JPH0829513A - 測角装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＭＵＳＩＣ処理をする測角装置を用いて電波
の方位、仰角を測定するとき、低仰角の測角精度が悪く
かつ偽像等が発生する恐れがある。本発明は低仰角の測
定精度の向上と偽像を抑圧することを目的とする。 【構成】 直径Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構
成するＭ個の地上高ｈの受信アンテナ１とリング状アレ
ーアンテナの中心位置に地上高Ｈ（＞ｈ）の中央アンテ
ナ６と前記各アンテナからの信号を受信する（Ｍ＋１）
個の受信機２とそのアナログ出力信号をデジタルに変換
する（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル変換器３とＭＵ
ＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置４を設け、角
度推定をする。 【効果】 中央アンテナの効果により低仰角領域の測角
感度を向上させる事により測角精度の向上と受信入力情
報の増大により偽像の抑圧を同時に満足する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は複数のアンテナを用
い、各アンテナの出力を、ＭＵＳＩＣ（Ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法
により処理して複数方向から同時に到来する電波の方
位、仰角の測定即ち測角装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】アンテナの解像限界は波長／アンテナ開
口径とされていたが、近年、複数のアンテナと信号処理
を用いることによって、上記解像限界を越える角度分解
能を得るアルゴリズムおよびそれを用いた測角装置が提
案されている。このようなアルゴリズムとしては、例え
ばＲ．Ｏ．Ｓｃｈｍｉｄｔ：“Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｅｍ
ｉｔｔｅｒ Ｌｏｃａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ
Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”ＩＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓ．，ＡＰ−３４，３，ｐｐ２７６−２８
０（１９８６）に示されるようなＭＵＳＩＣアルゴリズ
ムやそのアルゴリズムを利用した測角装置としては公開
特許公報、特開平５−１９６７１６、公開日平成５年
（１９９３）８月６日、「発明の名称」方向探知機があ
る。

【０００３】まず、ＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いた従
来の測角装置（以下従来の測角装置と呼ぶ）について図
１９、図２０を参照して説明する。図１９は従来の測角
装置の全体構成図であり、１は直径Ｄｍφのリング状の
アレーアンテナで構成される受信アンテナ、２は受信
機、３はアナログ／デジタル変換器、４はＭＵＳＩＣア
ルゴリズムに基ずく信号処理装置、５は角度表示装置で
ある。図中、Ｘｍは受信信号を示し、ｍはチャンネルの
番号を示す添え字である。

【０００４】図２０は従来の測角装置の信号処理装置４
の内部構成図であり、２０１は受信信号Ｘｍに対するバ
ッファメモリ、２０２は相関行列Ｒ計算手段、２０３は
Ｒの固有値及び固有ベクトル算出手段、２０４は方位評
価関数Ｆ（θ）算出手段、２０５はピーク検出手段であ
る。以下動作を説明する。受信信号ベクトルＸを“数
１”のように定義する。

【０００５】

【数１】

【０００６】バッファメモリ２０１は時刻１からＩまで
の受信信号ベクトルＸ（１）〜Ｘ（Ｉ）を蓄える。相関
行列計算手段２０２は相関行列Ｒを“数２”のように算
出する。

【０００７】

【数２】

【０００８】従ってＲはＭ×Ｍの正方行列である。２０
３はＲの固有値λ₁ 〜λ_M 、および固有ベクトルｅ₁ 〜
ｅ_M を算出する。方位評価関数Ｆ算出手段２０４は固有
値λ₁ 〜λ_M の中の最小固有値に対応する固有ベクトル
ｅ_N を用いて方位評価関数Ｆを“数３”のように算出す
る。

【０００９】

【数３】

【００１０】ここで、（φ，θ）は方位角度φ、仰角θ
の関数であることを示し、Ｆ（φ，θ）はすべてのφ，
θについて算出する。ａ（φ，θ）はステアリングベク
トルと呼ばれ、到来角（φ，θ）で入射する電波ｓが１
波存在する場合の受信ベクトルＸが“数４”で与えられ
るような係数ベクトルで受信アンテナ１を構成する各素
子アンテナ（１１₁ 〜１１_M ）の位置、（φ，θ）方向
の指向特性で決定される。

【００１１】

【数４】

【００１２】ここで、ｎはノイズベクトルであり、“数
５”で示すように各チャンネルの受信機２、Ａ／Ｄ変換
器３で発生もしくは受信アンテナ１から漏れ込むノイズ
ｎ_Mを要素とする。

【００１３】

【数５】

【００１４】ピーク検出手段２０５はＦ（φ，θ）の最
も大きいＫ個のピークを与える角度（φ，θ）を捜索
し、この値を到来角推定値として出力する。Ｋの値は固
有値λ₁ 〜λ_M の分布から決定される。

【００１５】以下、ＭＵＳＩＣアルゴリズムの混信分離
の測角原理を説明する。チャンネル総数Ｍに比べて入射
波の数Ｋは少ないもの（Ｍ＞Ｋ）と仮定する。複数の電
波が上記受信アンテナであるリングアレーアンテナに入
射する際には、受信信号ベクトルＸは“数４”に変わ
り、“数６”で与えられる。

【００１６】

【数６】

【００１７】ここで、ｋは入射信号の番号を示す添え字
で、Ａはステアリングベクトルａで“数７”のように構
成されるＭ×Ｋの行列である。

【００１８】

【数７】

【００１９】Ｓは入射信号を要素とする“数８”で与え
られるＫ×１のベクトルである。

【００２０】

【数８】

【００２１】“数６”を用いて、“数２”に定義される
相関行列Ｒを“数９”のように展開できる。

【００２２】

【数９】

【００２３】ここで、Ｓは“数１０”のように構成され
るＫ×Ｋの正方行列である。

【００２４】

【数１０】

【００２５】ここで、σ² はノイズ電力であり、ＩはＭ
×Ｍの単位行列である。各ノイズｎ_m （ｍ＝１，２，
…，Ｍ）は互いに無相関で電力は等しいと仮定した。相
関行列Ｒはエルミート行列であるからその固有値λ₁ 〜
λ_M はすべて正の実数で、ＡＳＡ^H の固有値をν₁ 〜ν
_M とすると“数９”より“数１１”が得られる。

【００２６】

【数１１】

【００２７】その中でもっとも小さなＭ−Ｋ個の固有
値、すなわちｍ＝Ｋ＋１〜Ｍの範囲での固有値はノイズ
電力σ² に等しく“数１２”で表される。

【００２８】

【数１２】

【００２９】固有値λ_m に対する固有ベクトルをｅ_N で
表すと“数１３”を得る。

【００３０】

【数１３】

【００３１】“数９”より“数１４”の関係式が得られ
る。

【００３２】

【数１４】

【００３３】“数１４”左辺を“数９”を用いて変形す
れば“数１５”が得られる。

【００３４】

【数１５】

【００３５】ここで、行列Ｓがフルランク、すなわち入
射信号の相互相関係数が１００％より小さいならば、
“数１５”は“数１６”に変形できる。

【００３６】

【数１６】

【００３７】これをステアリングベクトルを用いて表す
とＭＵＳＩＣアルゴリズムの原理上重要な“数１７”を
得る。

【００３８】

【数１７】

【００３９】一方、方位評価関数Ｆ（φ，θ）を変数
（φ，θ）についてサーチする際、変数（φ，θ）が電
波入射角（φｋ、θｋ）のいずれかと一致するとき式
（１６）より式（２）の分母は０となり方位評価関数Ｆ
の値は非常に大きくなる。このときの方位評価関数Ｆ
（φ，θ）を図９に例示する、従ってピーク検出手段２
０５の動作により入射角の推定が出来る。

【００４０】以上はＭＵＳＩＣアルゴリズムによる混信
分離に関する原理についての説明であったが、次に到来
角（φ，θ）で入射する電波ｓが一波存在する場合の方
位角φ，仰角θに関する測角精度について説明する。

