JPH08314553A - Constant voltage circuit - Google Patents
Constant voltage circuitInfo
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- JPH08314553A JPH08314553A JP14128095A JP14128095A JPH08314553A JP H08314553 A JPH08314553 A JP H08314553A JP 14128095 A JP14128095 A JP 14128095A JP 14128095 A JP14128095 A JP 14128095A JP H08314553 A JPH08314553 A JP H08314553A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、定電圧回路に関し、
主として半導体集積回路により構成され、非安定の原電
源の電圧値に極く近い電圧までの広い範囲での定電圧出
力を得ることができる安定化電源に利用して有効な技術
に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a constant voltage circuit,
The present invention relates to a technique effectively used for a stabilized power supply mainly composed of a semiconductor integrated circuit and capable of obtaining a constant voltage output in a wide range up to a voltage very close to the voltage value of an unstable original power supply.
【０００２】[0002]
【従来の技術】安定化電源回路としては、出力トランジ
スタをＰＮＰトランジスタから構成することにより低飽
和電圧とし、それによって低電圧電源に適するようにし
たものがある。2. Description of the Related Art As a stabilized power supply circuit, there is one in which an output transistor is composed of a PNP transistor to have a low saturation voltage, thereby making it suitable for a low voltage power supply.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】一般に集積回路（Ｉ
Ｃ）プロセスで作られるＰＮＰトランジスタは、上記の
ような単体でのＰＮＰトランジスタと比較して、遮断周
波数ｆT が桁違いに低く、かつ電流増幅率β0 のバラツ
キも大きい。このために、低電圧電源まで動作可能な定
電圧回路を構成する場合、上記のように外付単体のトラ
ンジスタを用いることになってしまう。このように外付
部品を用いると、必然的に外付部品点数の増加、ＩＣパ
ッケージの多ピン化となり、特に小型軽量が不可欠な携
帯用電子機器においては望ましくない結果をもたらす。Generally, integrated circuits (I
The PNP transistor manufactured by the process C) has a cutoff frequency f T that is orders of magnitude lower than that of the above-described single PNP transistor, and has a large variation in the current amplification factor β 0 . For this reason, when a constant voltage circuit that can operate up to a low voltage power supply is configured, an external single transistor is used as described above. The use of such external components inevitably leads to an increase in the number of external components and an increase in the number of pins in the IC package, which brings undesirable results especially in portable electronic devices in which small size and light weight are essential.
【０００４】この発明の目的は、簡単な構成により原電
源の電圧値に極く近い電圧までの広い範囲での定電圧出
力を得ることができる定電圧回路を提供することにあ
る。この発明の他の目的は、低い遮断周波数ｆT や電流
増幅率β0 のバラツキに影響されないで、安定化電圧を
得ることができる定電圧回路を提供することにある。こ
の発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、
本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろ
う。An object of the present invention is to provide a constant voltage circuit capable of obtaining a constant voltage output in a wide range up to a voltage very close to the voltage value of the original power source with a simple structure. Another object of the present invention is to provide a constant voltage circuit that can obtain a stabilized voltage without being affected by variations in the low cutoff frequency f T and the current amplification factor β 0 . The above and other objects and novel features of the present invention are
It will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、電圧比較電流変換回路によ
り所定の基準電圧と出力電圧とを比較し、上記基準電圧
に従った安定化電圧となるような出力電流を形成し，こ
の出力電流を電流ミラー回路に供給して素子サイズに従
った電流増幅動作を行って上記出力電圧を形成する。The outline of a typical one of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows. That is, the voltage comparison current conversion circuit compares a predetermined reference voltage with the output voltage, forms an output current that becomes a stabilized voltage according to the reference voltage, and supplies this output current to the current mirror circuit. A current amplification operation according to the element size is performed to form the output voltage.
【０００６】[0006]
【作用】上記した手段によれば、トランジスタの電流増
幅率のバラツキに影響されないで電流増幅を行わせるこ
とができ、半導体集積回路により形成されたトランジス
タを用いても安定した定電圧を得ることができる。According to the above means, current amplification can be performed without being affected by variations in the current amplification factor of the transistor, and a stable constant voltage can be obtained even if a transistor formed of a semiconductor integrated circuit is used. it can.
【０００７】[0007]
【実施例】図１には、この発明に係る定電圧回路の一実
施例の回路図が示されている。同図の各回路素子は、公
知の半導体集積回路の製造技術により、それが搭載され
る半導体集積回路とともに単結晶シリコンのような１個
の半導体基板上において形成される。1 is a circuit diagram of an embodiment of a constant voltage circuit according to the present invention. Each circuit element in the figure is formed on one semiconductor substrate such as single crystal silicon together with the semiconductor integrated circuit on which it is mounted by a known semiconductor integrated circuit manufacturing technique.
【０００８】外部端子から供給される非安定電源ＶＢ
は、電流増幅回路としての電流ミラー回路を構成するＰ
ＮＰトランジスタＱ２のエミッタに供給される。このト
ランジスタＱ２のコレクタから定電圧ＶＯが出力され
る。上記トランジスタＱ２とベース及びエミッタが共通
化されたＰＮＰトランジスタＱ１は、上記トランジスタ
Ｑ２と電流ミラー形態に接続される。つまり、トランジ
スタＱ１は、トランジスタＱ２とエミッタ及びベースが
共通接続されるともに、それ自身はベースとコレクタが
共通接続されてダイオード形態にされる。この実施例の
電流ミラー回路は、電流増幅機能を持たせるために、ト
ランジスタＱ１とＱ２のエミッタ面積比をｎとすると、
ｎ≫１のように設定される。Unstable power supply VB supplied from an external terminal
Is a current mirror circuit serving as a current amplifier circuit.
It is supplied to the emitter of the NP transistor Q2. The constant voltage VO is output from the collector of the transistor Q2. A PNP transistor Q1 having the same base and emitter as the transistor Q2 is connected to the transistor Q2 in a current mirror form. That is, the transistor Q1 has the emitter and the base commonly connected to the transistor Q2, and the transistor Q1 itself has the base and the collector commonly connected to form the diode form. In the current mirror circuit of this embodiment, in order to have a current amplification function, if the emitter area ratio of the transistors Q1 and Q2 is n,
n >> 1 is set.
