JPH0837438A

JPH0837438A - 梯子フィルタおよびその製造方法

Info

Publication number: JPH0837438A
Application number: JP7030266A
Authority: JP
Inventors: Thomas S Hickernell; トーマス・スロカム・ヒッカーネル
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1994-02-03
Filing date: 1995-01-27
Publication date: 1996-02-06
Also published as: GB2286304B; GB2286304A; US5471178A; DE19503358A1; GB9502160D0

Abstract

(57)【要約】【目的】小型軽量、調整不要で、設計上の柔軟性向上
を図った帯域梯子フィルタとその製造方法を提供する。【構成】帯域梯子フィルタは中心周波数と、第１ポー
ト（３１）と第２ポート（３２）とを有する。帯域梯子
フィルタ製造方法は、第１及び第２接続と、中心周波数
で誘導性インピーダンスとを有する第１Ｌ字型ネットワ
ーク（３３，４１）を設けるステップと、第１及び第２
接続と中心周波数で容量性インピーダンスとを有する第
２Ｌ字型ネットワーク（３３’，４６）を設けるステッ
プとを有する。前記方法は、更に、第１Ｌ字型ネットワ
ーク（３３，４１）の第１接続を前記第１ポート（３
１）に結合するステップと、前記第２Ｌ字型ネットワー
ク（３３’，４６）の第１接続を前記第１Ｌ字型ネット
ワーク（３３，４１）の第２接続に結合するステップ
と、前記第２Ｌ字型ネットワーク（３３’，４６）の第
２接続を前記第２ポート（３２）に結合するステップも
含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、一般的に無線装置の分
野に関し、特に無線周波数フィルタ、更に特定すれば、
音響波を用いた無線周波数フィルタに関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】無線通信装置では、構成物をできるだけ
小型化することが現時点においても必要とされている。
例えば、軽量の手に持って携行できるセルラ電話機、オ
フィス・ビル内で容易に再構築可能にコンピュータ・シ
ステムと連結するための無線ローカル・エリア・ネット
ワーク、腕時計およびクレジット・カードの大きさのペ
ージング装置、ならびにその他の高速、効率的かつ柔軟
な音声およびデータ通信用装置に、より小さく効率的な
構成物が必要とされている。

【０００３】フィルタはかかる通信の様々な用途に必要
なものであり、軽量と高性能とが同時に要求される。製
品の増大に伴って、限られたスペクトル資源(fixed spe
ctral resources)を利用する必要性が生じ、しばしばこ
れまで予見されなかった課題を克服することが要求され
る。その例には、セルラ電話機、施設間および施設内の
コンピュータ間および／またはコンピュータ−補助機器
間連結、ならびにその他の増々複雑化しつつある個人間
および／または機器間で情報を共用する必要性があるホ
ストが含まれる。無線周波数資源が増々混み合っていく
という状況において、増々複雑化する通信ノードを携帯
可能(portable)に、更に手持ち(hand-held)および／ま
たは携帯可能に、および／またはポケット・サイズにす
るという要望に対して、フィルタ処理技術に多大な期待
が寄せられている。

【０００４】音響フィルタは、(i)ロバスト性に優れて
いること、(ii)大量生産が容易であること、(iii)装置
の使用期間中調整が不要であること、および(iv)数十メ
ガヘルツから約数ギガヘルツまでに及ぶ周波数範囲にお
いて、性能対サイズ比の急峻な上昇が達成可能であるこ
と、という厳しい要求を満たすフィルタを提供する。し
かしながら、通過帯域の挿入損失(passband insertion
loss)を低く抑える必要性があると同時に、高い形状係
数(shape factor)および高いストップバンド減衰が要求
されるため、単に１つの音響フィルタのみで、フィルタ
設計および性能に対する要求を容易に満たすことはでき
ない。

【０００５】これらの必要性と要求とを満たす１つの方
法は、２つ以上の音響フィルタをカスケード接続するこ
とである。この方法は、ストップバンドにおける信号阻
止性能(signnal rejection)の増加を実現するが、調整
用素子(matching components)（例えば、インダクタお
よび／またはコンデンサ）の追加を必要とし、しかもこ
のようなカスケード接続されるフィルタの数だけ、音響
フィルタの体積および重量が逓倍することになる。加え
て、一般的に各変換器が少なくとも２つの調整用構成物
を必要とし、各々が音響フィルタ・ダイと少なくとも同
じ大きさであるので、調整用構成物がサイズおよび重量
の増大という欠点を招くことになる。

