JPH08510623A - バラン装置およびその設計方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 無線受信機のような、平衡回路と、アンテナのような、不平衡回路との間の電気的接続のためにバランが必要とされる。無線電話のような小型の電子装置では、伝統的なバランは物理的制約のため実用的ではない。本発明により、バラン機能が最小の横方向寸法および受信機とアンテナとの間で所定の長さを有する伝送ラインを使用することによって達成される。

Description

【発明の詳細な説明】 バラン装置およびその設計方法 発明の分野 一般に、この発明はバランに関し、かつ、より特定的には、バラン装置および その設計方法に関する。 発明の背景 典型的には、無線周波（ＲＦ）通信システムにおいて、平衡型アンテナを使用 するのが好都合である。平衡型アンテナは無線機器のハウジングまたは他の部分 におけるＲＦ電流を低減し、かつこのようなアンテナはオペレータによって同調 外れにされまたは妨害を受ける可能性が少ない。平衡型アンテナを不平衡ＲＦ回 路に接続する場合、該アンテナと不平衡回路との間のインタフェースはバラン（ ｂａｌｕｎ）と称される装置を必要とする。 回路技術においては、不平衡システムは２つの導体がグランドに関して異なる 電位にあるものとして定義される。該導体の１つはしばしばグランド電位にある 。２つの導体の各々のグランドに関する容量が異なり、その結果、２つの導体の 電流が異なるであろう。平衡型システムは２つの 導体の各々の電位がそれぞれ同じ大きさだけグランド電位より高くかつ低いもの である。図２は平衡および不平衡モードによってどのように電流が規定されるか を示す簡単なモデルの説明図である。ＲＦ送信通信システムでは、ソースすなわ ち供給源は送信機でありかつ負荷はアンテナである。電流ＩａおよびＩｂの任意 の態様はコモンモードおよび差動モード電流の組合わせとして表現できる。コモ ンモードおよび差動モード電流の双方は平衡あるいは不平衡ソースによって発生 される電流により決定される。図２においてＩＣａおよびＩＣｂとして示された コモンモード電流は同じ振幅および同じ位相を有する。その結果、コモンモード 電流は負荷、またはアンテナ、の意図する動作に対して何らの貢献もせず、かつ 通常熱の形で放散される。差動モード電流、ＩＤａおよびＩＤｂ、は振幅が同じ で位相が反対であり、その結果、それらは目的とする負荷に対する電力を呈する 。コモンモードおよび差分または差動モードのソースおよび負荷の損失は図３に 示される回路として表現できる。平衡型アンテナのような平衡型負荷に対しては 、意図するまたは望ましいモードは差動モードであり、かつ意図しないまたは望 ましくないモードはコモンモードである。コモンモード負荷のインピーダンスを 最大にすることによって、コモンモード電流に関連する電流および負荷は最小に なる。 バランは平衡型システムと不平衡型システムとの間で平 衡型構造の２つの部分におけるグランドに対する電位および電流が振幅が等しく かつ位相が逆となるよに接続できるようにする。過去においては、バラントラン スフォーマおよび伝送ラインまたはバズーカ・バラン（ｂａｚｏｏｋａ ｂａｌ ｕｎｓ）が使用されてＲＦ通信システムで使用される通信装置におけるアンテナ フィーダのためのバラン機能を行なってきた。バラントランスフォーマは効果的 にバラン機能を行なうが、携帯用無線電話のような装置に使用するためには、バ ラントランスフォーマは大きくかつ電力を消費する。典型的には、約０．７ｄＢ の電力がバラントランスフォーマによって失なわれ、したがって受信機とアンテ ナとの間で伝送される信号の振幅をかなり低減させる。第２に、バズーカ・バラ ン、または伝送ライン、はバラン機能を行なうために２つより多くの導体、また は２つの導体とこれら２つの導体の回りのスリーブを必要とする。このバズーカ ・バランは通信装置内でスリーブのための非常に大きな物理的スペースを必要と する。 しばしば、携帯用無線電話のような、通信装置は物理的に小さくかつ他の非携 帯用または静止通信装置よりも電力消費が少ないことを要求される。