【０００９】上記トランジスタＱ２のコレクタ電圧ＶＯ
を定電圧化するために、かかる出力電圧ＶＯは、電圧比
較と電圧−電流変換を行う増幅回路ＡＭＰの反転入力
（−）に供給される。この増幅回路ＡＭＰの非反転入力
（＋）には、定電圧ＶＣが供給される。これにより、上
記増幅回路ＡＭＰは、上記定電圧ＶＣと出力電圧ＶＯを
比較し、その電圧差分に対応した電流信号を形成する。
上記の比較参照用の定電圧ＶＣを形成する定電圧電源
は、特に制限されないが、シリコンバンドギャップ回路
等により構成される。上記出力電圧（定電圧出力）ＶＯ
は、負荷ＲＬに供給される。この負荷ＲＬは、かかる安
定化電源により動作させられる電子回路等の等価的な負
荷を表している。The collector voltage VO of the transistor Q2
In order to make the output voltage VO constant, the output voltage VO is supplied to the inverting input (−) of the amplifier circuit AMP that performs voltage comparison and voltage-current conversion. The constant voltage VC is supplied to the non-inverting input (+) of the amplifier circuit AMP. As a result, the amplifier circuit AMP compares the constant voltage VC with the output voltage VO and forms a current signal corresponding to the voltage difference.
The constant voltage power source that forms the constant voltage VC for comparison and reference is not particularly limited, but is configured by a silicon bandgap circuit or the like. Output voltage (constant voltage output) VO
Are supplied to the load RL. The load RL represents an equivalent load such as an electronic circuit operated by the stabilized power supply.
【００１０】上記増幅回路ＡＭＰは、上記基準となる定
電圧ＶＣに対して出力電圧ＶＯが低いとき、その電圧差
分に対応して出力電流信号を増加させるように作用す
る。この電流信号は、上記電流ミラー回路（Ｑ１，Ｑ
２）を介して電流増幅されて負荷ＲＬに流す電流を増加
させる。これにより、出力電圧ＶＯは定電圧ＶＣと同じ
くなるように高くされる。逆に、上記増幅回路ＡＭＰ
は、上記基準となる定電圧ＶＣに対して出力電圧ＶＯが
高いとき、その電圧差分に対応して出力電流信号を減少
させるように作用する。この電流信号は、上記電流ミラ
ー回路（Ｑ１，Ｑ２）を介して電流増幅されて負荷ＲＬ
に流す電流を減少させる。これにより、出力電圧ＶＯは
定電圧ＶＣと同じくなるように低くされる。When the output voltage VO is lower than the reference constant voltage VC, the amplifier circuit AMP acts to increase the output current signal according to the voltage difference. This current signal is the current mirror circuit (Q1, Q
The current is amplified via 2) to increase the current flowing through the load RL. As a result, the output voltage VO is increased to be the same as the constant voltage VC. On the contrary, the amplifier circuit AMP
When the output voltage VO is higher than the reference constant voltage VC, acts to reduce the output current signal in accordance with the voltage difference. This current signal is current-amplified through the current mirror circuit (Q1, Q2) and the load RL.
Reduce the current flowing through. As a result, the output voltage VO is lowered to be the same as the constant voltage VC.
【００１１】安定化電源を構成するＰＮＰトランジスタ
を上記のようなＩＣプロセスで形成した場合、電流増幅
率βo のバラツキに系全体のオープンループ利得が依存
しない回路が望ましい。また、周波数特性ｆT が低いこ
とによる発振安定性が悪化するのを防ぐためには、コレ
クタ，ベース間接合容量ＣjBC により、コレクタ側の出
力信号がベースに戻るのを防ぐ必要がある。このため、
ベースを駆動するインピーダンスが極力低い事が望まし
い。When the PNP transistor forming the stabilized power supply is formed by the IC process as described above, it is desirable that the open loop gain of the entire system does not depend on the variation of the current amplification factor β o . Further, in order to prevent the oscillation stability from being deteriorated due to the low frequency characteristic f T , it is necessary to prevent the output signal on the collector side from returning to the base by the junction capacitance C jBC between the collector and the base. For this reason,
It is desirable that the impedance driving the base is as low as possible.
【００１２】本願発明者においては、上記のような２つ
の要求を満足する回路として、電流ミラー回路があるこ
とに気が付いた。つまり、比較的大きなエミッタサイズ
を有する出力（ドライブ）用のＰＮＰトランジスタＱ２
と、熱的に結合させられた比較的小さなエミッタサイズ
でダイオード形態にされた入力側のＰＮＰトランジスタ
Ｑ１により電流ミラー回路を構成する。この構成におい
て、両者のエミッタサイズ比（Ｑ２：Ｑ１）をｎとする
と、ｎ≫１とすると、電流増幅率βo とは独立してｎの
電流増幅率を得ることができる。The inventor of the present application has realized that there is a current mirror circuit as a circuit that satisfies the above two requirements. That is, a PNP transistor Q2 for output (drive) having a relatively large emitter size
And a PNP transistor Q1 on the input side in the form of a diode with a relatively small emitter size, which is thermally coupled, constitutes a current mirror circuit. In this configuration, when the emitter size ratio (Q2: Q1) of both is n, and n >> 1, the current amplification factor of n can be obtained independently of the current amplification factor β o .
【００１３】このため、ＩＣプロセスにより形成された
ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２を用いた場合において、
その電流増幅率βo のバラツキで異常に大きなオープン
ループ利得時の発振現象や、異常に小さいオープンルー
プ利得時による安定化電源出力抵抗の上昇等の問題が生
じることがない。そして、適当なバイアス電流ＩD をダ
イオード形態のトランジスタＱ１に流すようにすること
により、ｋＴ／ｑＩD（Ω）の比較的低いインピーダン
スにより出力側のトランジスタＱ２のベース，エミッタ
を接続することができ、上記コレクタ，ベース間接合容
量ＣjBC による信号の戻り量を少なくすることができ
る。Therefore, when the PNP transistors Q1 and Q2 formed by the IC process are used,
The variation in the current amplification factor β o does not cause problems such as an oscillation phenomenon at an abnormally large open loop gain and an increase in the stabilized power supply output resistance due to an abnormally small open loop gain. By supplying an appropriate bias current I D to the diode type transistor Q1, it is possible to connect the base and emitter of the transistor Q2 on the output side with a relatively low impedance of kT / qI D (Ω). It is possible to reduce the amount of signal return due to the junction capacitance C jBC between the collector and the base.
【００１４】図１の実施例において、非安定電源ＶＢ
は、電池又は電話ケーブル等を介して供給さる電圧とさ
れる。定電圧ＶＣは、上記のようにＩＣチップ内に形成
されたシリコンバッドギャップ回路等による定電圧であ
る。上記増幅回路ＡＭＰは、上記電圧ＶＯとＶＣとを比
較し、Ｉｏ＝ｇｍ（ＶＣ−ＶＯ）となる出力電流を形成
する。そして、電流ミラー回路による電流増幅率をｎ
（ｎ≫１）とすると、次式（１）が成立する。In the embodiment shown in FIG. 1, the unstable power source VB is used.