【０００６】他に、２つ以上のかかるフィルタを単一基
板上に設けるという方法がある。この場合、フィルタの
設計は、調整用構成物の介在を必要とせずに、実部のみ
のインピーダンスが互いに一致するように行われる。こ
れを実現する方法の１つに、中心周波数をずらし梯子構
造(ladder structure)に構成した共振素子を直列−並列
に配列することが含まれる。即ち、各々直列共振要素と
それに続く分路共振要素とを含む複数のカスケード部か
ら成る構造である。典型的に、各単位区分内では、分路
要素の反共振周波数を、共に含まれる直列要素の共振周
波数に選択することによって、実部のみの入力および出
力インピーダンスが得られる。この方法の欠点は、ＳＡ
Ｗ共振器を用いて実施する場合、選択された基板の材質
に関連する電気機械的結合係数（ｋ²）に、固定帯域幅
が含まれることである。一般的に、圧電素子の直列およ
び／または分路構成を用いた従来技術の梯子フィルタ構
造は、非常に低い電気機械的結合係数を有する圧電材料
を用いて実施されるので、０．０１％ないし０．１％程
度の非常に狭い帯域幅に制限される。一般的に、従来の
方法は、フィルタ材料、インピーダンス、選択性および
帯域幅特性の内３つが特定されれば、４つ目も決定され
るというようなものである。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、柔軟
な帯域幅、適切な帯域外の阻止性能、および低い帯域内
挿入損失が得られ、外部調整用構成物を必要とせず、ド
リフトのない動作が可能で、しかも小型のモノリシック
形状で実現可能な、梯子状フィルタ構成／設計方法を提
供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、帯域フィルタ、並びに中心周波数、第１
ポートおよび第２ポートを有する帯域梯子フィルタの製
造方法を提供する。前記方法は、第１接続、第２接続お
よび前記中心周波数において誘導性インピーダンスを有
する第１Ｌ字状ネットワークを設けるステップと、第１
接続、第２接続および前記中心周波数において容量性イ
ンピーダンスを有する第２ネットワークを設けるステッ
プとを含む。更に、前記方法は、前記第１Ｌ字状ネット
ワークの第１接続を前記第１ポートに結合するステップ
と、前記第２Ｌ字状ネットワークを前記第１Ｌ字状ネッ
トワークの第２接続に結合するステップと、前記第２Ｌ
字状ネットワークの第２接続を前記第２ポートに結合す
るステップとを含む。

【０００９】

【実施例】本発明は、特許請求の範囲に、特定して指摘
されている。しかしながら、詳細な説明および特許請求
の範囲を参照し、図面に関連付けて検討することによっ
て、本発明のより完全な理解が得られよう。図面全体に
わたって、同様の参照記号は同様の箇所を示すものとす
る。

【００１０】ここに行う例示は本発明の好適実施例の一
形状を示すものであり、かかる例示はいかなる意味にも
限定として解釈されることを意図したものではない。

【００１１】図１は、音響共振器１０の簡略平面図であ
り、音響共振器１０は、それぞれバス・バー(bus bars)
１２，１２’を介して、第１端子１７または第２端子１
８に交互に結合された、櫛形電極１９（ここでは「フィ
ンガ」、「フィンガ電極」等とも呼ぶ）を備えた音響変
換器１３を含む。共振器１０は、選択的に、音響波の主
伝搬方向１４，１６に向かって変換器１３の両側に配置
された反射器１１，１１’を含む。反射器１１，１１’
は、典型的に、電極１９に類似した金属電極から成り、
電極１９は互いに電気的に絶縁されているか、または特
定の反射器１１，１１’内でバス・バー１２，１２’の
一方にのみ結合されている。或いは、特定の反射器１
１，１１’内で互いに電気的に接続されているが、当該
特定の反射器１１，１１’の外側の構造には電気的に接
続されていない。

【００１２】電極１９は、典型的に、周期的であり特定
の音響波長(acoustic wavelength)を規定する。変換器
１３は、端子１７，１８を通じて印加された適切な周波
数の電気的刺激に応答して変換された音響エネルギに対
して、特性音響中心周波数(characteristic acoustic c
enter frequency)を、その中心周波数波長と共に出力す
る。電極１９は、方向１４，１６に沿って測定された、
この中心周波数波長幅の約１／４が有用であるが、共振
器１０の設計原理および性能目標にしたがって、他の寸
法を有するように選択することもできる。

【００１３】反射器１１，１１’は、典型的に、方向１
４，１６に沿って測定された、この波長の１／４の幅の
電極または他の反射構造を含む。その理由は、この幅の
電極が反射特性を有する傾向があるためであるが、相応
しい反射特性が得られる他の幅も用いても有用であり、
基板を含む反射器１０に用いられる材料の反射特性に合
わせるように、この幅を選択してもよい。