【００４１】図２１は方位測角精度を説明するためのア
ンテナ１を上方からみた平面図である。素子アンテナ１
１₁ （中心Ａ）と１１_m （中心Ｂ）が距離Ｄの間隔で配
置されている。同図に示すように方位角φ方向から平面
到来波が前記素子アンテナ入射するものとする。素子ア
ンテナ１１₁ の中心Ａから電波の到来方向線（ｓ）に下
ろした垂線の交点をＣとすると、両素子アンテナ１
１₁ 、１１_m に対する到来波ｓの到達距離差はＢＣとな
る。距離ＢＣをｘで表すと“数１８”を得る。

【００４２】

【数１８】

【００４３】ｘのφに対する感度は“数１９”となる。

【００４４】

【数１９】

【００４５】従って、変形するとｄｘは“数２０”で表
される。

【００４６】

【数２０】

【００４７】これより単位角度当たりの位相感度をΔ
α、波長をλとすると“数２１”を得る。

【００４８】

【数２１】

【００４９】従って、システム全体のランダム位相誤差
をζとすると方位測角精度σφは“数２２”となる。

【００５０】

【数２２】

【００５１】図２２は仰角測角精度を説明するためのア
ンテナ側方からみた側面図である。素子アンテナ１１₁
（中心Ａ）と１１_m （中心Ｂ）が距離Ｄの間隔で配置さ
れている。同図に示すように仰角θ方向から平面到来波
が前記素子アンテナに入射するものとする。素子アンテ
ナ１１₁ の中心Ａから電波の到来方向線（ｓ）に下ろし
た垂線の交点をＣとすると、両素子アンテナ１１₁ 、１
１_m に対する到来波ｓの到達距離差はＢＣとなる。距離
ＢＣをｙで表すとすると“数２３”の関係がある。

【００５２】

【数２３】

【００５３】ｙのθに対する感度は“数２４”となり

【００５４】

【数２４】

【００５５】従ってｄｙは“数２５”となる。

【００５６】

【数２５】

【００５７】これよる単位角度当たりの位相感度をΔα
とすると“数２６”を得る。

【００５８】

【数２６】

【００５９】従って、システム全体のランダム位相誤差
をζとすると仰角測角精度σθは“数２７”となる。

【００６０】

【数２７】

【００６１】ところが、上記測角装置の仰角測角精度は
式“数２６”でも明らかなようにθが小さい低仰角の領
域ではσθが極端に悪くなる。方位測角精度σφに比べ
仰角測角精度σθがどの程度劣化するか見定めるため両
者の比σθ／σφを求めると“数２８”を得る。

【００６２】

【数２８】

【００６３】リングアレーアンテナであることからｃｏ
ｓφ≒１と仮定すると“数２９”の近似式を得る。

【００６４】

【数２９】

【００６５】図２３は“数２９”の計算結果を示したグ
ラフである。これによると、０度＜θ＜２０度の範囲で
σθ／σφは急増し、仰角測角精度σθが低仰角で悪く
なることが明らかである。これを改善するにはＤ／λの
値を大きくすることが考えられるが、アンテナ素子数が
固定の場合は、Ｄを大きくすると各アンテナ素子（１１
₁ 〜１１_m ）の間隔ｄが大きくなり、ｄとλの関係があ
る関係を越すと図２４に示すように方位評価関数Ｆ
（φ，θ）には真の到来角φ_t と全く異なった角度に偽
像が発生する場合がある。

【００６６】Ｆ（φ，θ）の一つの偽像が発生する角度
をφ_s とする。この角度に偽像が生じる理由は偽像発生
角度φ_s におけるステアリングベクトルａ₁ （φ_s ，
θ）が真の到来角φ_t におけるステアリングベクトルａ
₁ （φ_t ，θ）と“数３０”に示すように同値もしくは
近接した値となるためである。

【００６７】

【数３０】

【００６８】従って、Ｄ／λを単に大きくするだけでは
仰角精度の改善はできない。偽像が発生しないように素
子間隔ｄを適切な値にするために素子数を増大すると演
算量が増大したり、システムの費用が増大する等の課題
がある。

【００６９】

【発明が解決しようとする課題】従来の測角装置は以上
のように構成されていて、低仰角で到来する電波の入射
角度を正確に測定できないと言う課題や偽像の課題があ
った。

【００７０】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたものであり、低仰角における到来波の入射
仰角を正確に推定出来る測角装置や偽像対策を施した測
角装置を得ることを目的とする。

【００７１】

【課題を解決するための手段】この発明の実施例１によ
る測角装置は、直径Ｄｍφのリング状のアレーアンテナ
を構成するＭ（Ｍは２以上の整数）個の地上高ｈの受信
アンテナとリング状アレーアンテナの中心位置あるいは
その近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ＋１）個の受
信機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル変換器とＭＵ
ＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置と角度表示装
置を備え前記受信アンテナの高さと中央アンテナの高さ
の関係をＨ＞ｈとするものである。

【００７２】この発明の実施例２による測角装置は直径
Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構成するＭ個の地
上高ｈの受信アンテナとリング状アレーアンテナの中心
位置あるいはその近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ
＋１）個の受信機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル
変換器とＭＵＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置
と角度表示装置を備え前記受信アンテナの高さと中央ア
ンテナの高さとリング状アレーアンテナの直径との関係
を０．０３＜（Ｈ−ｈ）／Ｄ＜０．１とするものであ
る。

【００７３】この発明の実施例３による測角装置は請求
項１記載の方位評価関数算出手段において中央アンテナ
のステアリングベクトルに使用するアンテナ素子の振
幅、位相パターンを受信アンテナのそれと同一に与える
為に受信アンテナと中央アンテナのアンテナ素子を同種
類とするものである。

【００７４】この発明の実施例４による測角装置は直径
Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構成するＭ個の地
上高ｈの受信アンテナとリング状アレーアンテナの中心
位置あるいはその近傍に地上高Ｈ＞ｈの中央アンテナと
（Ｍ＋１）個の受信機とこの受波器出力である（Ｍ＋
１）個の受信信号の中で（１〜Ｍ）と（１〜Ｍ＋１）そ
れぞれの受信信号の相関行列を算出する相関行列算出手
段と上記相関行列算出手段の出力行列の固有値と固有ベ
クトルを求め、最小ないし最小に近い固有値に対応する
固有ベクトルを抽出する固有値および固有ベクトル算出
手段と上記相関行列算出手段のｍ番目入力に対応する受
波器の角度（φ，θ）方向に対する位相遅れや指向特性
をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j （φ，θ）とし
て、（φ，θ）毎に上記固有値および固有ベクトル算出
手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ _j （φ，θ）の内
積を求めこの内積の逆数を方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）
として出力する方位評価関数算出手段とを備え、上記相
関行列算出手段の入力する受信信号チャンネルの組合せ
を切り替える毎に独立に方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）を
求めると共に、両者を照合する照合手段と照合したのち
ピークの一致するあるいは近接する角度（φ，θ）を捜
索し、このピークに対応する角度を到来波の到来角度と
して出力するピーク検出手段を備えるものである。

【００７５】この発明の実施例５による測角装置は直径
Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構成するＭ個の地
上高ｈの受信アンテナとリング状アレーアンテナの中心
位置あるいはその近傍に地上高Ｈ＞ｈの中央アンテナと
（Ｍ＋１）個の受信機とこの受波器出力である（Ｍ＋
１）個の受信信号の中で（１〜Ｍ）と（１〜Ｍ＋１）そ
れぞれの受信信号の相関行列を算出する相関行列算出手
段と上記相関行列算出手段の出力行列の固有値と固有ベ
クトルを求め、最小ないし最小に近い固有値に対応する
固有ベクトルを抽出する固有値および固有ベクトル算出
手段と上記相関行列算出手段のｍ番目入力に対応する受
波器の角度（φ，θ）方向に対する位相遅れや指向特性
をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j （φ，θ）とし
て、（φ，θ）毎に上記固有値および固有ベクトル算出
手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ_j （φ，θ）の内
積を求め、この内積の逆数をそれぞれの方位評価関数Ｆ
_j （φ，θ）として出力する方位評価関数算出手段とを
備え、それぞれの方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）を仰角範
囲により選択器で良いとこ取りをし、それぞれのＦ
_j （φ，θ）のピークに対応する角度を到来波の到来角
度として出力するピーク検出手段を備えるものである。