Is a voltage supplied via a battery, a telephone cable or the like. The constant voltage VC is a constant voltage generated by the silicon bad gap circuit or the like formed in the IC chip as described above. The amplifier circuit AMP compares the voltages VO and VC with each other to form an output current Io = gm (VC-VO). The current amplification factor of the current mirror circuit is n
If (n >> 1), the following equation (1) is established.
【００１５】 ＶＯ／ＲＬ＝ｎ・ｇｍ（ＶＣ−ＶＯ） ・・・・・・・・・・・・（１） この式（１）は、次式（２）のように変形できる。 ＶＯ＝ＶＣ／（１＋１／ｎ・ｇｍＲＬ）） ・・・・・・・・・・・・（２） ここで、１／ｎ・ｇｍＲＬ≪１とする、ＶＯ≒ＶＣとな
り、負荷ＲＬの多少の変動にかかわらずに一定の出力電
圧を得ることができる。また、電流ミラー回路を介して
出力電圧を得るために、非安定化電源の電圧ＶＢが約２
Ｖ程度まで低下しても、１．８Ｖのような安定化電圧を
得ることができる。このように、原電源である非安定の
電源電圧値に極く近い電圧までの広い範囲での定電圧出
力を得ることができる。VO / RL = n · gm (VC−VO) (1) This equation (1) can be transformed into the following equation (2). VO = VC / (1 + 1 / n · gmRL)) (2) where 1 / n · gmRL << 1, VO≈VC, and the load RL is slightly different. A constant output voltage can be obtained regardless of fluctuations. Further, in order to obtain the output voltage via the current mirror circuit, the voltage VB of the unstabilized power supply is about 2
Even if the voltage drops to about V, a stabilized voltage such as 1.8 V can be obtained. In this way, it is possible to obtain a constant voltage output in a wide range up to a voltage very close to the unstable power source voltage value which is the original power source.
【００１６】図２には、この発明に係る定電圧回路の他
の一実施例の回路図が示されている。この実施例では、
増幅回路ＡＭＰに供給される出力電圧ＶＯが抵抗Ｒ１と
Ｒ２により分圧される。この場合には、Ｒ２・ＶＯ／
（Ｒ１＋Ｒ２）に分圧された電圧が定電圧ＶＣと一致す
るように制御されるから、ＶＯは、ＶＣ（Ｒ１＋Ｒ２）
／Ｒ２のような高い電圧とされる。FIG. 2 shows a circuit diagram of another embodiment of the constant voltage circuit according to the present invention. In this example,
The output voltage VO supplied to the amplifier circuit AMP is divided by the resistors R1 and R2. In this case, R2 ・ VO /
Since the voltage divided into (R1 + R2) is controlled to match the constant voltage VC, VO is VC (R1 + R2)
It is set to a high voltage such as / R2.
【００１７】図３には、この発明に係る定電圧回路の一
実施例の具体的回路図が示されている。この実施例で
は、シリコンバンドギャップを利用した次のような定電
圧源が用いられる。ＮＰＮトランジスタＱ４とＱ５のエ
ミッタ面積は、×８と×２のように通常の他のＮＰＮト
ランジスタのエミッタに対して大きなサイズにされる。
上記トランジスタＱ４とＱ５の関係では、トランジスタ
Ｑ４のエミッタ面積がトランジスタＱ５の４倍に大きく
される。FIG. 3 shows a concrete circuit diagram of an embodiment of the constant voltage circuit according to the present invention. In this embodiment, the following constant voltage source utilizing the silicon band gap is used. The emitter areas of the NPN transistors Q4 and Q5 are made larger than the emitters of other ordinary NPN transistors such as x8 and x2.
Regarding the relationship between the transistors Q4 and Q5, the emitter area of the transistor Q4 is made four times larger than that of the transistor Q5.
【００１８】トランジスタＱ４とトランジスタＱ５のコ
レクタ側には、ＰＮＰトランジスタＱ３とＱ４からなる
電流ミラー回路が設けられ、かかるトランジスタＱ３と
Ｑ４のエミッタ面積比及びエミッタ抵抗Ｒ３，Ｒ４を等
しく設定してトランジスタＱ４とＱ５には同じコレクタ
電流が流れるようにされる。それ故、トランジスタＱ４
のベース，エミッタ間電圧は、その電流密度に対応して
トランジスタＱ５のベース，エミッタ間電圧より小さく
される。トランジスタＱ４には、エミッタ抵抗Ｒ５が設
けられ、かかる抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ５のエ
ミッタと共通接続される。A current mirror circuit composed of PNP transistors Q3 and Q4 is provided on the collector side of the transistors Q4 and Q5. The emitter area ratio of the transistors Q3 and Q4 and the emitter resistances R3 and R4 are set to be equal to each other and the transistor Q4 is set. The same collector current flows in Q5 and Q5. Therefore, transistor Q4
The base-emitter voltage of the transistor Q5 is made smaller than the base-emitter voltage of the transistor Q5 in accordance with the current density. The transistor Q4 is provided with an emitter resistor R5, and is commonly connected to the emitter of the transistor Q5 via the resistor R5.
【００１９】したがって、抵抗Ｒ５には上記トランジス
タＱ５とＱ４とのエミッタ，ベース間電圧差に対応した
電圧が印加される。上記トランジスタの素子サイズやそ
れに対応した電流密度により、上記エミッタ，ベース間
電圧差に対応した電圧は、例えば３６ｍＶにされる。上
記抵抗Ｒ５の抵抗値を約１１ＫΩとして、トランジスタ
Ｑ４には３．３μＡを流すと、同じ電流がトランジスタ
Ｑ５に流れ、上記両電流が流れ込む抵抗Ｒ６には６．６
μＡの電流が流れる。この抵抗Ｒ６の抵抗値を約８８．
５ＫΩとすると、抵抗Ｒ６で発生する電圧Ｖ１は、約５
７０ｍＶとなる。上記トランジスタＱ５のベース，エミ
ッタ間電圧は、上記のような電流３．３μＡを流すこと
により、約６３０ｍＶとなる。したがって、トランジス
タＱ５のベースから得られる定電圧Ｖ２は、１．２Ｖの
ような電圧とされる。Therefore, a voltage corresponding to the voltage difference between the emitter and the base of the transistors Q5 and Q4 is applied to the resistor R5. The voltage corresponding to the voltage difference between the emitter and the base is set to, for example, 36 mV depending on the element size of the transistor and the current density corresponding thereto. When the resistance value of the resistor R5 is set to about 11 KΩ and 3.3 μA is applied to the transistor Q4, the same current flows to the transistor Q5, and 6.6 is applied to the resistor R6 into which both currents flow.