【００１４】共振器１０は、他の微少電子構成物の製造
に用いられるのと同様のフォトリソグラフ技術によっ
て、基板９の研磨表面に形成することが有用であり、方
向１４，１６を、好ましい結晶軸と注意深く整合するこ
とによって、所望の音響変換(acoustic transductio
n)、伝搬および反射特性を得る。

【００１５】図２は、図１の共振器１０の簡略化した等
価回路の概略図である。図２に示す構成物Ｃ_o、Ｃ_m、
Ｌ、Ｒの値は、式１〜３、変換器１３の外形(geometry)
および関連する物質定数から得られる。Ｒはゼロとして
概算（即ち無視）すればよいが、或いは経験的データか
らモデル化してもよい。実際には、数オームの値が見ら
れることが多い。Ｒは、全電波の放射(bulk wave radia
tion)、受信（側）変換器から遠ざかる音響伝搬、金属
の固有抵抗(metal resistivity)、回折の影響、および
共振素子に見られるその他の損失を表わす。静電容量(s
tatic capacitance)Ｃ_oは次の式で得られる。

【００１６】Ｃ_o＝Ｃ_eＮＷ（１）ここで、Ｃ_eは、フィンガ対１ｃｍ当たりのキャパシタ
ンスを記述する物質パラメータ（種々の教科書に、多く
の物質についてこのパラメータが表に纏められている）
であり、Ｎは変換器のフィンガ対の数（即ち、図１の変
換器１３内の電極１９対の数）、Ｗは電極１９の重複部
分をセンチメートルで表わす（方向１４，１６を横切る
方向）。動キャパシタンスＣ_mは静キャパシタンスＣ_oに
関係があり、次の（２）式で得られる。

【００１７】Ｃ_m＝（８ｋ²Ｃ_o）／（π²）（２）ここで、ｋ²は電気機械的結合係数（圧電材料に関する
種々の教科書で表に纏められている）である。動インダ
クタンスＬは次の（３）式で与えられる。

【００１８】Ｌ＝１／（Ｃ_mω_r2）（３）ここで、ωrはラジアン変換器共振周波数(radian trans
ducer resonant frequency)である。

【００１９】図２の端子１７，１８間で測定されたアド
ミタンスＹは次の（４）式で与えられる。

【００２０】Ｙ＝ｊωＣ_o＋１／（Ｒ＋ｊ（ωＬ−１／（ωＣ_m）））（４）アドミタンスＹは、通常音響中心周波数より少し低く選
択される共振周波数ω_rを有する（変換器１３の電極１
９の周期性と関連する音響波長で音速を割ったものにほ
ぼ等しい） ω_r＝（ＬＣ_m）^-0.5 （５）また、反共振周波数ωaは次の（６）式で与えられる。

【００２１】 ω_a＝ω_r（１＋Ｃ_m／Ｃ_o）^0.5 （６）または ω_a＝ω_r（１＋８ｋ² ／π² ）^0.5 （７）反共振周波数ω_aは、電気機械的結合係数ｋ²（式７）に
よって決められる比率だけ、常に共振周波数よりも大き
い。この結合係数が過度に高いと（例えば、ｋ²＞５
％）、物理的パラメータ（例えば、音響波長、放射コン
ダクタンス(radiation conductance)、ω_a、ω_r等）を
互いに、および音響中心周波数に関連付けるのに用いら
れる仮定が全て有効とは限らないので、適切な結合係数
値を経験的に決定する必要がある。本発明によれば、通
常結合係数は、０．０００１より大きいと有用であり、
０．０１より大きいと更に有用であり、０．０７より大
きいことが更に望ましく、０．１０より大きいことが好
ましい。

【００２２】図３は、本発明による第１および第２ポー
ト３１，３２を有する三段梯子フィルタ３０の簡略平面
図である。梯子フィルタ３０は、典型的に、中心周波数
ｆ0を中心とした通過帯域幅(passband bandwidth)を有
するような仕様とされている。三段梯子フィルタ３０
は、直列要素３４と分路要素(shunt element)３５とを
有する第１段３３、直列要素３４’と分路要素３５’と
を有する第２段３３’、および直列要素３４”と分路要
素３５”とを有する第３段３３”とから成る。一実施例
では、直列要素３４，３４”は、通常同一となるように
選択され、分路要素３５，３５”も同様である。第４直
列要素（図示せず）を選択的に用いて、図示の直列要素
３４”とポート３２との間に結合し、分路要素３５”を
直列要素３４”に結合してもよい。