【００７６】この発明の実施例６による測角装置は直径
Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構成するＭ個の地
上高ｈの受信アンテナとリング状アレーアンテナの中心
位置あるいはその近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ
＋１）個の受信機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル
変換器とＭＵＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置
と角度表示装置を備えた測角装置において前記中央アン
テナの受信信号を２分配し一方は上述の信号とし、他方
の受信信号を復調受信機およびスピーカに接続しスペー
スファクタ良く混信状況確認用の聴音手段を備えるもの
である。

【００７７】この発明の実施例７による測角装置は直径
Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構成するＭ個の地
上高ｈの受信アンテナとリング状アレーアンテナの中心
位置あるいはその近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ
＋１）個の受信機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル
変換器とＭＵＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置
と角度表示装置を備えた測角装置において前記中央アン
テナの受信信号を２分配し一方は上述の信号とし、他方
の受信信号を復調受信機に接続し復調受信機とスピーカ
の間を結ぶオーディオ線路の途中にオーディオ分配器を
設置し、その片方の端子にＦＳＫなどの電波を解読する
解読器を備え異種の電波形式の混信状況確認用手段を備
えるものである。

【００７８】この発明の実施例８による測角装置は直径
Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構成するＭ個の地
上高ｈの受信アンテナとリング状アレーアンテナの中心
位置あるいはその近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ
＋１）個の受信機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル
変換器とＭＵＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置
と角度表示装置を備えた測角装置において前記中央アン
テナの受信信号を２分配し一方は上述の信号とし、他方
の受信信号をゴニオメータに接続しいわゆるペリニ・ト
シアンテナを構成し、ゴニオメータの内の探りコイルの
出力信号と別個に設けた無指向性アンテナで受信した信
号を合成器で合成し、単方向決定カージオイド指向性を
得て、その出力信号を復調受信機８に接続しスピーカ９
より音声情報を得るものである。

【００７９】この発明の実施例９による測角装置はＭ個
の受波器とＭチャンネルの受信信号の相関行列を算出す
る相関行列手段と上記相関行列算出手段の出力行列の固
有値と固有ベクトルを求め最小ないし最小に近い固有値
に対応する固有ベクトルを抽出する固有値および固有ベ
クトル算出手段と上記相関行列算出手段のｍ番目入力に
対応する受波器の角度（φ，θ）方向に対する位相遅れ
や指向特性をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j （φ，
θ）として、（φ，θ）毎に上記固有値および固有ベク
トル算出手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ_j （φ，
θ）の内積を求めこの内積の逆数を方位評価関数Ｆ
_j （φ，θ）として出力する方位評価関数算出手段と上
記方位評価関数のピークを捜索しこのピークに対応する
角度を到来波の到来角度として出力するピーク検出手段
を備え、一方前記Ｍチャンネルの受波信号のうち任意の
１チャンネルの信号を分配するデジタル信号分配器とデ
ジタルダウンコンバータ手段とパラレルフィルタバンク
手段と電力位相計算手段を備え前記ピーク検出手段の出
力信号と上記電力位相計算手段の出力信号の両信号を入
力信号とするゲート手段を備えるものである。

【００８０】この発明の実施例１０による測角装置はＭ
個のアレーアンテナとＭ個の受信機とＭ個のアナログ・
デジタル変換器とＭチャンネルの受信信号の相関行列を
算出する相関行列手段と上記相関行列算出手段の出力行
列の固有値と固有ベクトルを求め最小ないし最小に近い
固有値に対応する固有ベクトルを抽出する固有値および
固有ベクトル算出手段と上記相関行列算出手段のｍ番目
入力に対応する受波器の角度（φ，θ）方向に対する位
相遅れや指向特性をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j
（φ，θ）として、（φ，θ）毎に上記固有値および固
有ベクトル算出手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ_j
（φ，θ）の内積を求めこの内積の逆数を方位評価関数
Ｆ_j （φ，θ）として出力する方位評価関数算出手段と
上記方位評価関数のピークを捜索しこのピークに対応す
る角度を到来波の到来角度として出力するピーク検出手
段を備え、一方前記Ｍ個のアレーアンテナとＭ個の受信
機とは別のアンテナと復調受信機とアナログデジタル変
換器とデジタルダウンコンバータ手段とパラレルフィル
タバンク手段と電力位相計算手段を備え前記ピーク検出
手段の出力信号と上記電力位相計算手段の出力信号の両
信号を入力信号とするゲート手段を備えるものである。

【００８１】

【作用】この発明の実施例１，２，３による測角装置で
は、直径Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構成する
Ｍ個の地上高ｈの受信アンテナとリング状アレーアンテ
ナの中心位置あるいはその近傍に地上高Ｈの中央アンテ
ナと（Ｍ＋１）個の受信機と（Ｍ＋１）個のアナログ／
デジタル変換器とＭＵＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号
処理装置と角度表示装置を備え前記受信アンテナの高さ
と中央アンテナの高さの関係をＨ＞ｈとすることにより
仰角に対する単位角度あたりの位相感度を高め、仰角測
角精度を向上させかつ方位評価関数Ｆ（φ，θ）の偽像
を抑圧して、より正確に到来波の入射角度を推定するこ
とが出来る。

【００８２】この発明の実施例４，５による測角装置で
は直径Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構成するＭ
個の地上高ｈの受信アンテナとリング状アレーアンテナ
の中心位置あるいはその近傍に地上高Ｈ＞ｈの中央アン
テナと（Ｍ＋１）個の受信機とこの受波器出力である
（Ｍ＋１）個の受信信号の中で（１〜Ｍ）と（１〜Ｍ＋
１）それぞれの受信信号の相関行列を算出する相関行列
算出手段と上記相関行列算出手段の出力行列の固有値と
固有ベクトルを求め、最小ないし最小に近い固有値に対
応する固有ベクトルを抽出する固有値および固有ベクト
ル算出手段と上記相関行列算出手段のｍ番目入力に対応
する受波器の角度（φ，θ）方向に対する位相遅れや指
向特性をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j （φ，θ）
として、（φ，θ）毎に上記固有値および固有ベクトル
算出手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ_j （φ，θ）
の内積を求めこの内積の逆数を方位評価関数Ｆ_j （φ，
θ）として出力する方位評価関数算出手段とを備え、そ
れぞれの方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）を求め、両者を照
合したり良いとこ取りをする事により偽像を排除しかつ
より正確に到来波の入射角度を推定することが出来る。

【００８３】この発明の実施例６，７，８による測角装
置では直径Ｄｍφのリング状のアレーアンテナを構成す
るＭ個の地上高ｈの受信アンテナとリング状アレーアン
テナの中心位置あるいはその近傍に地上高Ｈの中央アン
テナと（Ｍ＋１）個の受信機と（Ｍ＋１）個のアナログ
／デジタル変換器とＭＵＳＩＣアルゴリズムに基ずく信
号処理装置と角度表示装置を備えた測角装置において前
記他のアンテナの受信信号を２分配し、一方は上述の低
仰角の測角精度を高めるための信号とし、他方の受信信
号をモニタ受信機や解読器に接続し混信状況を聴音ある
いは解読情報を得ながら、ＭＵＳＩＣによる方位測定が
可能となる。従って方位評価関数Ｆ（φ，θ）を算出す
る際発生する恐れのある偽像の場合は音声あるいは解読
情報が出ないので実電波か偽像かの判断が可能となり、
またアンテナの指向性を考慮することにより混信状況を
アイソレーションして聴音することができますます混信
分離した方位（φ，θ）の確認が容易となる。