A current of μA flows. The resistance value of the resistor R6 is set to about 88.
Assuming 5 KΩ, the voltage V1 generated by the resistor R6 is about 5
It becomes 70 mV. The base-emitter voltage of the transistor Q5 becomes about 630 mV by applying the current 3.3 μA as described above. Therefore, the constant voltage V2 obtained from the base of the transistor Q5 is a voltage such as 1.2V.
【００２０】増幅回路は、ＰＮＰの差動トランジスタＱ
６とＱ７と、上記トランジスタＱ６のコレクタに設けら
れたコレクタ抵抗Ｒ７、上記トランジスタＱ７のコレク
タに設けられたダイオード形態のＮＰＮトランジスタＱ
８から構成される。上記差動トランジスタＱ６，Ｑ７の
共通化されたエミッタには、バイアス電流を設定する抵
抗Ｒ１１が設けられ、かかる抵抗Ｒ１１には上記非安定
の電源電圧ＶＢが供給される。この実施例では、特に制
限されないが、出力電圧ＶＯを約１．８Ｖのような定電
圧にされる。この出力電圧ＶＯは、分圧抵抗Ｒ８、Ｒ９
及びＲ１０により分圧される。抵抗Ｒ９とＲ１０の接続
点の電圧Ｖ３は、上記差動トランジスタＱ７のベースに
供給される。上記定電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ８とＲ９の接続
点に印加される。そして、上記差動トランジスタＱ６の
ベースには、上記定電圧源の電流ミラー回路を構成する
トランジスタＱ４のコレクタ電圧Ｖ４が供給される。The amplifier circuit is a PNP differential transistor Q.
6 and Q7, a collector resistor R7 provided at the collector of the transistor Q6, and a diode type NPN transistor Q provided at the collector of the transistor Q7.
It is composed of 8. The common emitter of the differential transistors Q6 and Q7 is provided with a resistor R11 for setting a bias current, and the unstable power supply voltage VB is supplied to the resistor R11. In this embodiment, the output voltage VO is set to a constant voltage such as about 1.8 V, although not particularly limited. This output voltage VO is applied to voltage dividing resistors R8 and R9.
And R10. The voltage V3 at the connection point between the resistors R9 and R10 is supplied to the base of the differential transistor Q7. The constant voltage V2 is applied to the connection point of the resistors R8 and R9. Then, the collector voltage V4 of the transistor Q4 forming the current mirror circuit of the constant voltage source is supplied to the base of the differential transistor Q6.
【００２１】ここで、上記電圧Ｖ３は、０．９Ｖになる
ように抵抗Ｒ１０及びこの分圧回路に流れる電流が設定
される。例えば、抵抗Ｒ８、Ｒ９及びＲ１０に約５μＡ
の電流を流したとき、上記電圧Ｖ３が０．９Ｖになり、
電圧Ｖ２が１．２Ｖになり、出力電圧ＶＯが１．８Ｖに
なるように各抵抗Ｒ８、Ｒ９及びＲ１０の抵抗値が設定
される。上記出力電圧ＶＯは、上記シリコンバンドギャ
ップを利用した定電圧源の動作電圧として、トランジス
タＱ３，Ｑ４のエミッタ抵抗Ｒ３，Ｒ４に供給される。Here, the current flowing through the resistor R10 and this voltage dividing circuit is set so that the voltage V3 becomes 0.9V. For example, about 5 μA for resistors R8, R9 and R10
When the current of is passed, the voltage V3 becomes 0.9V,
The resistance values of the resistors R8, R9 and R10 are set so that the voltage V2 becomes 1.2V and the output voltage VO becomes 1.8V. The output voltage VO is supplied to the emitter resistors R3 and R4 of the transistors Q3 and Q4 as the operating voltage of the constant voltage source using the silicon band gap.
【００２２】上記トランジスタＱ７のコレクタに設けら
れたダイオード形態のＮＰＮトランジスタＱ８は、ＮＰ
ＮトランジスタＱ９と電流ミラー形態にされ、かかるト
ランジスタＱ９のコレクタ電流が上記電圧−電流変換さ
れた出力電流として電流増幅回路として作用するＰＮＰ
トランジスタＱ１に供給される。このトランジスタＱ１
と電流ミラー形態にされたＰＮＰトランジスタＱ２のコ
レクタには、特に制限されないが、抵抗Ｒ１２が設けら
れ、上記出力定電圧ＶＯとして出力される。The diode type NPN transistor Q8 provided at the collector of the transistor Q7 is an NP
A PNP that is in a current mirror form with the N-transistor Q9, and the collector current of the transistor Q9 acts as a current amplification circuit as the output current obtained by the voltage-current conversion
It is supplied to the transistor Q1. This transistor Q1
Although not particularly limited, the collector of the PNP transistor Q2 in the current mirror form is provided with a resistor R12, which outputs the output constant voltage VO.
【００２３】この実施例では、特に制限されないが、外
部端子Ｐ１を介して非安定の電源電圧ＶＢが供給され
る。そして、外部端子Ｐ２を介して出力定電圧ＶＯを安
定化させる外付のキャパシタ（コンデンサ）Ｃが設けら
れる。特に制限されないが、上記端子Ｐ２とは別に設け
られた端子Ｐ３を介して上記定電圧源及び分圧抵抗に供
給される出力電圧ＶＯが供給される。この構成では、上
記外付のコンデンサと、トランジスタＱ２の出力インピ
ーダンスと抵抗Ｒ１２によりロウパスフィルタが構成さ
れて、負荷の電子回路側と上記定電圧源側との間での高
い周波数成分のノイズの伝達を阻止できる。In this embodiment, the power supply voltage VB which is unstable is supplied through the external terminal P1 although not particularly limited thereto. An external capacitor C that stabilizes the output constant voltage VO is provided via the external terminal P2. Although not particularly limited, the output voltage VO supplied to the constant voltage source and the voltage dividing resistor is supplied through a terminal P3 provided separately from the terminal P2. In this configuration, a low-pass filter is configured by the external capacitor, the output impedance of the transistor Q2 and the resistor R12, and noise of high frequency components between the electronic circuit side of the load and the constant voltage source side is eliminated. It can prevent transmission.