【００２３】第２段３３’は、より狭い帯域幅と、それ
に対応する誘導インピーダンス特性を、本発明によるフ
ィルタ帯域の少なくとも一部にわたって有するように選
択される。かかる構成(scenario)において、第１段３３
および／または第３段３３”は、より広い帯域幅と、そ
れに対応する容量性インピーダンス特性を、同じフィル
タ通過帯域部分にわたって有するように選択され、これ
によって、第２段３３’の誘導特性が、第１および第３
段３３，３３”の組み合わせによる容量性インピーダン
スの影響を実質的に相殺することになる。

【００２４】逆に、第２段３３’が、フィルタ通過帯域
の一部にわたって、より広い帯域幅と容量インピーダン
ス特性を表わすように選択してもよい。この場合、第１
および第３段３３，３３”の結合によって、通過帯域が
狭くなると共にフィルタ通過帯域の一部にわたって誘導
性インピーダンスが発生し、第２段３３’の容量性イン
ピーダンス成分によって、少なくともフィルタ通過帯域
の一部における、第１および第３段３３，３３”の結合
による誘導性インピーダンスの影響が実質的に相殺され
る。

【００２５】一方、第１および第２段３３，３３’が、
第３段３３”の無効インピーダンス成分(reactive impe
dance component)を実質的に相殺する結合リアクタンス
を発生したり、或いは第１段３３が、第２および第３段
３３’，３３”の結合によって生じる無効インピーダン
ス成分を実質的に相殺するリアクタンスを発生するよう
にしてもよい。

【００２６】一般的に、複数の段を組み合わせて１つの
群を形成した場合の結合無効インピーダンスは、各段か
ら実質的に等しい分量を受けることもあれば、１つの段
または段群からの分が他よりも多いこともあり、更に実
質的に段の一部集合や１つの段のみから得られることも
ある。更に、複雑な複素負荷(complex load)またはソー
ス・インピーダンス(source impedance)が望まれるか必
要な時、それに適合する複素共役が得られるように、結
合インピーダンスを選択すればよい。

【００２７】従来技術の梯子フィルタは、典型的に、直
列要素の共振周波数が分路要素の反共振周波数に等しく
なるように選択された要素を用いている。クオーツ共振
要素を用いた従来の狭帯域クリスタル格子フィルタで
は、電気機械的結合係数ｋ²は、典型的に、０．５％よ
りもかなり小さいため、かかるフィルタに達成可能な分
数帯域幅(fractional bandwidth)（中心周波数で帯域幅
を割ったもの）が非常に小さい値に限られている。

【００２８】本出願人は、結合係数が高い物質（例え
ば、ＬｉＮｂＯ₃，ＬｉＴａＯ₃等）を用いれば、共振
周波数と反共振周波数との間の広がりを大幅に拡張でき
ることを発見した。例えば、６４゜ＬｉＮｂＯ₃の結合
係数は９％から１３％の範囲であり、４１゜ＬｉＮｂＯ
₃の結合係数は、１５から２５％の範囲にあり、３６゜
ＬｉＴａＯ₃の結合係数は、６．５〜８％の範囲にあ
る。このように周波数の範囲(frequency spread)が拡張
されると、設計の自由度が高くなる。

【００２９】また、本出願人は、直列共振要素の共振周
波数ω_rを分路共振要素の反共振周波数ω_aよりも小さく
選択することによって、従来の方法（直列共振要素の共
振周波数ω_rを分路要素の反共振周波数ω_aと等しくす
る）よりも狭い帯域幅を有すると共に、所望のフィルタ
中心周波数ｆ₀において正の虚部インピーダンス成分
（即ち、誘導性リアクタンス）を有するＬ部が得られる
ことを発見した。同様に、直列共振要素の共振周波数ω
_rを分路共振要素の反共振周波数ω_aよりも大きく選択す
ることによって、従来の方法よりも広い帯域幅を有する
と共に、所望のフィルタ中心周波数ｆ₀において負の虚
部インピーダンス成分（即ち、容量性リアクタンス）を
有する部分が得られる。負のインピーダンス成分を有す
るフィルタ部分を、正のインピーダンス成分を有するフ
ィルタ部分と組み合わせることによって、フィルタ部分
間で複素共役インピーダンスを一致させることができ、
フィルタ中心周波数ｆ₀およびその近傍における挿入損
失(insertion loss)を低減すると共に、フィルタ帯域幅
選択における柔軟性を大きく高めることができる。