【００８４】この発明の実施例９，１０による測角装置
はＭ個の受波器とＭチャンネルの受信信号の相関行列を
算出する相関行列手段と上記相関行列算出手段の出力行
列の固有値と固有ベクトルを求め最小ないし最小に近い
固有値に対応する固有ベクトルを抽出する固有値および
固有ベクトル算出手段と上記相関行列算出手段のｍ番目
入力に対応する受波器の角度（φ，θ）方向に対する位
相遅れや指向特性をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j
（φ，θ）として、（φ，θ）毎に上記固有値および固
有ベクトル算出手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ_j
（φ，θ）の内積を求めこの内積の逆数を方位評価関数
Ｆ_j （φ，θ）として出力する方位評価関数算出手段と
上記方位評価関数のピークを捜索しこのピークに対応す
る角度を到来波の到来角度として出力するピーク検出手
段を備え、一方前記Ｍチャンネルの受波信号のうち任意
の１チャンネルの信号あるいは別に設けた受信方法を介
してデジタル受信信号を入力とするデジタルダウンコン
バータ手段とパラレルフィルタバンク手段と電力位相計
算手段を備え、前記ピーク検出手段の出力信号と上記電
力位相計算手段の出力信号の両信号を入力信号とするゲ
ート手段を有しているため、方位評価関数を演算すると
き生じる可能性のある偽像に無関係に、実電波が存在す
るときのみ電力位相計算手段から出力するトリガ信号に
よりゲート手段の開閉ができ偽像による誤検出を防止で
きる。

【００８５】

【実施例】

実施例１ この発明の実施例１を図１、２、３、４を参照して説明
する。図１は本実施例１の全体構成図で１は直径Ｄｍφ
のリング状のアレーアンテナ（素子アンテナ１１₁ から
１１_m ）で構成される地上高ｈの受信アンテナ、２は
（Ｍ＋１）個の受信機、３は（Ｍ＋１）個のアナログ／
デジタル変換器、４はＭＵＳＩＣアルゴリズムに基ずい
た（Ｍ＋１）個の受信信号に対応する信号処理装置、５
は角度表示装置、６はリング状アレーアンテナの中心位
置あるいはその近傍に新たに設置した地上高Ｈの中央ア
ンテナである。図中、Ｘｍは受信信号を示し、ｍはチャ
ンネルの番号を示す添え字である。図２は本実施例１の
信号処理装置４の内部構成図であり、４０１は受信信号
Ｘ_m+1 に対するバッファメモリ、４０２は相関行列Ｒ計
算手段、４０３はＲの固有値及び固有ベクトル算出手
段、４０４は方位評価関数Ｆ（θ）算出手段、２０５は
ピーク検出手段である。

【００８６】以下信号処理装置４の動作について説明す
るが従来例と異なる点についてのみ記述する。チャンネ
ル数は受信アンテナ１からの信号ｍチャンネルと中央ア
ンテナからの信号１チャンネルの合計（Ｍ＋１）チャン
ネルである。相関行列Ｒ計算手段４０２は相関行列をＲ
を（Ｍ＋１）×（Ｍ＋１）の正方形行列として計算す
る。固有値および固有ベクトル算出手段４０３はＲの固
有値λ₁ 〜λ_m+1 、および固有ベクトルｅ₁ 〜ｅ_m+1 を
算出する。また方位評価関数Ｆ（φ，θ）算出手段４０
４は固有値λ₁ 〜λ_m+1 の中の最小固有値に対応する固
有ベクトルｅ_CNと（Ｍ＋１）×Ｋの行列からなるステア
リングベクトルａ_c を用いて方位評価関数Ｆ_c （φ，
θ）を“数３１”のように算出する。

【００８７】

【数３１】

【００８８】図３は上記実施例１の測角装置での仰角測
角精度を説明するために用意したアンテナ側方からみた
側面図である。地上高ｈの素子アンテナ１１₁ （中心
Ａ）と１１_m （中心）が距離Ｄの間隔で配置され、その
２等分線上に地上高Ｈの中央アンテナ（中心Ｂ）が配置
されている。同図に示すように仰角θ方向から平面到来
波が前記素子アンテナ入射するものとする。素子アンテ
ナ１１₁ の中心Ａから電波の到来方向線（ｓ）に下ろし
た垂線の交点をＣ、Ａからの水平線と中央アンテナのポ
ールとの交点をＥとし、直線ＡＢと直線ＡＥとのなす角
度をβ度とする。図より距離ＡＢは“数３２”で与えら
れる。

【００８９】

【数３２】

【００９０】したがって、中央アンテナ６、素子アンテ
ナ１１₁ に対する到来波ｓの到達距離差はＢＣとなる。
距離ＢＣをｙで表すと“数３３”を得る。

【００９１】

【数３３】

【００９２】ｙのθに対する感度は“数３４”で表され
る。

【００９３】

【数３４】

【００９４】これより単位角度あたりの位相感度をΔχ
とすると“数３５”となる。

【００９５】

【数３５】

【００９６】従って、システム全体のランダム位相誤差
をζとすると仰角測角精度σ_C は“数３６”となる。

【００９７】

【数３６】

【００９８】従来の測角装置の仰角測角精度σθにたい
する改善効果を調べる。改善効果をηとすると“数３
７”を得る。

【００９９】

【数３７】

【０１００】図４は（Ｈ−ｈ）／Ｄをパラメータとして
仰角θを変数として改善効果ηを計算したグラフであ
る。（Ｈ−ｈ）／Ｄ＞０の条件を満たすという事はＨ＞
ｈの条件のもとで低仰角方向から入射する電波の測角精
度が改善されていることを意味しており、ηが１以下の
領域が改善されている領域である。仰角数度から２０度
程度までの低仰角の領域で仰角測角精度が改善され、そ
の改善度は（Ｈ−ｈ）／Ｄが大きくなるにしたがって大
きくなっている事がわかる。本発明の効果は多重リング
状のアレーアンテナを用いた場合にも同様な効果が得ら
れることは論ずるまでもない。

【０１０１】実施例２ この発明の実施例２を図１、４を参照して説明する。図
１は本実施例の全体構成図であるが、実施例１と同様で
あり説明を省略する。図４は本実施例２の仰角測角精度
の改善効果を説明するためのグラフであり、（Ｈ−ｈ）
／Ｄをパラメータとして仰角θを変数として改善効果η
を計算している。改善度ηは（Ｈ−ｈ）／Ｄが大きくな
るにしたがって大きくなっているが、むやみに大きくは
出来ない。（Ｈ−ｈ）／Ｄが大きくなることは、等価的
にＨが大きくなることである。中央アンテナの地上高Ｈ
が高くなると、到来波に対しそれを支えるポールや鉄塔
ならびに支線に誘導電流が流れ、あたかも前記それらが
アンテナの様な働きをするようになり、電波が再放射さ
れリングアレーアンテナ（１１₁ 〜１１_m ）に対する干
渉が強まることになる。

【０１０２】方位評価関数Ｆ（φ，θ）算出手段４０４
は固有値λ₁ 〜λ_m+1 の中の最小固有値に対応する固有
ベクトルｅ_CNと（Ｍ＋１）×Ｋの行列からなるステアリ
ングベクトルａ_C を用いて方位評価関数Ｆ_C （φ，θ）
を前記式“数３１”を用いて算出しているが、上記干渉
によりステアリングベクトルａ_C （φ，θ）が変化を受
け、実際はａ_C ’（φ，θ）に変化しているにも拘らず
ステアリングベクトルをａ_C （φ，θ）として“数３
１”を計算すると真の電波到来角（φ，θ）を得ること
が出来なくなる。

【０１０３】以上のような理由により中央アンテナの高
さＨには上限があり、中央アンテナがリングアレーアン
テナに与える干渉の許容できる範囲は試行錯誤的ＭＵＳ
ＩＣシミュレーションの結果〔０．０３＜（Ｈ−ｈ）／
Ｄ＜０．１〕である事が判明しているが、本発明はこの
ような領域においても仰角測角精度に対する改善効果が
あることに意味がある。また位相誤差に対する測角精度
の劣化の度合もＭＵＳＩＣのシミュレーション処理結果
によると従来の測角装置にたいして強くなっている事が
判明している。