【００２４】この実施例の増幅回路は、単純な形式より
基準定電圧ＶＣと出力電圧ＶＯが供給されるものではな
い。つまり、増幅回路での感度を高くするために、差動
トランジスタＱ６のベースには、出力電圧ＶＯの変化に
敏感に応答して変化するトランジスタＱ４のコレクタ電
圧Ｖ４が利用される。そして、上記定電圧ＶＣは、上記
分圧抵抗回路に供給されて、かかる分圧回路の電圧Ｖ３
及び出力電圧ＶＯが上記のような０．９Ｖ、１．８Ｖに
なるように作用させる。つまり、定電圧源で形成された
定電圧Ｖ２により、分圧抵抗回路の抵抗Ｒ８とＲ９の接
続点の電位を１．２Ｖになるように設定するような役割
を持つ。The amplifier circuit of this embodiment is not supplied with the reference constant voltage VC and the output voltage VO in a simple form. That is, in order to increase the sensitivity in the amplifier circuit, the collector voltage V4 of the transistor Q4 that changes sensitively in response to the change in the output voltage VO is used as the base of the differential transistor Q6. Then, the constant voltage VC is supplied to the voltage dividing resistor circuit to generate the voltage V3 of the voltage dividing circuit.
And the output voltage VO is made to be 0.9 V and 1.8 V as described above. That is, it has a role of setting the potential at the connection point of the resistors R8 and R9 of the voltage dividing resistor circuit to be 1.2 V by the constant voltage V2 formed by the constant voltage source.
【００２５】このような基準電圧に対して、出力電圧Ｖ
Ｏが微小電圧でも変化すると、それに敏感に反応して電
圧Ｖ４が変化する。例えば、出力電圧ＶＯが微小電圧だ
け高くなると、ＰＮＰトランジスタＱ４が等価的にベー
ス接地の増幅トランジスタとして作用してコレクタの電
圧Ｖ４をより大きく低下させる。これにより、差動トラ
ンジスタＱ６の電流が増加して、差動トランジスタＱ７
に流れる電流を減少させる。これにより、トランジスタ
Ｑ８とＱ９及びＱ１とＱ２からなる２つの電流ミラー回
路を介して出力電流が減少して上記出力電圧の上昇を抑
制するように反応する。With respect to such a reference voltage, the output voltage V
If O changes even with a minute voltage, the voltage V4 changes in a sensitive manner. For example, when the output voltage VO increases by a very small voltage, the PNP transistor Q4 equivalently acts as a base-grounded amplifying transistor to further reduce the collector voltage V4. As a result, the current of the differential transistor Q6 increases and the differential transistor Q7
Reduce the current flowing through. As a result, the output current decreases via the two current mirror circuits composed of the transistors Q8 and Q9 and Q1 and Q2, and the reaction is performed so as to suppress the increase in the output voltage.
【００２６】逆に、出力電圧ＶＯが微小電圧だけ低くな
ると、ＰＮＰトランジスタＱ４が等価的にベース接地の
増幅トランジスタとして作用してコレクタの電圧Ｖ４を
より大きく上昇させる。これにより、差動トランジスタ
Ｑ６の電流が減少して、差動トランジスタＱ７に流れる
電流を増加させる。これにより、トランジスタＱ８とＱ
９及びＱ１とＱ２からなる２つの電流ミラー回路を介し
て出力電流が増加して上記出力電圧の低下を補うように
反応する。On the contrary, when the output voltage VO is lowered by a very small voltage, the PNP transistor Q4 equivalently acts as a base-grounded amplifying transistor to further increase the collector voltage V4. As a result, the current of the differential transistor Q6 decreases and the current flowing through the differential transistor Q7 increases. This allows transistors Q8 and Q
The output current increases through 9 and two current mirror circuits composed of Q1 and Q2, and reacts so as to compensate for the decrease in the output voltage.
【００２７】図４には、この発明に係る定電圧回路の他
の一実施例の具体的回路図が示されている。この実施例
では、図３の実施例回路の差動トランジスタＱ６に対し
て、そのベース電流の増加を阻止するＮＰＮトランジス
タＱ１０が追加される。つまり、トランジスタＱ１０の
ベースのエミッタ間には、トランジスタＱ６のコレクタ
抵抗Ｒ７に発生した電圧が印加され、トランジスタＱ１
０のコレクタは差動トランジスタＱ６，Ｑ７の共通化さ
れたエミッタに接続される。FIG. 4 shows a concrete circuit diagram of another embodiment of the constant voltage circuit according to the present invention. In this embodiment, an NPN transistor Q10 that blocks an increase in the base current is added to the differential transistor Q6 of the embodiment circuit of FIG. That is, the voltage generated in the collector resistance R7 of the transistor Q6 is applied between the emitter of the base of the transistor Q10 and the transistor Q1.
The collector of 0 is connected to the common emitters of the differential transistors Q6 and Q7.
【００２８】上記のように感度を向上させるために、ト
ランジスタＱ６のベースにトランジスタＱ４のコレクタ
を接続した構成において、トランジスタＱ６の電流増幅
率が小さいとき、比較的大きなベース電流が定電圧を形
成するトランジスタＱ５のコレクタに流れることとな
り、前記のような安定化の条件を崩して安定化が損なわ
れる。そこで、トランジスタＱ６に流れる電流が一定以
上に増加すると、トランジスタＱ１０がオン状態になっ
て上記トランジスタＱ６に流れる電流を制限する。これ
により、基準となる定電圧源の安定化が図られるため
に、系全体の安定化が可能になる。In order to improve the sensitivity as described above, in the structure in which the collector of the transistor Q4 is connected to the base of the transistor Q6, when the current amplification factor of the transistor Q6 is small, a relatively large base current forms a constant voltage. The current flows to the collector of the transistor Q5, and the above-described stabilization condition is broken, and the stabilization is impaired. Therefore, when the current flowing through the transistor Q6 increases above a certain level, the transistor Q10 is turned on to limit the current flowing through the transistor Q6. As a result, the reference constant voltage source is stabilized, so that the entire system can be stabilized.
【００２９】上記の実施例から得られる作用効果は、下
記の通りである。すなわち、 （１） 電圧比較電流変換回路により所定の基準電圧と
出力電圧とを比較し、上記基準電圧に従った安定化電圧
となるような出力電流を形成し，この出力電流を電流ミ
ラー回路に供給して素子サイズに従った電流増幅動作を
行って上記出力電圧を形成することにより、トランジス
タの電流増幅率のバラツキに影響されないで電流増幅を
行わせることができ、半導体集積回路により形成された
トランジスタを用いても安定した定電圧を得ることがで
きるという効果が得られる。The functions and effects obtained from the above-mentioned embodiment are as follows. That is, (1) The voltage comparison current conversion circuit compares a predetermined reference voltage with the output voltage, forms an output current that becomes a stabilized voltage according to the reference voltage, and outputs this output current to the current mirror circuit. By supplying and performing the current amplification operation according to the element size to form the output voltage, the current amplification can be performed without being affected by the variation of the current amplification factor of the transistor, and the output voltage is formed by the semiconductor integrated circuit. Even if a transistor is used, a stable constant voltage can be obtained.