したがって 、携帯用無線電話においては受信機とアンテナとの間での効率的な電力の転送を 有し、かつ小さな物理的サイズを有することが望ましい。したがって、通信装置 の送受信機内で平衡型アンテナと不平衡型回路との間で信号を転送するための効 率的 なかつ小型のバラン装置を持つことが望ましい。 図面の簡単な説明 図１は、従来技術の電気回路のブロック図形式での説明図である。 図２は、理論的なソースおよび負荷、そしてそれらの関連する電流の説明図で ある。 図３は、コモンモード負荷および差動モード負荷を有する理論的なソースおよ び負荷の説明図である。 図４は、本発明に係わる回路のブロック図形式での説明図である。 図５は、本発明に係わる無線通信システムのブロック図形式での説明図である 。 図６は、差動負荷に対するコモンモードの周期的サイクルをグラフ形式で示す 説明図である。 図７は、ダイポールアンテナに対するコモンモード電流の周期的サイクルのグ ラフ形式での説明図である。 図８は、コモンモードインピーダンスおよび電流を記述するスミスチャートの 説明図である。 図９は、本発明に係わるバラン装置の設計方法を示すフローチャートである。 好ましい実施例の説明 本発明の好ましい実施例はＲＦ通信装置、特に、モトローラ・インコーポレイ テッドから入手可能な、モデル番号ＴＨ５４１型のような、ダイバシティアンテ ナを有する無線電話を含む。この特定の無線電話においては、物理的寸法の制約 は厳格であり、特に送受信機とアンテナとの間で利用できるスペースに関して厳 格であり、無線受信機は不平衡型負荷回路でありかつアンテナは平衡型ソース回 路である。受信機とアンテナとの間の電気的接続は不平衡−平衡接続であるから 、バランが必要とされる。従来技術において述べられた、伝統的なバランは物理 的制約のため実用的ではない。したがって、バラン機能が最小の横方向寸法およ び受信機およびアンテナ間の所定長さの伝送ラインを使用して達成される。 図４は、本発明に係わる回路をブロック図形式で示す。回路４００は不平衡回 路４０１、長さ“Ｌ”の伝送ライン４０３、および平衡回路４０５を含む。ここ で、不平衡回路４０１は長さ“Ｌ”を有する伝送ライン４０３を介して平衡回路 ４０５に結合されており、伝送ライン４０３の長さ“Ｌ”は携帯用無線電話にお いて実施される本発明の一部として決定される。 図５は、本発明を使用することができる無線通信システムをブロック図形式で 示す。該システムにおいては、遠隔の送受信機５１３は該固定サイト送受信機５ １３によってサービスを受ける固定された地理的領域内に含まれる移動 および携帯用無線電話に対し無線周波（ＲＦ）信号を送信しかつ受信する。無線 電話５００は前記固定サイト送受信機５１３によってサービスを受ける無線電話 の１つである。 固定サイト送受信機５１３から信号を受信する間に、無線電話５００はメイン アンテナ５１１およびダイバシティアンテナ５１５を使用して前記ＲＦ信号を結 合しかつ前記ＲＦ信号を電気的ＲＦ信号に変換する。該電気的ＲＦ信号は無線電 話５００内で使用するために、無線受信機５０３によって受け入れられる。受信 機５０３はコントローラ５０５によって使用するためにシンボル信号を出力する 。コントローラ５０５は該シンボル信号をユーザインタフェース５０７のために 音声またはデータに編成する。ユーザインタフェース５０７は典型的にはマイク ロホン、スピーカおよびキーパッドを含む。 無線電話５００から遠隔送受信機５１３へのＲＦ信号の送信に際して、コント ローラ５０５はユーザインタフェース５０７からの音声および／またはデータ信 号を編成する。編成された信号は送信機５０１に入力される。送信機５０１は該 データを電気的ＲＦ信号に変換する。該電気的ＲＦ信号はＲＦ信号に変換されか つアンテナ５１１によって出力される。該ＲＦ信号は遠隔送受信機５１３によっ て受信される。 前に述べたように、受信機５０３は不平衡負荷回路でありかつダイバシティア ンテナ５１５は本発明の目的のため の平衡ソース回路と考えられる。長さ“Ｌ”の伝送ライン５１７はコモンモード インピーダンスが非常に高くなるよう設計され、かつ差動インピーダンスが受信 機およびアンテナ回路５０３，５１５のものと等しくなるよう設計される。