
最大のピークがホールドされる。そして前者のダイオー
ドＤ６、コンデンサＣ１２、抵抗Ｒ３５の回路でホール
ドされた最大のピークを基準値にして、この両者の回路
でホールドされた最大のピークをＯＰアンプＯＰ２−１
で比較し、その偏差に対応した電圧が出力されるように
なっている。

【００５５】この偏差に対応した電圧はパルス状になっ
ているので、コンデンサＣ１１と抵抗Ｒ４０との平滑回
路で平滑される。この平滑された電圧がバッファのＯＰ
アンプＯＰ２−３を介してダイオードＤ１２に印加され
るようになっており、これにより抵抗Ｒ６１に流れる電
流値が変化し、抵抗Ｒ２１に流れる電流も変化する。す
なわち抵抗Ｒ２１，６１とコンデンサＣ８との時定数が
実質的に変化し、上記ＩＣ３内のトランジスタ３０１，
３０２の交互のオンオフ時間と共にそのピン番号７から
出力される図４〔１〕図示ののこぎり波の傾斜、すなわ
ち発振周期が変化する。

【００５６】このＩＣ３のピン番号７から出力されるの
こぎり波の傾斜の変化によって、ＯＰアンプＯＰ２−４
の出力タイミングが変わり、ＩＣ３のピン番号１２，１
３から出力されるオンオフの１周期における半周期を、
前半時間が後半時間より長い所定の割合で分割し、上記
のアナログスイッチＳＷ１，ＳＷ２の取込み時間を変化
させる。

【００５７】なお、ダイオードＤ１２はクランプダイオ
ードであり、電源投入時にＯＰアンプＯＰ１−２の電圧
が上がって、ＩＣ３の発振周波数が必要以下に下がるの
を防止するために接続されている。

【００５８】上記の説明から明らかな様に、ダイオード
Ｄ６、コンデンサＣ１２、抵抗Ｒ３５の回路、ダイオー
ドＤ８、コンデンサＣ１３、抵抗Ｒ３６の回路が、図１
のピーク検出回路１７，１８にそれぞれ対応しており、
ＯＰアンプＯＰ１−２，ＯＰアンプＯＰ２−３、コンデ
ンサＣ１１、抵抗Ｒ３７ないし４０の回路が、図１の誤
差増幅回路１６に対応しており、コンデンサＣ８、抵抗
Ｒ２１が図１のコンデンサ２２、抵抗２４にそれぞれ対
応している。

【００５９】バッテリモニタ回路５１は、バッテリ２の
電圧が降下したときその保護のために接続されている。
バッテリ２の電圧が所定以下の電圧まで降下すると、Ｏ
ＰアンプＯＰ２−１の出力がＨレベルとなり、ＩＣ２，
ＩＣ３の動作を停止させるようになっている。このとき
ランプＬＥＤ２を点灯させて、バッテリ電圧の降下を表
示する。

【００６０】サーモコントロール回路５２は、温度設定
ボリュウムＶＲ１で設定された温度以上になったとき、
ＩＣ２，ＩＣ３の動作を停止させる。すなわち冷蔵庫内
の温度を検出するサーミスタＴＨ１が温度設定ボリュウ
ムＶＲ１で設定された温度以下を検出しているとき、Ｏ
ＰアンプＯＰ２−２の出力はＬレベルとなり、ＩＣ２，
ＩＣ３を動作させる。冷蔵庫内の温度を検出するサーミ
スタＴＨ１が温度設定ボリュウムＶＲ１で設定された温
度以上を検出すると、ＯＰアンプＯＰ２−２の出力がＨ
レベルとなり、ＩＣ２，ＩＣ３の動作を停止させ、バッ
テリ２の節電をはかるようになっている。

【００６１】以上の構成において、バッテリモニタ回路
５１及びサーモコントロール回路５２の部分を除いた回
路の動作は、図１の構成のものと同様であるので、その
動作説明は省略する。