【００３０】図４は、第１および第２電気ポート３１，
３２を有する四段梯子フィルタ４０の簡略平面図であ
る。直列要素４２，４２’，４７，４７’と分路要素４
３，４３’，４８，４８’とから成る変換器は、典型的
に、音響波伝搬の主方向（図１の方向１４，１６と同
様）が共通の好適な軸に整合されている。即ち、互いに
平行となっている。この例では、最終段４１，４１’
は、同一要素から成るように選択され、中間段４６，４
６’も同様である。最終段４１，４１’は、９２５．８
ＭＨｚおよび８９９．７ＭＨｚの共振周波数ω_rをそれ
ぞれ有する、直列要素４２，４２’および分路要素４
３，４３”から成り、一方中間段４６，４６’は、９４
４．２ＭＨｚおよび８８２．６ＭＨｚの共振周波数ω_r
をそれぞれ有する、直列要素４７，４７’および分路要
素４８，４８’から成る。

【００３１】本出願人は、直列共振要素４２の共振周波
数を分路要素４８の反共振周波数の近傍に、そして直列
要素４７の共振周波数を分路要素４３の反共振周波数の
近傍になるよう選択することによって、段４１（フィル
タの中心周波数において、段４１の一方側が５０Ωで成
端されている時、他方側でＺ_inが約５０＋ｊ２０Ω）か
ら段４６までの通過帯域特性および複素共役が一致する
ことを発見した。これから、以下の表１の設計＃１にま
とめられたフィルタ特性が得られる。これ以外に、段４
１がフィルタ中心周波数において容量性インピーダンス
を有し、段４６が共役インピーダンスを有するように選
択することもできる。

【００３２】

【表１】 Des. # IL 4.5 dB 20 dB Ult. Cap. Ser. # Res. (dB) BW (%) BW (%) Att. rat. Co (pF) 1 8 1.2 4.9 7.5 30 1.0 3.5 2 7 1.3 5.4 7.6 25 1.0 3.5 3 7 0.4 5.7 7.4 20 0.7 4.5 4 8 0.5 5.4 7.3 24 0.7 4.4 5 8 0.3 5.7 7.3 20 0.5 5.2 6 9 0.4 5.7 7.3 23 0.5 5.4 7 8 0.4 5.4 7.3 25 0.7 4.7 8 8 0.4 5.3 7.2 24 0.7 4.2

【００３３】表１は、６４゜Ｙ−回転ＬｉＮｂＯ₃上で
４３．９マイクロメートルの音響ビーム幅を用いて測定
された、３０１個の電極から成る表面波共振器を用いて
製造された、数種類の異なる梯子フィルタ設計に対す
る、梯子フィルタ特性値である。

【００３４】上記の設計は全て、７，８または９個の共
振器（＃共振器）を用い、非常に良い挿入損失（ＩＬ）
を示すと共に、４．５ｄＢおよび２０ｄＢという比較的
大きな値の帯域幅（ＢＷ）を有する。設計１，４，５の
比較および設計２，３の比較から、梯子フィルタの終極
阻止性能(ultimate rejection)（ＵＬＴ．Ａｔｔ．）
は、キャパシタンス比（Ｃａｐ．ｒａｔ．、直列Ｃｏの
分路Ｃｏに対する比）によって部分的に決定されること
が示される。フィルタの中心周波数ｆ₀から十分離れた
周波数では、直列および分路要素は、容量性分圧器とし
て作用し、終極の（帯域外）減衰（Ｕｌｔ．Ａｔｔ．）
即ち阻止性能を決定する。設計１，２の比較および５，
６の比較でも、Ｌ部分の数が増えるに連れて、終極阻止
性能も増えることが示される。

【００３５】本発明に依れば、直列および分路要素の共
振周波数ω_rおよび反共振周波数ω_aは、ニュージャージ
ー州パターソンのCompact Softwareから入手可能なSupe
rCompact（登録商標）のような回路を最適化するツール
を用いて決定すると便利である。１つの方法は、式７に
したがって、分路要素の反共振周波数ω_aを直列要素の
共振周波数ω_rにほぼ等しくして、一連の共振周波数ω_r
および／または反共振周波数ω_aを入力し、回路最適化
ツールに１組の共振周波数ω_rおよび反共振周波数ω_aの
変更を決定できるようにすることである。SuperCompact
（登録商標）入力ファイルの変更例を、上述の例＃１お
よび図５に与えられた応答に対応させて以下に示す。