高度 に効率的なアンテナのための要件はコモンモードのインピーダンスを最大にし、 かつ差動モードのインピーダンスをソースおよび負荷に整合させることである。 差動モードのインピーダンスをソースに整合するものとして維持する間にコモン モードのインピーダンスに影響を与える２つの基本的なパラメータがあり、すな わち、伝送ラインの横方向寸法および長さである。伝送ラインの横方向サイズま たは横断寸法（幅および厚さ）は最小の寸法に低減され、伝送ラインの実効コモ ンモードインダクタンスおよびインピーダンスをできるだけ高くすべきである。 もし横方向寸法が適切に定められれば、差動モードインピーダンスは任意の寸法 の組に対して維持できる。この手法の限界は寸法が製造できないものとなり、か つ差動モードにおける電気的損失が受け入れ難いものとなることである。 差動モードインピーダンスを維持しながらコモンモードインピーダンスを増大 する第２の方法は伝送ラインの長さを開放端から２分の１波長の整数倍となるよ う選択することである。図６を参照すると、波（ｗａｖｅ）６０１として図示さ れた、コモンモード電流はその長さに沿って周期的なサイクルで進む。終端ポイ ント６０３、ポイントＢ ６０５、およびポイントＤ ６０７にコモンモード電流の極小点がある。同様に 、ポイントＡ ６０９、ポイントＣ ６１１、およびポイントＥ ６１３にコモ ンモード電流の最大点がある。伝送ライン５１７のような伝送ラインが図５のダ イバシティアンテナ５１５のようなダイポールアンテナで終端されるとき同様の コモンモード電流のパターンが現われる。図７を参照すると、ダイポールアンテ ナで終端された伝送ラインのためのコモンモード電流が示されている。前と同様 に、ポイントＢ ７０１、およびポイントＤ ７０３において極小点が生じてい る。同様に、ポイントＡ ７０５、ポイントＣ ７０３、およびポイントＥ ７ ０９において最大点が生じている。ダイポールアンテナが伝送ラインに加えられ たとき、図７に示される、コモンモードの電流パターンは第１の電流の極小点が アンテナ給電点から４分の１波長の点にあるようにシフトし、他の電流の極小点 のロケーションを決める。この効果はまた実効コモンモードインピーダンスが、 図８に示されるように、伝送ラインの終端からの長さの関数としてプロットされ たときに見ることができる。図８は、ハイインピーダンス点ＢおよびＤから直接 的に到るショートまたは非常に低いインピーダンスの点としてポイントＡ，Ｃお よびＥを示している。図８のスミスチャートは該チャートを数回取り囲むスパイ ラルとして現われている。もし伝送ライン５１７がポイントＢまたはＤで終了す る長さを有するよう選択され れば、コモンモードのインピーダンスは非常に高くかつ該コモンモードに入る電 力は、好ましい実施例の場合において望まれるように、小さくなることになる。 動作の周波数および位相速度（ｐｈａｓｅ ｖｅｌｏｃｉｔｙ）が伝送ライン 上の波長を決定する。該波長は位相速度を周波数で除算したものに等しい。空中 では、位相速度は光の速度に等しい。他の媒体では、位相速度は光の速度を、し ばしばε_rで表わされる、媒体の実効誘電率の、しばしばＳｑｒｔ（）で表わさ れる平方根で除算したものに等しい。コモンモードの場合では、位相速度は自由 空間のものに近く、差動モードの場合では、媒体は３．４の誘電率を有するフレ キシブルプリント回路材料である。これは位相速度を自由空間における光のもの の１／Ｓｑｒｔ（ε_r）または０．５５倍に低減する。これらの位相速度は２つ の場合に対してまったく異なっている。差動モードについては、伝送ラインにお ける反射を低減することが望まれ、したがってインピーダンスは本質的に伝送ラ インの長さと独立している。しかしながら、コモンモードに対しては、インピー ダンスは意図的に長さに対して非常に依存するようにされかつその場合長さは最 大インピーダンスに対して選択される。 これらの現象が伝送ライン上でバラン機能を実現するために使用されるために は、伝送ラインは図９に示される設計フローチャートを使用して各々の特定の用 途に対して設 計されなければならない。