【０１０４】実施例３ この発明の実施例３を図１、２を参照して説明する。図
１は本実施例３の全体構成図であるが実施例１と同様で
あり説明を省略する。図２において４０１、４０２、４
０３、２０５は実施例１と同様であり説明を省略する。
方位評価関数Ｆ（φ，θ）算出手段４０４は固有値λ₁
〜λ_m+1 の中の最小固有値に対応する固有ベクトルｅ_CN
と（Ｍ＋１）×Ｋの行列からなる“数３８”に示すステ
アリングベクトルａ_C

【０１０５】

【数３８】

【０１０６】を用いて方位評価関数Ｆ_C （φ，θ）を
“数３１”を用いて算出している。

【０１０７】この場合、ａ_m （φ，θ）は“数３９”で
与えられる。

【０１０８】

【数３９】

【０１０９】この際、受信アンテナ１（１１₁ 〜１
１_m ）と中央アンテナ６に用いる（ｍ＋１）番目の素子
アンテナを同一種類とすることによりｇ_m ≒ｇ_m+1 とす
ることが可能となり、方位評価関数Ｆ_C （φ，θ）の演
算量を少なくすることができ、演算時間などの短縮を図
ることが出来る。

【０１１０】実施例４ この発明の実施例４を図１、図５、図６を参照して説明
する。図１は本実施例４の全体構成図で、信号処理装置
以外は実施例１と同様であり説明を省略する。図５は本
実施例４の信号処理装置４の内部構成を示す図で、２０
１はアンテナ＃１〜＃Ｍの受信信号ｘ₁ 〜ｘ_M に対する
バッファメモリ、４０１はアンテナ＃１〜＃（Ｍ＋１）
の受信信号ｘ₁ 〜ｘ_M+1 に対するバッファメモリ、２０
２、４０２は相関行列Ｒ算出手段、２０３、４０３はＲ
の固有値／固有ベクトル算出手段、２０４、４０４は方
位評価関数Ｆ（φ，θ）算出手段、４０６は角度照合手
段、２０５はピーク検出手段である。

【０１１１】各バッファメモリ２０１，４０１が入力す
る受信信号チャンネル数はそれぞれＭ、Ｍ＋１である
が、入射電波数ｋに対しＭ＞ｋを満足するようにチャン
ネル数を設定する。以下動作について説明する。図５に
おいて、２０２〜２０４、４０２〜４０４はそれぞれ図
１、図１３に示した実施例１と従来例と同様であり説明
を省略する。

【０１１２】二つの方位評価関数算出手段２０４，４０
４の算出するそれぞれの方位評価関数をＦ₁ （φ，
θ）、Ｆ₂ （φ，θ）とすると、Ｆ₁ （φ，θ）はアン
テナ＃１〜＃Ｍの受信信号ｘ₁ 〜ｘ_M のデータから決定
される方位評価関数でＦ₂ （φ，θ）はアンテナ＃１〜
＃（Ｍ＋１）の受信信号ｘ₁ 〜ｘ_M+1 のデータから決定
される方位評価関数である。角度照合手段４０６は二つ
の方位評価関数Ｆ₁ （φ，θ）、Ｆ₂ （φ，θ）をすべ
ての角度（φ，θ）につい照合する手段である。ピーク
検出手段２０５は上記照合の結果両者が一致した（φ，
θ）を捜索し、到来角推定値を出力する。

【０１１３】図６（ａ），（ｂ）は二つの方位評価関数
Ｆ₁ （φ，θ）、Ｆ₂ （φ，θ）を水平面内の角度φを
一定として仰角θを変数とした一例を示す。すでに説明
したようにＦ₁ （φ，θ）は低仰角では単位角度あたり
の位相感度が小さく、高仰角で良好となるが、Ｆ
₂ （φ，θ）はその逆の特性を有している。一方偽像に
ついてはすでに述べたように素子間隔と波長との関係で
決まる点から勘案すると、アンテナ素子数の多いいわゆ
る入力信号の多いほうが有利であることから、両者を照
合し一致あるいは近接した角度を真の仰角とすれば測角
データの信頼性が向上する事になる。図６（ｃ）は両者
を照合した結果を示している。角度照合手段４０６が決
定する角度をθ_OUT とすると、θ_OUT1とθ_OUT3が真の仰
角方位であり、θ₂ θ₄ θ₅は偽像と判断したことにな
る。ここでは仰角θについて説明したが、方位φについ
ても同様である。

【０１１４】実施例５ この発明の実施例５を図１、図６、図７を参照して説明
する。図１は本実施例５の全体構成図で、信号処理装置
以外は実施例１と同様であり説明を省略する。図７は本
実施例５の信号処理装置４の内部構成を示す図で、２０
１はアンテナ＃１〜＃Ｍの受信信号ｘ₁ 〜ｘ_M に対する
バッファメモリ、４０１はアンテナ＃１〜＃（Ｍ＋１）
の受信信号ｘ₁ 〜ｘ_M+1 に対するバッファメモリ、２０
２、４０２は相関行列Ｒ算出手段、２０３、４０３はＲ
の固有値／固有ベクトル算出手段、２０４、４０４は方
位評価関数Ｆ（φ，θ）算出手段、６０６は選択器、２
０５はピーク検出手段である。

【０１１５】各バッファメモリ２０１，４０１が入力す
る受信信号チャンネル数はそれぞれＭ、Ｍ＋１である
が、入射電波数ｋに対しＭ＞ｋを満足するようにチャン
ネル数を設定する。以下動作について説明する。図７に
おいて、２０２〜２０４、４０２〜４０４はそれぞれ図
１、図５に示した実施例と従来例と同様であり説明を省
略する。

【０１１６】二つの方位評価関数算出手段２０４，４０
４の算出するそれぞれの方位評価関数をＦ₁ （φ，
θ）、Ｆ₂ （φ，θ）とすると、Ｆ₁ （φ，θ）はアン
テナ＃１〜＃Ｍの受信信号ｘ₁ 〜ｘ_M のデータから決定
される方位評価関数でＦ₂ （φ，θ）はアンテナ＃１〜
＃（Ｍ＋１）の受信信号ｘ₁ 〜ｘ_M+1 のデータから決定
される方位評価関数である。選択器６０６は二つの方位
評価関数Ｆ₁ （φ，θ）、Ｆ₂ （φ，θ）を仰角範囲に
より選択するいわゆる切替え器であり、その出力がピー
ク検出手段２０５に送出される。これまでの説明からも
明らかなように方位評価関数Ｆ₂ （φ，θ）は低仰角領
域で測角精度が方位評価関数Ｆ₁ （φ，θ）より優れて
おり、逆に低仰角以外の領域では方位評価関数Ｆ
₁ （φ，θ）の方が方位評価関数Ｆ₂ （φ，θ）より優
れている。

【０１１７】従って、このような構成にすることにより
低仰角領域では選択器６０６により方位評価関数Ｆ
₂ （φ，θ）を選択し、低仰角以外の領域では方位評価
関数Ｆ₁（φ，θ）を選択することにより、両者の良い
とこ取りができる。具体的に図６（ａ），（ｂ）を参照
して説明すれば、選択器６０６により仰角がＩ〜IIの低
仰角の範囲では図６（ｂ）に示した方位評価関数Ｆ
₂ （φ，θ）を選択し、仰角がII〜III の領域では図６
（ａ）に示した方位評価関数Ｆ₁ （φ，θ）を選択し、
結論としてピーク検出手段２０５ではθ₁ とθ₃ が検出
される。

【０１１８】このように、両方位評価関数Ｆ₁ （φ，
θ）、Ｆ₂ （φ，θ）の良いとこ取りができるとともに
ピーク検出手段の負荷を大幅に軽減することが可能とな
るなど大きな効果が期待できる。