【００３６】＊直列変換器の変数 Con: ?2pF 3pF 6pF? Cmn: O.O91*con Fn: ?800 MHz 836.5 MHz 869 MHz? ＊分路変換器の変数 Con: ?2pF 3pF 6pF? Cmn: O.O91*con Fn: ?800 MHz 836.5 MHz 869 MHz? ＊寄生 Rpar: 1.7 Lbw: 1.5 nH BLK ＊Ｎ番目の変換器 CAP 1 4 C = Con CAP 1 2 C = Cmn IND 2 3 L = (12/(((2*PI*Fn)**2)*Cmn)) RES 3 4 R = Rpar Sern: 2POR 14 BLK ＊フィルタ IND 1 2 L=Lbw Serl 2 3 Ser2 3 4 Ser2 4 5 Serl 5 6 Shuntl 3 8 Shunt2 4 9 Shunt2 5 10 Shuntl 6 11 IND 6 7 L=Lbw IND 8 0 L=Lbw IND 10 O L=Lbw IND 11 O L=Lbw フィルタ: 2POR 1 7 終了 FREQ STEP 7llMHZ 962MHZ lMHZ 終了＊ OPT フィルタ F=818MHZ 855MHZ MS21 -lDB GT W=20 MSll -lODB LT MS22 -lODB LT F=lMHZ 806MHZ MS21 -3ODB LT W=5 F=863MHZ 30000MHZ MS21 -30DB LT W=5 終了

【００３７】勾配（最少二乗目的関数式を用いた疑似ニ
ュートン勾配法：quasi-Newton gradient method）とラ
ンダム最適化器を用いた場合、この例に対応する入力フ
ァイルから、Col = Co2 = 2.8798 pF, Co3 = Co4 = 2.7
524 pF, Fl = 831.94 MHz, F2 = 845.41 MHz, F3 = 80
6.1 MHz および F4 = 792.84 MHzが得られる。

【００３８】表面弾性波共振器と、特に比較的広い帯域
特性用に設計された共振器とを用いる梯子フィルタで
は、共振器の変換器のフィンガ（図１の１９）のピッチ
を変え、回路分析ツールまたは他の方法で得られた共振
周波数ω_rの比率を維持することによって、比較的容易
に周波数の調整を行うことができる。これによって、共
振周波数ω_rと変換器の音響中心周波数との関係が予め
分かっていない場合（例えば、従来の近似では設計が困
難になりがちな、結合係数が非常に高い物質において）
に、設計者は、中心周波数がわずかに異なり同様の仕様
を有する、同様の設計値を再使用することができる。或
いは、素早い２段反復の収束性により、所望のフィルタ
特性を得ることができる。

【００３９】図５は、表１の設計＃１に与えられたパラ
メータにしたがって組み立てられ、先にあげたSuperCom
pactの例にしたがって異なる周波数範囲に対して最適化
された、図４の梯子フィルタの測定周波数応答５１（実
線）と設計値５２，５２’（破線）とのグラフである。
２．５ｄＢの中心周波数挿入損失測定値は、指定された
０ｄＢと４．５ｄＢの周波数挿入損失の境界内に入って
おり、一方測定された４．５ｄＢ帯域幅は４．９％すな
わち４５．７ＭＨｚである。この値は、最大および最少
帯域幅７６．９および２７．９ＭＨｚの条件を満足する
ものである。帯域外阻止性能は、最少２０ｄＢの要求に
対して、測定範囲（７８０〜１０８０ＭＨｚ）にわたっ
て３０ｄＢを越えている。

【００４０】前記変換器は３０１個の電極を、６４゜Ｙ
−回転ＬｉＮｂＯ₃上で４３．９マイクロメートルの音
響ビーム幅と共に用いた。

【００４１】測定された特性５１には、温度およびその
他の環境によってもたらされるフィルタ特性の変化に対
する「余裕」があると共に、組み込まれた素子(as-boui
lt devices)の特性に影響を与え得る製造による素子間
のばらつきも考慮しているので、安定性がありかつ製造
可能なフィルタ設計を提供する。

【００４２】図６は、本発明による梯子フィルタを含む
無線周波数受信機またはその他の無線周波数装置の一部
１８００のブロック図である。装置１８００は、例え
ば、信号を受信および／または送信するために用いられ
るアンテナ１８０１を含む。または、アンテナ１８０１
を光ファイバ・リンクまたはケーブル、或いは他の信号
伝送媒体で置き換えることもできる。