第１に、機能ブロック９０３において、不平衡回路と 平衡回路とをそれらの間の接続を考慮することなく設計する。好ましい実施例で は、平衡回路は図５に示されるようにダイバシティアンテナ５１５として使用さ れるダイポールアンテナである。ダイポールアンテナを設計する場合、その所望 の周波数帯域に対して給電線（ｆｅｅｄｌｉｎｅ）なしに設計することができる 。好ましい実施例では、該アンテナに対する所望の周波数帯域は８１０〜８３０ ＭＨｚ（メガヘルツ）である。第２に、機能ブロック９０５において、不平衡回 路を提供する。好ましい実施例では、図５の受信機５０３が不平衡回路と考えら れる。第３に、機能ブロック９０７において、平衡回路と不平衡回路との間を結 合するための平衡伝送ラインを選択する。該伝送ラインはソースのものと同じ差 動モードインピーダンスと非常に高いコモンモードインダクタンスを持つべきで ある。差動モードインピーダンスはしばしばＺｏで表わされ、一般に次の式で定 義される。 Ｚｏ＝３７７＊厚さ／（幅＊Ｓｑｒｔ（ε_r））・・・（１） もしソースインピーダンス、Ｚｓ、および負荷インピーダンスが等しければ、 差動インピーダンスはそれらに等しくされる。等しくないソースおよび負荷イン ピーダンスに対しては、伝送ラインはより複雑になり、それが本発明の 好ましい実施例の場合である。 アンテナと受信機との間の距離を横断する長さＬは、Ｌｔで表わされる、イン ピーダンス変換器を構成するのに必要とされる長さより大きな差動モード位相長 さを有する。この長さは４分の１波長でありかつしばしば（λ／４）として示さ れる。したがって、必要とされる２つの機能を達成するインライン（シリーズ） 型対の伝送ラインを設計し、該２つの機能は、 １）コモンモード負荷の排除、および ２）受信機の負荷インピーダンス、Ｚｌ、に整合させるためのアンテナのソー スインピーダンス、Ｚｓ、の変換、である。 伝送ラインを負荷回路に結合する前に、ソースインピーダンスよりずっと大き なコモンモードインピーダンスを与える伝送ライン５１７の適切な長さ“Ｌｒ” を選択する。好ましい実施例では、Ｌｒで表わされる、コモンモードを排除する のに必要とされる長さ、Ｌ、はＬｔで示される変換のために必要とされる長さよ り大きい。その結果、Ｌｅで表わされる付加的な長さまたは余分の長さが必要と される。これは以下の式で表わされる。 Ｌｔ＋Ｌｅ＝Ｌｒ ・・・・・・（２） 前記余分の長さはソースまたは負荷の特性インピーダン スを持つことになる。したがって、前記余分の長さはＺｓまたはＺｌのうちのよ り高いインピーダンスの特性インピーダンスを持つよう選択される。 前記伝送ラインの変換器セクションは長さＬｔを有し、この長さは注目の周波 数によって規定されかつλ／４である９０°としても表現できる４分の１波長の 位相長さを有する。この位相長さは前に述べた説明から見付けることができる。 好ましい実施例では、負荷、Ｚｌ、のインピーダンスは５０Ωに等しくかつダイ ポールアンテナは１２Ωのインピーダンスを有する。したがって、伝送ラインは ５０ΩのＬｅに対する差動モードインピーダンス、および２５Ωの変換器、Ｌｔ 、セクションを有するよう選択された。この変換器は１２Ωのアンテナソースイ ンピーダンス、Ｚｓ、を５０Ωの受信機負荷インピーダンス、Ｚｌ、に整合させ る。 伝送ラインの適切な長さ“Ｌｒ”を選択することにより、バラン機能が実現さ れる。前記伝送ラインは所定の長さ“Ｌｒ”に限定されるが、トランジスタ、ま たは付加的な伝送ラインまたは同軸ケーブルのような余分の回路または部品はも はや必要ではなく、したがってバラン機能を実現するために必要とされる物理的 寸法の制約を低減する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ， ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，Ｔ Ｄ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ)，ＡＭ，Ａ Ｔ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ， ＨＵ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，Ｌ Ｒ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ， ＳＥ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．