【０１１９】実施例６ この発明の実施例６を図８、図９を用いて説明する。図
８は本実施例６の全体構成図で、分配器７、復調受信機
８、スピーカ９以外は実施例１で説明した図１と同様で
あり説明を省略する。以下図８を用いて説明するが測角
原理は実施例１と同様であり説明を省略する。図８にお
いて中央アンテナ６で受信した信号を測角の為の情報に
使うだけでなく、音声情報としても利用するため分配器
７で２分配し、一方は実施例１で説明した低仰角測角精
度改善のための情報として使い、他方の受信信号を復調
受信機８に接続し、スピーカ９より音声情報を得ること
が出来る。このような補助手段を設けることにより実施
例１の低仰角測角精度改善機能を加えた混信分離可能な
測角装置に音声情報を加味し、測定結果の妥当性やＭＵ
ＳＩＣ処理による偽像を排除することが可能になる。

【０１２０】図９はある周波数で混信分離した方位評価
関数Ｆ（φ，θ）を示している。これは同一周波数で方
位角φ₁ 、φ₂ から到達した電波を分離した状態を示し
ているが、これが２種の実電波かＭＵＳＩＣ処理による
偽像かこの時点では定かではないが、本発明による補助
手段である音声情報を聞くことによりその判断が可能と
なる。具体的には２つの異なる混信した音声が出ていれ
ば方位角φ₁ 、φ₂ はほぼ正しいと判断できるが、１種
の音声の場合あるいは雑音のみ場合はＭＵＳＩＣによる
偽像の可能性もあり再測定などの判断が可能となり、測
定情報の信頼性を高める事ができる。

【０１２１】実施例７ この発明の実施例７を図９、図１０を参照して説明す
る。図１０は本実施例７の全体構成図で、オーディオ分
配器１０、解読器１２以外は実施例６で説明した図８と
同様であり説明を省略する。復調受信機８とスピーカ９
の間を結ぶオーデイォ線路の途中にオーディオ分配器１
０を設置し、その片方の端子にＦＳＫなどの電波を解読
する解読器１２を備えている。

【０１２２】図９は同一周波数で方位角φ₁ 、φ₂ から
到達した電波を分離した状態を示しているが、これが２
種の実電波かＭＵＳＩＣ処理による偽像かこの時点では
定かではないが、本発明による補助手段である音声情報
や解読器情報によりその判断が可能となる。具体的には
複数の異なる電波形式たとえばＡＭ，ＦＳＫ等が混信し
ている場合、音声情報と、解読器情報が同時に出ていれ
ば、上記方位角φ₁ 、φ₂ はＭＵＳＩＣによる偽像では
なく実電波であると考えられるが、音声のみあるいは解
読器情報のみの場合は方位角φ₁ 、φ₂ の内どちらかが
ＭＵＳＩＣによる偽像の疑いがある等、再測定の必要性
等の判断が可能となり、測定情報の信頼性を高める事が
できる。

【０１２３】実施例８ この発明の実施例８を図１１、図１２を用いて説明す
る。図１１は本実施例８の全体構成図で、無指向性アン
テナ１３、ゴニオメータ１４、合成器１５以外は実施例
６で説明した図８と同様であり説明を省略する。

【０１２４】以下図１１を用いて説明するが測角原理は
実施例１と同様であり説明を省略する。図１１において
中央アンテナ６（例えば直交ループアンテナ）で受信し
た信号を測角の為の情報に使うだけでなく、音声情報と
しても利用するため分配器７で２分配し、一方は実施例
１で説明した低仰角測角精度改善のための情報として使
い、他方の受信信号をゴニオメータ１４に接続しいわゆ
るペリニ・トシアンテナを構成する。ゴニオメータの内
の探りコイルの出力端と指向性アンテナ１３で受信した
信号を合成器１５で合成し、すでに知られている単方向
決定カージオイド指向性を得る。その出力を復調受信機
８に接続しスピーカ９より音声情報を得る。この際ゴニ
オメータ１４内の探りコイルは制御信号ｐによりペリニ
・トシアンテナとして動作するよう回転制御できるもの
とする。

【０１２５】上述のアンテナの指向性について図１２を
用いて説明する。電波の到来方向を中央アンテナ６（例
えば直交ループアンテナ）自体を機械的に回転させるこ
となく小さいゴニオメータ内の探りコイルを回転させる
ことにより、８字特性の指向性を方位角φ方向に走査で
きる事を図１２の５０１に示した。

【０１２６】またペリニ・トシアンテナでは１８０度の
不確定性が残ることから前記８字指向性アンテナと別個
に図１２の５０２に示した水平面内無指向性を有するア
ンテナを設けそれぞれのアンテナで受信した信号を合成
することにより図１２の５０３に示した単方向決定カー
ジオイド指向性が得られることは公知の事実であり、例
えば「解説アンテナの基礎」岩井陸路著、東京電機大学
出版局（昭和４５．５．１２版発行）等に記載されてい
る。

【０１２７】以下このような構成をした本発明による測
角装置の効果について図９を引用して説明する。図９は
同一周波数で２波を混信分離した方位評価関数Ｆ（φ，
θ）を示している。これによると同一周波数で方位角φ
₁ 、φ₂ から到達した事を示している。混信分離した方
位φ₁ 、φ₂ の方向から飛来する電波が２種の実電波か
あるいはＭＵＳＩＣ処理により、なんらかの影響により
発生した偽像かこの時点では定かではないが、本発明に
よる単方向決定カージオイド指向性を有するアンテナを
走査し、最大受信感度で音声情報を聞くことによりその
判断が可能となる。

【０１２８】具体的には同一周波数で混信している場合
にも例えば方位φ₁ 、φ₂ に対し順次図１２の５０３に
示したカージオイド指向性を制御信号ｐを制御して片方
の受信感度が零となるようにアンテナの指向性を電子的
に走査させ、一方の電波の音声を聴音する。そうすれ
ば、それぞれの電波を個別にアイソレーションして受信
することが可能となり、受信すれば実電波であるかいな
か即座に判断することができる。このような機能を付加
することにより、低仰角での測角精度を向上させつつ、
同一周波数で混信している電波を個別にアイソレーショ
ンして聞き分ける事が出来る等測定情報の信頼性を高め
ることができる。

【０１２９】実施例９ この発明の実施例９を図１９、図１３を参照して説明す
る。図１３は本実施例９の全体構成図で、信号処理装置
以外は従来例と同様であり説明を省略する。図１３は本
実施例９の信号処理装置４の内部構成を示す図で、２０
１〜２０５は従来例の信号処理装置を示す図２０と同様
であり説明を省略する。１６は受信デジタル信号分配
器、６０１はデジタルダウンコンバータ手段、６０２は
パラレルフィルタバンク手段、６０３は電力位相計算手
段、６０４はゲート手段である。

【０１３０】次に動作について説明するが２０１〜２０
５以外の内容について主に説明する。アンテナ＃１〜＃
Ｍの受信信号ｘ₁ 〜ｘ_M の内の一つのチャンネルの受信
信号をデジタル受信信号をデジタル信号分配器１６を経
由してデジタルダウンコンバータ手段６０１に分配す
る。デジタルダウンコンバータ手段６０１はデジタル領
域での周波数変換装置で図１４に示すようにミキサ６
１，デジタルローカル発信器６２とフィルタ６３から構
成されている。図には記載していないが観測したい中心
周波数と観測周波数帯域幅から使用するデジタルダウン
コンバータの段数が決められる。パラレルフィルタバン
ク手段６０２は図１５に示すように多数のパラレルフィ
ルタバンク６４とメモリバッファ６５により構成されて
いる。

【０１３１】入力信号のスペクトラムはパラレルフィル
タバンク６４によって分解され、Ｂｉｎと呼ばれるハー
ドウエア上の場所に記憶される。バンク内のフィルタ性
能は周波数平坦度、振幅精度、スペクトラム分解能、ダ
イナミックレンジ、感度等が重要であり、また各フィル
タの通過帯域は平坦でスカート特性の鋭いものが使われ
る。バンク内の各フィルタから出力された複素数データ
は連続的に前記メモリバッファ６５に記憶される。この
スペクトラムフレームの情報はデータ獲得後に周波数成
分の時間的変化を詳細に解析できることに加えて、アプ
リケーションプログラムを用いてメモリバッファの内容
を直接アクセスすることにより、コード化された信号
（ＦＳＫ，ＰＳＫ等）の解析も可能となる。