【００３０】（２） 出力電圧を形成する電流ミラー回
路の出力端子には、外部部品で構成された比較的大きな
容量値にされた安定化用キャパシタを設けることによ
り、負荷で発生するノイズに影響されないで安定した出
力電圧を得ることができるという効果が得られる。(2) The output terminal of the current mirror circuit that forms the output voltage is provided with a stabilizing capacitor having a relatively large capacitance value, which is composed of external parts, to affect the noise generated in the load. The effect that a stable output voltage can be obtained is obtained.
【００３１】（３） 比較的大きなエミッタサイズにさ
れた第１導電型の第１のトランジスタに比べてエミッタ
サイズが小さくされ、実質的にベースが共通化されてな
る第１導電型の第２のトランジスタを設け、安定化出力
電圧がエミッタ側に供給され、上記第１のトランジスタ
のコレクタ電流を受けて、それと同じコレクタ電流を上
記第２のトランジスタに供給する第２導電型トランジス
タからなる第１の電流ミラー回路と、上記第１のトラン
ジスタのエミッタに一端が接続された第１の抵抗と、上
記第１の抵抗の他端と上記第２のトランジスタのエミッ
タとの共通接続点と回路の接地電位との間に設けられた
第２の抵抗とにより基準電圧発生回路を構成し、そのエ
ミッタ面積比に対応した電流増幅動作を行い、非安定化
電源にエミッタが接続された第２導電型からなる第２の
電流ミラー回路の出力側から得られる安定化電圧を抵抗
分圧回路により分圧し、かかる抵抗分圧回路の第１の分
圧電圧と上記第１の電流ミラー回路の出力側トランジス
タのコレクタ電圧とを受ける第２導電型からなる差動ト
ランジスタにより増幅回路を構成し、上記差動トランジ
スタの一方のコレクタ電流を第１導電型からなる第３の
電流ミラー回路を介して上記第２の電流ミラー回路の入
力電流を形成し、上記第１と第２のトランジスタの共通
化されたベースと上記分圧回路の第２の分圧点を接続
し、かかる分圧回路に所望の定電流が流れるように制御
することにより、トランジスタの電流増幅率のバラツキ
に影響されないで電流増幅を行わせることができ、半導
体集積回路により形成されたトランジスタを用いても安
定した定電圧を得ることができるという効果が得られ
る。(3) The second transistor of the first conductivity type has a smaller emitter size than that of the first transistor of the first conductivity type having a relatively large emitter size and substantially has a common base. A first conductive transistor is provided which is provided with a stabilized output voltage on the emitter side thereof, receives a collector current of the first transistor, and supplies the same collector current to the second transistor as a second conductivity type transistor. A current mirror circuit, a first resistor whose one end is connected to the emitter of the first transistor, a common connection point between the other end of the first resistor and the emitter of the second transistor, and the ground potential of the circuit. And a second resistor provided between the reference voltage generating circuit and the second resistor, the current amplifying operation corresponding to the emitter area ratio is performed, and the emitter is connected to the unstabilized power supply. The stabilized voltage obtained from the output side of the continuous second current mirror circuit of the second conductivity type is divided by the resistance voltage dividing circuit, and the first divided voltage of the resistance voltage dividing circuit and the first voltage dividing circuit An amplifier circuit is formed by a differential transistor of the second conductivity type that receives the collector voltage of the output side transistor of the current mirror circuit, and one collector current of the differential transistor is a third current mirror of the first conductivity type. An input current of the second current mirror circuit is formed through a circuit, and a common base of the first and second transistors and a second voltage dividing point of the voltage dividing circuit are connected to each other. By controlling so that a desired constant current flows through the voltage circuit, current amplification can be performed without being affected by variations in the current amplification factor of the transistor, and the transistor formed by the semiconductor integrated circuit can be used. There is an advantage that it is possible to obtain a stable constant voltage be used.
【００３２】（４） 上記第１の電流ミラー回路の出力
側トランジスタのコレクタ電圧がベースに供給された一
方の差動トランジスタのエミッタ，コレクタには、その
コレクタ，ベースが接続され、回路の接地電位にエミッ
タが接続された第１導電型の第３のトランジスタを設け
らることにより、差動トランジスタの電流増幅率が低い
ときでも安定した動作を行わせることができるという効
果がえれらる。(4) The collector and base are connected to the emitter and collector of one differential transistor, whose collector voltage of the output side transistor of the first current mirror circuit is supplied to the base, and the ground potential of the circuit. By providing the third transistor of the first conductivity type to which the emitter is connected, the effect that the stable operation can be performed even when the current amplification factor of the differential transistor is low is obtained.
【００３３】（５） 上記により電流増幅回路としての
電流ミラー回路を介して出力電圧を得るために、原電源
である非安定の電源電圧値に極く近い電圧までの広い範
囲での定電圧出力を得ることができるという効果が得ら
れる。ちなみに、２Ｖの原電圧ＶＢに対して、１．８Ｖ
のような定電圧ＶＣを得ることができる。(5) Due to the above, in order to obtain the output voltage via the current mirror circuit as the current amplifier circuit, the constant voltage output in a wide range up to a voltage very close to the unstable power source voltage value of the original power source. The effect that can be obtained is obtained. By the way, for the original voltage VB of 2V, 1.8V
It is possible to obtain a constant voltage VC such as
【００３４】以上本発明者よりなされた発明を実施例に
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、非安
定化電源の電圧が負電圧であるときは、上記ＰＮＰトラ
ンジスタをＮＰＮトランジスタとし、ＮＰＮトランジス
タをＰＮＰトランジスタにそれぞれ置き換えるようにす
ればよい。また、トランジスタは、前記実施例のような
バイポーラ型トランジスタの他に、絶縁ゲート型電界効
果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いるようにするも
のであってもよいことはいうまでもないであろう。Although the invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments, the invention of the present application is not limited to the embodiments and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Needless to say. For example, when the voltage of the unstabilized power supply is a negative voltage, the PNP transistor may be replaced with an NPN transistor, and the NPN transistor may be replaced with a PNP transistor. Needless to say, the transistor may be an insulated gate field effect transistor (MOSFET) other than the bipolar transistor as in the above-described embodiment.