【００４３】ダイプレクサ(diplexer)１８０３がアンテ
ナ１８０１と送信機部分（図示せず）に結合されてい
る。ダイプレクサ１８０３は、受信信号（接続された送
信機からのさほど大きくない信号）を、本発明による任
意のマッチング回路１８０５を通じてフィルタ１８０７
に結合する、特定用途フィルタである。フィルタ１８０
７は、本発明による任意の一致要素１８０９を通じて、
増幅器１８８１に結合されている。増幅器１８１１の出
力は、本発明による任意のマッチング要素１８１３を通
じて、フィルタ１８１５に伝送される。フィルタ１８１
５はその出力を、本発明による任意のマッチング要素１
８１７を通じて、混合器１８１９に伝送する。フィルタ
１８１５からの信号は、混合器１８１９において、フィ
ルタ１８２９を介して結合されている局所発振器１８２
５からの別の信号と組み合わされる。マッチング要素１
８２７，１８３１，１８２１は、任意にフィルタ１８２
３，１８２９が備えられる。混合器１８１９からの出力
信号は、次にフィルタ１８２３によって濾波され、ＩＦ
出力信号を発生する。本発明の構成は、フィルタ１８０
３，１８０７，１８１５，１８２３，１８２９のいずれ
かまたは全てを含むことができる。ＬＯ１８２５および
フィルタ１８２９に類似した発振器およびフィルタを、
適切な増幅器および変調器と共に用いて、信号「FROM T
RANSMITTER」を発生することができる、これは伝送クリ
ーンナップ・フィルタとして知られる。また、このフィ
ルタも、本発明にしたがって構成してもよい。

【００４４】以上、従来技術の方法および機構に関する
具体的な問題を解決し、利点が得られる梯子フィルタに
ついて記載した。この公知の技術に対する改善は重要で
ある。従来技術のカスケード型フィルタに伴う費用、複
雑度、および多い部品数(high parts count)が回避され
る。更に、小型軽量、調整不要で、設計上の柔軟性が向
上したフィルタに、実部入出力インピーダンスが実現さ
れる。

【００４５】これまでの具体的な実施例についての記載
は、本発明の全体的な本質を最大限に明らかにしたの
で、他の者はこの知識を応用することによって包括的な
概念から逸脱することなく、かかる具体的な実施例を種
々の応用分野に容易に変更および／または適合すること
ができよう。したがって、かかる適合および変更は、開
示された実施例の均等物の意味および範囲で理解される
ことを意図するものとする。

【００４６】ここで用いられた文章または用語は説明の
ためのものであり、限定のためではないことは理解され
よう。したがって、本発明は、特許請求の範囲の精神お
よび広い範囲に該当する全ての代替、変更、均等および
変容を包含することを意図する。

【図面の簡単な説明】

【図１】選択的な反射装置含む音響共振器の簡略平面
図。

【図２】図１の共振器の簡略化した等価回路の概略図。

【図３】本発明による三段梯子フィルタの簡略平面図。

【図４】四段梯子フィルタの簡略平面図。

【図５】図４の梯子フィルタの周波数応答の測定値と仕
様とを示す図。

【図６】本発明による梯子フィルタを含む無線周波数装
置の一部を示すブロック図。

【符号の説明】

１０音響共振器１１，１１’ 反射器１２，１２’ バス・バー１３音響変換器１７第１端子１８第２端子１９櫛形電極３０三段梯子フィルタ３１第１ポート３２第２ポート３３，３３’，３３” 第１，第２，第３部分３４，３４’，３４” 直列要素３５，３５’，３５” 分路要素