平衡回路と不平衡回路との間に結合されるバラン装置であって、前記平衡 回路および不平衡回路はコモンモードおよび差動モードで送信および受信を行な い、前記バラン装置は、 第１の長さを有する第１の導体、そして 前記第１の長さに等しい第２の長さを有する第２の導体であって該第２の導体 は前記第１の導体と平行であり、前記第２の導体は前記第１の導体から第１の距 離だけ離れており、前記第１の導体および前記第２の導体は前記差動モードの伝 送のための第１のインピーダンスを有する第１の伝送ラインを形成するために使 用され、前記第１の導体および前記第２の導体は前記コモンモードの伝送のため の第２のインピーダンスを形成するために使用されるもの、 を具備するバラン装置。 ２．前記第１の導体および前記第２の導体のために平坦な金属条片を使用する 、請求項１に記載のバラン装置。 ３．前記第２の導体からの前記第１の導体の分離を可能にするために柔軟性あ るプラスチック材料を使用する、請求項２に記載のバラン装置。 ４．前記第１および第２の導体はさらに任意の比率を有するインピーダンス変 換器を構成し、該インピーダンス変換器は４分の１波長の変換器を使用して実現 される、請求 項１に記載のバラン装置。 ５．無線通信装置であって、 第１のコモンモードインピーダンスおよび第１の差動モードインピーダンスを 有する平衡型アンテナ、 差動負荷インピーダンスを有する不平衡型無線受信機、そして 前記平衡型アンテナの端子と前記不平衡型無線受信機の端子の間に結合された 伝送ラインであって、該伝送ラインは各々所定の長さを有しかつ互いに第１の距 離だけ離れている第１の導体および第２の導体を有し、さらに前記伝送ラインは 第２のコモンモードのインピーダンスおよび第２の差動モードのインピーダンス を有し、前記第１のコモンモードのインピーダンスおよび前記第２のコモンモー ドのインピーダンスはコモンモードの入力インピーダンスを形成し、かつ前記第 １の差動モードのインピーダンスおよび前記第２の差動モードのインピーダンス は差動モードの入力インピーダンスを形成し、前記コモンモードの入力インピー ダンスは実質的に前記ソースインピーダンスより大きく、前記差動モードの入力 インピーダンスは実質的に前記ソースインピーダンスに整合しているもの、 を具備する無線通信装置。 ６．前記第１の導体および前記第２の導体のために平坦な金属条片を使用する 、請求項５に記載の無線通信装置。 ７．前記第１の導体と前記第２の導体との間の前記第１ の距離を提供するために柔軟性あるプラスチック材料を使用する、請求項６に記 載の無線通信装置。 ８．前記第１の導体および前記第２の導体はさらに任意の比率を有するインピ ーダンス変換器を構成する、請求項５に記載の無線通信装置。 ９．前記インピーダンス変換器は４分の１波長の変換器を使用することによっ て実現される、請求項８に記載の無線通信装置。 １０．アンテナシステムを設計する方法であって、 第１のコモンモードのインピーダンスおよび第１の差動モードのインピーダン スを有するアンテナを提供する段階、 第１のソースインピーダンスを有する不平衡回路を提供する段階、そして 前記アンテナと前記不平衡回路とを結合するために平衡伝送ラインを選択する 段階であって、該平衡伝送ラインは第１の長さ、第２のコモンモードのインピー ダンスおよび第２の差動モードのインピーダンスを有し、前記第１および第２の コモンモードのインピーダンスは合わせて実質的に前記ソースインピーダンスよ り大きく、かつ前記第１および第２の差動モードのインピーダンスは合わせて実 質的に前記ソースインピーダンスと整合するよう選択する段階、 を具備する、アンテナシステムを設計する方法。