【００３５】この発明は、半導体集積回路装置に形成さ
れる定電圧回路の他、トランジスタの電流増幅率や遮断
周波数のバラツキや影響されないで定電圧回路として広
く利用することができるものである。INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be widely used as a constant voltage circuit in addition to the constant voltage circuit formed in the semiconductor integrated circuit device, without being affected by variations in the current amplification factor and the cutoff frequency of the transistors and by being affected.
【００３６】[0036]
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、電圧比較電流変換回路によ
り所定の基準電圧と出力電圧とを比較し、上記基準電圧
に従った安定化電圧となるような出力電流を形成し，こ
の出力電流を電流ミラー回路に供給して素子サイズに従
った電流増幅動作を行って上記出力電圧を形成すること
により、トランジスタの電流増幅率のバラツキに影響さ
れないで電流増幅を行わせることができ、半導体集積回
路により形成されたトランジスタを用いても安定した定
電圧を得ることができる。The effects obtained by the typical ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows. That is, the voltage comparison current conversion circuit compares a predetermined reference voltage with the output voltage, forms an output current that becomes a stabilized voltage according to the reference voltage, and supplies this output current to the current mirror circuit. By performing the current amplification operation according to the element size to form the output voltage, the current amplification can be performed without being affected by the variation in the current amplification factor of the transistor, and the transistor formed by the semiconductor integrated circuit is used. Even with this, a stable constant voltage can be obtained.
【００３７】出力電圧を形成する電流ミラー回路の出力
端子には、外部部品で構成された比較的大きな容量値に
された安定化用キャパシタを設けることにより、負荷で
発生するノイズに影響されないで安定した出力電圧を得
ることができる。The output terminal of the current mirror circuit which forms the output voltage is provided with a stabilizing capacitor having a relatively large capacitance value, which is composed of external parts, so that the output voltage is stable without being affected by noise generated in the load. The output voltage can be obtained.
【００３８】比較的大きなエミッタサイズにされた第１
導電型の第１のトランジスタに比べてエミッタサイズが
小さくされ、実質的にベースが共通化されてなる第１導
電型の第２のトランジスタを設け、安定化出力電圧がエ
ミッタ側に供給され、上記第１のトランジスタのコレク
タ電流を受けて、それと同じコレクタ電流を上記第２の
トランジスタに供給する第２導電型トランジスタからな
る第１の電流ミラー回路と、上記第１のトランジスタの
エミッタに一端が接続された第１の抵抗と、上記第１の
抵抗の他端と上記第２のトランジスタのエミッタとの共
通接続点と回路の接地電位との間に設けられた第２の抵
抗とにより基準電圧発生回路を構成し、そのエミッタ面
積比に対応した電流増幅動作を行い、非安定化電源にエ
ミッタが接続された第２導電型からなる第２の電流ミラ
ー回路の出力側から得られる安定化電圧を抵抗分圧回路
により分圧し、かかる抵抗分圧回路の第１の分圧電圧と
上記第１の電流ミラー回路の出力側トランジスタのコレ
クタ電圧とを受ける第２導電型からなる差動トランジス
タにより増幅回路を構成し、上記差動トランジスタの一
方のコレクタ電流を第１導電型からなる第３の電流ミラ
ー回路を介して上記第２の電流ミラー回路の入力電流を
形成し、上記第１と第２のトランジスタの共通化された
ベースと上記分圧回路の第２の分圧点を接続し、かかる
分圧回路に所望の定電流が流れるように制御することに
より、トランジスタの電流増幅率のバラツキに影響され
ないで電流増幅を行わせることができ、半導体集積回路
により形成されたトランジスタを用いても安定した定電
圧を得ることができる。First with a relatively large emitter size
A second transistor of the first conductivity type having an emitter size smaller than that of the first transistor of the conductivity type and having a substantially common base is provided, and a stabilized output voltage is supplied to the emitter side. A first current mirror circuit including a second conductivity type transistor which receives the collector current of the first transistor and supplies the same collector current to the second transistor, and one end of which is connected to the emitter of the first transistor Of the reference voltage by the first resistor and the second resistor provided between the common connection point of the other end of the first resistor and the emitter of the second transistor and the ground potential of the circuit. The output side of the second current mirror circuit of the second conductivity type, which constitutes a circuit, performs a current amplification operation corresponding to the emitter area ratio, and has an emitter connected to an unstabilized power supply. The stabilized voltage obtained is divided by a resistance voltage dividing circuit, and is of a second conductivity type that receives the first voltage divided voltage of the resistance voltage dividing circuit and the collector voltage of the output side transistor of the first current mirror circuit. An amplifier circuit is configured by a differential transistor, and one collector current of the differential transistor is formed as an input current of the second current mirror circuit via a third current mirror circuit of the first conductivity type. The common bases of the first and second transistors are connected to the second voltage dividing point of the voltage dividing circuit, and the current of the transistor is controlled by controlling so that a desired constant current flows through the voltage dividing circuit. Current amplification can be performed without being affected by variations in amplification factor, and a stable constant voltage can be obtained even if a transistor formed of a semiconductor integrated circuit is used.
【００３９】上記第１の電流ミラー回路の出力側トラン
ジスタのコレクタ電圧がベースに供給された一方の差動
トランジスタのエミッタ，コレクタには、そのコレク
タ，ベースが接続され、回路の接地電位にエミッタが接
続された第１導電型の第３のトランジスタを設けらるこ
とにより、差動トランジスタの電流増幅率が低いときで
も安定した動作を行わせることができる。The collector and base of the one differential transistor, whose collector voltage of the output side transistor of the first current mirror circuit is supplied to the base, is connected to the collector and the base, and the emitter is connected to the ground potential of the circuit. By providing the connected third transistor of the first conductivity type, stable operation can be performed even when the current amplification factor of the differential transistor is low.
【００４０】上記により電流増幅回路としての電流ミラ
ー回路を介して出力電圧を得るために、原電源である非
安定の電源電圧値に極く近い電圧までの広い範囲での定
電圧出力を得ることができる。As described above, in order to obtain the output voltage via the current mirror circuit as the current amplifier circuit, constant voltage output in a wide range up to a voltage very close to the unstable power source voltage value of the original power source is obtained. You can
【図１】この発明に係る定電圧回路の一実施例を示す回
路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a constant voltage circuit according to the present invention.
【図２】この発明に係る定電圧回路の他の一実施例を示
す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing another embodiment of the constant voltage circuit according to the present invention.