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】中心周波数と、第１ポート（３１）と第２
ポート（３２）とを有する帯域梯子フィルタ（３０，４
０）を製造する方法であって：第１結合部と、第２結合
部と中心周波数において誘導性インピーダンスとを有す
る第１Ｌ字型ネットワーク（３３，４１）を備えるステ
ップ；第１結合部と、第２結合部と中心周波数において
容量性インピーダンスとを有する第２Ｌ字型ネットワー
ク（３３’，４６）を備えるステップ；前記第１Ｌ字型
ネットワーク（３３，４１）の第１結合部を前記第１ポ
ート（３１）に結合するステップ；前記第２Ｌ字型ネッ
トワーク（３３’，４６）の第１結合部を前記第１Ｌ字
型ネットワーク（３３，４１）の第２結合部に結合し、
前記中心周波数において、前記第２Ｌ字型ネットワーク
（３３’，４６）の前記容量性インピーダンスが、前記
第１Ｌ字型ネットワーク（３３，４１）の前記誘導性イ
ンピーダンスのリアクタンスと実質的に等しい大きさを
有するようにするステップ；および前記第２Ｌ字型ネッ
トワーク（３３’，４６）の前記第２結合部を前記第２
ポート（３２）に結合するステップ；から成ることを特
徴とする方法。
【請求項２】中心周波数と、第１ポート（３１）と第２
ポート（３２）とを有する帯域梯子フィルタ（３０，４
０）であって：第１結合部と、第２結合部と前記中心周
波数において誘導性インピーダンスとを有する第１Ｌ字
型ネットワーク（３３，４１）；第１結合部と、第２結
合部と前記中心周波数において容量性インピーダンスと
を有する第２Ｌ字型ネットワーク（３３’，４６）；か
ら成り、前記第１Ｌ字型ネットワーク（３３，４１）の前記第１
結合部は前記第１ポート（３１）に結合され、前記第２
Ｌ字型ネットワーク（３３’，４６）の前記第１結合部
は前記第１Ｌ字型ネットワーク（３３，４１）の第２結
合部に結合され、前記第２Ｌ字型ネットワーク（３
３’，４６）の前記第２結合部は前記第２ポート（３
２）に結合され、前記中心周波数において、前記第２Ｌ
字型ネットワーク（３３’，４６）の前記容量性インピ
ーダンスは、前記第１Ｌ字型ネットワーク（３３，４
１）の前記誘導性インピーダンスのリアクタンスと実質
的に等しい大きさを有し、前記第１Ｌ字型ネットワーク
（３３，４１）は：第１端子と、第２端子と、第１共振
周波数および第１反共振周波数とを有する第１共振要素
（４２）；および第２共振周波数および第２反共振周波
数を有する第２共振要素（４３）；を含み、前記第１共
振周波数は、前記第２反共振周波数よりも低く、前記第
１共振要素（４２）の前記第１端子は、前記第１Ｌ字型
ネットワーク（３３，４１）の前記第１結合部に結合さ
れ、前記第１共振要素（４２）の前記第２端子は前記第
１Ｌ字型ネットワーク（３３，４１）の前記第２結合部
に結合され、前記第２共振要素（４３）は前記第１共振
要素（４２）の前記第２端子と分路状に結合され；前記
第１共振要素（４２）は、前記第１共振周波数と前記第
１反共振周波数とを有する第１音響共振器（４２）を含
み、前記第１共振周波数ω_r1は前記第１反共振周波数ω
_a1と以下の関係にあり： ω_a1＝ω_r1（１＋８ｋ² ／π² ）^0.5 前記第２共振要素（４３）は前記第２共振周波数と前記
第２反共振周波数とを有する第２音響共振器（４３）を
含み、前記第２共振周波数ω_r2は前記第２反共振周波数
ω_a2と以下の関係にあり： ω_a2＝ω_r2（１＋８ｋ² ／π² ）^0.5 ここでｋ²は、前記第１音響共振器（４２）と前記第２
共振共振器（４３）とを含む共通の圧電基板（９）の電
気機械的結合係数であることを特徴とする帯域梯子フィ
ルタ。
【請求項３】無線機（１８００）において、中心周波数
と、第１ポート（３１）と第２ポート（３２）とを有す
る帯域梯子フィルタ（３０，４０）であって：電気機械
的結合係数を有する圧電材料から成る基板（９）；第１
端子と、第２端子と、第１共振周波数と、第１反共振周
波数とを有し、前記基板（９）上に配置され、かつ前記
第１端子が前記第１ポート（３１）に結合された、第１
共振器（４２）；第１端子と、第２端子と、第２共振周
波数と、第２反共振周波数とを有し、前記基板（９）上
に配置された第２共振器（４３）であって、前記第２共
振器（４３）の前記第１端子が前記第１共振器（４２）
の前記第２端子に結合され、かつ前記第２共振器（４
３）の前記第２端子が接地に結合されて、前記中心周波
数において誘導性インピーダンスを有する第１Ｌ字型ネ
ットワーク（３３，４１）を形成する、前記第２共振器
（４３）；第１端子と、第２端子と、第３共振周波数
と、第３反共振周波数とを有し、前記基板（９）上に配
置された第３共振器（４７）であって、前記第３共振器
（４７）の前記第１端子は前記第１共振器（４２）の前
記第２端子に結合され、前記第３共振器（４７）の前記
第２端子は前記第２ポート（３２）に結合された、前記
第３共振器（４７）；および第１端子と、第２端子と、
第２共振周波数と、第２反共振周波数とを有し、前記基
板（９）上に配置された第４共振器（４８）であって、
前記第４共振器（４８）の前記第１端子は前記第３共振
器（４７）の前記第２端子に結合され、前記第４共振器
（４８）の前記第２端子は接地に結合され、前記第３
（４７）および第４（４８）共振器は、前記中心周波数
において容量性インピーダンスを有する第２Ｌ字型ネッ
トワーク（３３’，４６）を含み、前記容量性インピー
ダンスは、前記中心周波数において、前記誘導性インピ
ーダンスを実質的に相殺することを特徴とする帯域梯子
フィルタ。