【００６２】振動型圧縮機１に流れる電流を検出する電
流検出手段は、上記のシャント抵抗８の他、ホール素子
によるカレントトランス、ＦＥＴトランジスタのドレイ
ンソース間抵抗Ｖｄｓ、ヒューズによる方法が用いられ
る。

【００６３】

【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、振
動型圧縮機の負荷変動などによる共振周波数の変動にか
かわらず、常に前半のピーク検出時間と後半のピーク検
出時間との割合を一定に保持しつつ前半のピーク検出時
間を後半のピーク検出時間より長くして各最大のピーク
をとらえるようにしたので、振動型圧縮機に流れる電流
波形の前半と後半とに現れる各最大のピークを確実に検
出できるようになる。従って、前半の最大のピークと後
半の最大のピークとが等しくなるような周波数の交流電
圧を発生させることができ、常に振動圧縮機を最大の効
率で駆動することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る振動型圧縮機の電源装置の一実施
例構成である。

【図２】極性反転回路の一実施例構成である。

【図３】各波形における最大ピークの検出説明図であ
る。

【図４】動作波形説明図である。

【図５】本発明に係る振動型圧縮機の電源装置の具体的
な一実施例回路図である。

【図６】図５に用いられている周波数追従回路、バッテ
リモニタ回路及びサーモコントロール回路の具体的な一
実施例回路図である。

【符号の説明】

１ 振動型圧縮機 ２ バッテリ ３ 極性反転回路 ４，５ ＦＥＴトランジスタ ６ インバータ回路部 ７ 制御部 ８ シャント抵抗 ９ スイッチング素子制御回路 １０ 周波数追従回路 １４ 可変発振器 １５ 周期分割回路 １６ 誤差増幅回路 １７，１８ ピーク検出回路 １９，２０ 電子スイッチ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、直流電源の極性を反転させ
   る極性反転回路と、２個のスイッチング素子を備えその
   交互のスイッチングにより直流を交流に変換するインバ
   ータ回路部と、当該インバータ回路部を制御する制御部
   とを備えた振動型圧縮機の電源装置において、 振動型圧縮機に流れる電流を検出する電流検出手段を設
   けると共に、 上記制御部には、 発振周波数が可変する可変発振器、当該可変発振器の発
   振周波数の１周期における半周期を、前半時間が後半時
   間より長い所定の割合で分割する周期分割回路、当該周
   期分割回路が出力する前半後半の分割時間で、電流検出
   手段に流れる電流波形を取り込む電子スイッチ、当該電
   子スイッチを介してそれぞれ取り込まれた電流波形の最
   大のピークを検出するピーク検出回路及び当該ピーク検
   出回路で検出された２つのピークを比較し、その差分に
   応じて上記可変発振器の発振周波数を可変させる誤差増
   幅回路を有する周波数追従回路と、 上記可変発振器の発振周波数で上記スイッチング素子を
   交互にスイッチングさせるスイッチング素子制御回路と
   を備え、振動型圧縮機に流れる電流が最小となるような
   周波数の交流電源で振動型圧縮機を駆動し振動型圧縮機
   の効率を向上せしめるようにしたことを特徴とする振動
   型圧縮機の電源装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、極性反転回路はＦＥ
   Ｔトランジスタを備えると共に当該ＦＥＴトランジスタ
   のゲートにチャージポンプ回路を備え、極性反転を行う
   ようにしたことを特徴とする振動型圧縮機の電源装置。
3. 【請求項３】 請求項１において、バッテリの降下を監
   視するバッテリモニタ回路を備え、バッテリが所定電圧
   以下になったとき、上記の極性反転回路と共に制御部の
   動作を停止させ、バッテリの電源供給を停止するように
   したことを特徴とする振動型圧縮機の電源装置。
4. 【請求項４】 請求項１において、庫内温度を制御する
   サーモコントロール回路を備え、庫内温度が設定温度以
   上になったとき、上記の極性反転回路と共に制御部の動
   作を停止させ、バッテリの電源供給を停止してバッテリ
   電源の電力節減を行うようにしたことを特徴とする振動
   型圧縮機の電源装置。