【図３】この発明に係る定電圧回路の一実施例を示す具
体的回路図である。FIG. 3 is a specific circuit diagram showing an embodiment of a constant voltage circuit according to the present invention.
【図４】この発明に係る定電圧回路の他の一実施例を示
す具体的回路図である。FIG. 4 is a specific circuit diagram showing another embodiment of the constant voltage circuit according to the present invention.
ＡＭＰ…増幅回路、ＲＬ…負荷、Ｑ１〜Ｑ１０…トラン
ジスタ、Ｒ１〜Ｒ１２…抵抗、Ｐ１〜Ｐ４…外部端子、
Ｃ…キャパシタ。AMP ... Amplifier circuit, RL ... Load, Q1-Q10 ... Transistors, R1-R12 ... Resistors, P1-P4 ... External terminals,
C ... Capacitor.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 工藤 勝美 埼玉県入間郡毛呂山町大字旭台15番地 日 立東部セミコンダクタ株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Katsumi Kudo 15 Asahidai, Moroyama Town, Iruma-gun, Saitama Prefecture
Claims (5)
出力電圧が上記基準電圧に従って安定化電圧となるよう
な出力電流を形成する電圧比較電流変換回路と、上記出
力電流を受け、その素子サイズに従った電流増幅動作を
行って上記出力電圧を形成する電流ミラー回路とを備え
てなることを特徴とする定電圧回路。1. A voltage comparison current conversion circuit for comparing an output voltage with a predetermined reference voltage to form an output current such that the output voltage becomes a stabilized voltage according to the reference voltage; A constant voltage circuit, comprising: a current mirror circuit that performs a current amplification operation according to an element size to form the output voltage.
路、電圧比較電流変換回路及び電流ミラー回路は、１つ
の半導体集積回路により形成されるものであることを特
徴とする請求項１の定電圧回路。2. The constant voltage according to claim 1, wherein the reference voltage generation circuit, the voltage comparison current conversion circuit and the current mirror circuit which form the reference voltage are formed by one semiconductor integrated circuit. circuit.
の出力端子には、外部部品で構成された比較的大きな容
量値にされた安定化用キャパシタが設けられるものであ
ることを特徴とする定電圧回路。3. The output terminal of the current mirror circuit that forms the output voltage is provided with a stabilizing capacitor having a relatively large capacitance value, which is composed of external components. Voltage circuit.
１導電型の第１のトランジスタと、上記第１のトランジ
スタに比べてエミッタサイズが小さくされ、実質的にベ
ースが共通化されてなる第１導電型の第２のトランジス
タと、安定化電圧がエミッタ側に供給され、上記第１の
トランジスタのコレクタ電流を受けて、それと同じコレ
クタ電流を上記第２のトランジスタに供給する第２導電
型トランジスタからなる第１の電流ミラー回路と、上記
第１のトランジスタのエミッタに一端が接続された第１
の抵抗と、上記第１の抵抗の他端と上記第２のトランジ
スタのエミッタとの共通接続点と回路の接地電位との間
に設けられた第２の抵抗とからなる基準電圧発生回路
と、そのエミッタ面積比に対応した電流増幅動作を行
い、非安定化電源にエミッタが接続された第２導電型か
らなる第２の電流ミラー回路と、上記第２の電流ミラー
回路の出力側から得られる安定化電圧を分割する抵抗分
圧回路と、この抵抗分圧回路の第１の分圧電圧と上記第
１の電流ミラー回路の出力側トランジスタのコレクタ電
圧とを受ける第２導電型からなる差動トランジスタと、
上記差動トランジスタの一方のコレクタ電流を受け、上
記第２の電流ミラー回路の入力電流を形成する第１導電
型からなる第３の電流ミラー回路とを備え、上記第１と
第２のトランジスタの共通化されたベースと上記分圧回
路の第２の分圧点を接続し、かかる分圧回路に所望の定
電流が流れるように制御してなることを特徴とする定電
圧回路。4. A first transistor of a first conductivity type having a relatively large emitter size, and a first transistor having a smaller emitter size than the first transistor and having a substantially common base. From a conductive type second transistor and a second conductive type transistor which is supplied with a stabilizing voltage on the emitter side, receives the collector current of the first transistor, and supplies the same collector current to the second transistor. And a first current mirror circuit having a first end connected to the emitter of the first transistor.
And a second resistor provided between a common connection point of the other end of the first resistor and the emitter of the second transistor and the ground potential of the circuit, A current amplification operation corresponding to the emitter area ratio is performed, and a second current mirror circuit of the second conductivity type having an emitter connected to an unstabilized power supply and an output side of the second current mirror circuit are obtained. A resistance voltage dividing circuit that divides the stabilizing voltage, and a differential type differential circuit that receives a first voltage dividing voltage of the resistance voltage dividing circuit and a collector voltage of the output side transistor of the first current mirror circuit. A transistor,
A third current mirror circuit of a first conductivity type that receives one collector current of the differential transistor and forms an input current of the second current mirror circuit, and includes a third current mirror circuit of the first conductivity type. A constant voltage circuit, characterized in that a common base is connected to a second voltage dividing point of the voltage dividing circuit, and control is performed so that a desired constant current flows through the voltage dividing circuit.
ンジスタのコレクタ電圧がベースに供給された一方の差
動トランジスタのエミッタ，コレクタには、そのコレク
タ，ベースが接続され、回路の接地電位にエミッタが接
続された第１導電型の第３のトランジスタが設けられる
ものであることを特徴とする請求項４の定電圧回路。5. The collector and base of one differential transistor, whose collector voltage is supplied to the output side transistor of the first current mirror circuit, is connected to the ground potential of the circuit. 5. The constant voltage circuit according to claim 4, further comprising a third transistor of the first conductivity type having an emitter connected thereto.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14128095A JPH08314553A (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Constant voltage circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14128095A JPH08314553A (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Constant voltage circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08314553A true JPH08314553A (en) | 1996-11-29 |
Family
ID=15288226
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14128095A Pending JPH08314553A (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Constant voltage circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08314553A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005165716A (en) * | 2003-12-03 | 2005-06-23 | Toshiba Corp | Regulator unit and backward flow prevention diode circuit using the same |
| JP2006350994A (en) * | 2005-05-16 | 2006-12-28 | Sharp Corp | Stabilized dc power supply circuit |
| JP2008052516A (en) * | 2006-08-24 | 2008-03-06 | Seiko Instruments Inc | Constant voltage circuit |
-
1995
- 1995-05-15 JP JP14128095A patent/JPH08314553A/en active Pending
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