【０１３２】電力、位相計算手段６０３ではフィルタバ
ンクから出力された各スペクトラムフレームの実数成分
（Ｉ）と虚数成分（Ｑ）を電力成分と位相成分に変換す
る。この際、電力成分は（Ｉ² ＋Ｑ² ）^1/2 の演算によ
り、位相はｔａｎ^-1（Ｑ／Ｉ）で求めることができる。
前記周波数Ｂｉｎ毎にリミットが設定できるものとし、
ある周波数Ｂｉｎの値がリミットを越えた時トリガ信号
を出力することが出来る。

【０１３３】図１６は横軸がＢｉｎ番号、縦軸が電力の
グラフであり、各Ｂｉｎ対応の電力のヒストグラムを示
している。破線は前記Ｂｉｎ毎に設定したリミットであ
る。今着目するＢｉｎ番号を４〜８番とすると、その領
域ではリミットを越えているのでトリガ信号が出力され
る。一方、方位評価関数Ｆ（φ，θ）算出手段２０５に
よりＦ（φ，θ）を求め、ピーク検出手段２０５により
Ｆ（φ，θ）のピークを捜査し、このピークに対応する
角度を到来波の到来角度として出力する。

【０１３４】図１３においてゲートの入力信号の一方に
はピーク検出手段２０５の出力信号を、片方には前記電
力位相計算手段６０３の出力信号の一つであるトリガ信
号を入力信号とする構成とし、前記トリガ信号が有信号
のときゲート６０４が開状態となり、到来角度情報が表
示器５に出力されるようになる。

【０１３５】その結果、ゲート６０４は方位評価関数を
演算するとき生じる可能性のある偽像に無関係に前記ト
リガ信号が有信号の時、即ち実電波が存在するときのみ
ゲート６０４を開放することになるので、偽像による誤
表示を防ぐことができる。

【０１３６】また、方位評価関数の出力として混信した
２波の一方が偽像の場合、片方は実電波が存在するので
ゲート６０４が開放され表示装置には２波の方位が表示
されるが、前述した如くメモリバッファ６５の内容をア
プリケーションプログラムを用いて直接アクセスできる
ので、コード化された信号（ＦＳＫ，ＰＳＫ）の波形解
析もが可能となり、混信の有無の確認ができ、前記測角
情報の信頼性を高めることができる。

【０１３７】実施例１０ この発明の実施例１０を図１７、図１８を参照して説明
する。図１７は本実施例１０の全体構成図で、復調受信
機８、スピーカ９、アナログデジタル変換器３、無指向
性アンテナ１３以外は従来例の図１９と同様であり説明
を省略する。以下動作について説明する。無指向性アン
テナ１３で受信した信号は復調受信機８で受信され、一
方はスピーカ９、他方はアナログデジタル変換器３を介
してｙ信号として信号処理装置４に取り込まれる。図１
８は本実施例１０の信号処理装置４の内部構成を示す図
であり、ｙ信号が直接デジタルコンバータ手段６０１に
取り込む以外は実施例９の図１３に示した信号処理装置
の内部構成と同様であり説明を省略する。

【０１３８】このような構成とする事により実施例９で
述べた方位評価関数を演算するとき生じる可能性のある
偽像に無関係に前記トリガ信号が有信号の時、即ち実電
波が存在するときのみゲート６０４を開放することにな
るので、実電波が存在しない場合の偽像による誤表示を
防ぎかつ音声による確認も行う事ができる。

【０１３９】また、方位評価関数の出力として混信した
２波の一方が偽像の場合、片方は実電波が存在するので
ゲート６０４が開放され表示装置には２波の方位が表示
されるが、音声は単一音声となるのでその確認ができる
一方、前述した如くメモリバッファ６５の内容をアプリ
ケーションプログラムを用いて直接アクセスできるの
で、コード化された信号（ＦＳＫ，ＰＳＫ）の波形解析
もが可能となり、混信の有無の確認が音声と波形解析の
両方から確認でき、前記測角情報の信頼性を高めること
ができる。

【０１４０】この説明では復調受信器に接続するアンテ
ナを無指向性の場合について説明したが例えば回転型ロ
グペリアンテナのような指向性アンテナ等を用いること
により、混信した電波を個別にアイソレーションして聴
音および波形解析ができ、測角情報の信頼性を向上させ
ることが出来る。

【０１４１】

【発明の効果】この発明による測角装置では、リング状
のアレーアンテナを構成するＭ個の地上高ｈの受信アン
テナとリング状アレーアンテナの中心位置あるいはその
近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ＋１）個の受信機
と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル変換器とＭＵＳＩ
Ｃアルゴリズムに基ずく信号処理装置と角度表示装置を
備え前記受信アンテナの高さと中央アンテナの高さの関
係をＨ＞ｈとすることにより低仰角に対する単位角度あ
たりの位相感度を高め、仰角測角精度を向上させる事が
出来る。又付随効果としてチャンネル数が従来の測角装
置に比べ１チャンネル増えることにより方位評価関数Ｆ
（φ，θ）のスプリアスを抑圧して、より正確に到来波
の入射角度を推定することが出来る。

【０１４２】また、この発明による測角装置では、リン
グ状のアレーアンテナを構成するＭ個の地上高ｈの受信
アンテナとリング状アレーアンテナの中心位置あるいは
その近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ＋１）個の受
信機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル変換器とＭＵ
ＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置と角度表示装
置を備え前記受信アンテナの高さと直径と中央アンテナ
の高さとの関係を０．３＜（Ｈ−ｈ）／Ｄ＜０．１とす
ることにより、中央アンテナの受信アンテナへの相互干
渉による影響が無視でき、かつ低仰角に対する単位角度
あたりの位相感度を高め、仰角測角精度を向上させるこ
とが出来る。

【０１４３】この発明による測角装置では、リング状の
アレーアンテナを構成するＭ個の地上高ｈの受信アンテ
ナとリング状アレーアンテナの中心位置あるいはその近
傍に地上高Ｈ（＞ｈ）のアンテナと（Ｍ＋１）個の受信
機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル変換器とＭＵＳ
ＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置と角度表示装置
を備え、前記中央アンテナに使用する素子アンテナを受
信アンテナのそれと同一種類とすることにより方位評価
関数Ｆ_C （φ，θ）を演算するに要する演算量を削減で
き、処理時間の短縮を図ることが出来る。

【０１４４】またこの発明による測角装置ではリング状
のアレーアンテナを構成するＭ個の地上高ｈの受信アン
テナとリング状アレーアンテナの中心位置あるいはその
近傍に地上高Ｈ＞ｈの中央アンテナと（Ｍ＋１）個の受
信機とこの受波器出力である（Ｍ＋１）個の受信信号の
中で（１〜Ｍ）と（１〜Ｍ＋１）それぞれの受信信号の
相関行列を算出する相関行列算出手段と上記相関行列算
出手段の出力行列の固有値と固有ベクトルを求め、最小
ないし最小に近い固有値に対応する固有ベクトルを抽出
する固有値および固有ベクトル算出手段と上記相関行列
算出手段のｍ番目入力に対応する受波器の角度（φ，
θ）方向に対する位相遅れや指向特性をｍ番目の要素と
するベクトルをａ_j （φ，θ）として、（φ，θ）毎に
上記固有値および固有ベクトル算出手段が抽出した固有
ベクトルと上記ａ_j （φ，θ）の内積を求めこの内積の
逆数を方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）として出力する方位
評価関数算出手段とを備え、それぞれ独立に方位評価関
数Ｆ_j （φ，θ）を求めると共に、両者を照合する照合
手段と照合したのちピークの一致あるいは近接する角度
（φ，θ）を捜索し、このピークに対応する角度を到来
波の到来角度とするピーク検出手段により、ＭＵＳＩＣ
処理による偽像を排除し、かつより正確に到来波の入射
角度を推定することが出来る。

【０１４５】この発明による測角装置ではリング状のア
レーアンテナを構成するＭ個の地上高ｈの受信アンテナ
とリング状アレーアンテナの中心位置あるいはその近傍
に地上高Ｈ＞ｈの中央アンテナと（Ｍ＋１）個の受信機
とこの受波器出力である（Ｍ＋１）個の受信信号の中で
（１〜Ｍ）と（１〜Ｍ＋１）それぞれの受信信号の相関
行列を算出する相関行列算出手段と上記相関行列算出手
段の出力行列の固有値と固有ベクトルを求め、最小ない
し最小に近い固有値に対応する固有ベクトルを抽出する
固有値および固有ベクトル算出手段と上記相関行列算出
手段のｍ番目入力に対応する受波器の角度（φ，θ）方
向に対する位相遅れや指向特性をｍ番目の要素とするベ
クトルをａ_j （φ，θ）として、（φ，θ）毎に上記固
有値および固有ベクトル算出手段が抽出した固有ベクト
ルと上記ａ_j （φ，θ）の内積を求めこの内積の逆数を
方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）として出力する方位評価関
数算出手段とを備え、仰角を分担してそれぞれ独立に方
位評価関数Ｆ_j （φ，θ）を求めると共に、仰角に対応
して両者の良いとこ取りする選択器を設け、それぞれに
対応した方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）のピークに対応す
る角度を到来波の到来角度とするピーク検出手段によ
り、正確に到来波の入射角度を推定することが出来ると
ともに方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）の演算量とピーク検
出手段の演算量を削減できる。

【０１４６】また、この発明による測角装置では直径Ｄ
ｍφのリング状のアレーアンテナを構成するＭ個の地上
高ｈの受信アンテナとリング状アレーアンテナの中心位
置あるいはその近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ＋
１）個の受信機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル変
換器とＭＵＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置と
角度表示装置を備えた測角装置において前記他のアンテ
ナの受信信号を２分配し一方は上述の信号とし、低仰角
での測角精度を向上させつつ、他方の受信信号をモニタ
受信機に接続し音声による混信状況を聴音しながらＭＵ
ＳＩＣ処理による混信分離した方位（φ，θ）を推定す
ることが出来る。従って方位評価関数Ｆ（φ，θ）を算
出する際発生する恐れのある偽像等の場合は音声が出な
いので実電波か偽像かの判断が音により確認することが
可能となり、再測定の必要性などの判断ができ、総合的
な取得情報の信頼性が向上する。

【０１４７】この発明による測角装置では直径Ｄｍφの
リング状のアレーアンテナを構成するＭ個の地上高ｈの
受信アンテナとリング状アレーアンテナの中心位置ある
いはその近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ＋１）個
の受信機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル変換器と
ＭＵＳＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置と角度表
示装置を備えた測角装置において前記他のアンテナの受
信信号を２分配し一方は上述の信号とし、低仰角での測
角精度を向上させつつ、他方の受信信号を復調受信機に
接続し、復調受信機とスピーカの間を結ぶオーディオ線
路の途中にオーディオ分配器を設置し、その一方にはス
ピーカを片方にはＦＳＫ等の電波を解読する解読器を備
えているのでＭＵＳＩＣ処理により同一周波数で方位角
φ₁ 、φ₂ から到達する混信電波を分離測定した場合、
これが２種の実電波かＭＵＳＩＣ処理による偽像かこの
時点では定かではないが、本発明による補助手段である
音声情報や解読器情報によりその判断が可能となる。具
体的には複数の異なる電波形式たとえばＡＭ，ＦＳＫ等
が混信している場合、音声情報と、解読器情報が同時に
出ていれば、上記方位角φ₁ 、φ₂ はＭＵＳＩＣによる
偽像ではなく実電波であると考えられるが、音声のみあ
るいは解読器情報のみの場合は方位角φ₁ 、φ₂ の内ど
ちらかがＭＵＳＩＣ処理による偽像の疑いがある等、再
測定の必要性等の判断が可能となり、測定情報の信頼性
を高める事ができる。

【０１４８】また、この発明による測角装置ではリング
状のアレーアンテナを構成するＭ個の地上高ｈの受信ア
ンテナとリング状アレーアンテナの中心位置あるいはそ
の近傍に地上高Ｈの中央アンテナと（Ｍ＋１）個の受信
機と（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル変換器とＭＵＳ
ＩＣアルゴリズムに基ずく信号処理装置と角度表示装置
を備えた測角装置において前記他のアンテナの受信信号
を２分配し一方は上述の信号とし、低仰角での測角精度
を向上させつつ、他方の受信信号を指向性合成し電子的
に走査できるカージオイド指向性を持たせ、その受信信
号を復調受信機に接続することにより、ＭＵＳＩＣ処理
により同一周波数で方位角φ₁ 、φ₂ から到達する混信
電波を分離測定した場合、これが２種の実電波かＭＵＳ
ＩＣ処理による偽像かこの時点では定かではないが、本
発明による補助手段である指向性を持ったアンテナで受
信した復調受信機の音声情報によりその判断が可能とな
る。すなわち、前記２方位から電波が到来している場
合、片方の方位の電波に対し、受信感度が零になるよう
に前記カージオイド指向性をむけ、一方の電波の音声を
聴音する。それを繰り返せばそれぞれの方位の電波をア
イソレーションして受信することが可能となり、受信す
れば実電波であるかいなか即座に判断することが出来
る。このような機能を付加する事により、低仰角での測
角精度を向上させつつ、測定情報の信頼性を高めること
ができるとともに、同一周波数で混信している電波を個
別にアイソレーションして聞き分ける事ができ、測定情
報の信頼性を高めることが出来る。

【０１４９】この発明による測角装置はＭ個の受波器と
Ｍチャンネルの受信信号の相関行列を算出する相関行列
手段と上記相関行列算出手段の出力行列の固有値と固有
ベクトルを求め最小ないし最小に近い固有値に対応する
固有ベクトルを抽出する固有値および固有ベクトル算出
手段と上記相関行列算出手段のｍ番目入力に対応する受
波器の角度（φ，θ）方向に対する位相遅れや指向特性
をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j （φ，θ）とし
て、（φ，θ）毎に上記固有値および固有ベクトル算出
手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ_j （φ，θ）の内
積を求めこの内積の逆数を方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）
として出力する方位評価関数算出手段と上記方位評価関
数のピークを捜索しこのピークに対応する角度を到来波
の到来角度として出力するピーク検出手段を備え、一方
前記Ｍチャンネルの受波信号のうち任意の１チャンネル
の信号を分配するデジタル信号分配器とデジタルダウン
コンバータ手段とパラレルフィルタバンク手段と電力位
相計算手段を備え、前記ピーク検出手段の出力信号と上
記電力位相計算手段の出力信号の両信号を入力信号とす
るゲート手段を有しているため、方位評価関数を演算す
るとき生じる可能性のある偽像に無関係に、実電波が存
在するときのみ電力位相計算手段から出力するトリガ信
号によりゲート手段の開閉ができ偽像による誤検出を防
止できる。また、方位評価関数の出力として混信した２
波の一方が偽像の場合、片方は実電波が存在するのでゲ
ート６０４が開放され表示装置には２波の方位が表示さ
れるが、音声は単一音声となるのでその確認ができる一
方、前述した如くメモリバッファ６５の内容をアプリケ
ーションプログラムを用いて直接アクセスできるので、
コード化された信号（ＦＳＫ，ＰＳＫ）の波形解析もが
可能となり、混信の有無の確認が音声と波形解析の両方
から確認でき、前記測角情報の信頼性を高めることがで
きる。また、復調受信器に接続するアンテナを例えば回
転型ログペリアンテナのような指向性アンテナ等を用い
ることにより、混信した電波を個別にアイソレーション
して聴音および波形解析ができ、測角情報の信頼性を向
上させることが出来る。

【０１５０】また、この発明による測角装置はＭ個のア
レーアンテナとＭ個の受信機とＭ個のアナログ・デジタ
ル変換器とＭチャンネルの受信信号の相関行列を算出す
る相関行列手段と上記相関行列算出手段の出力行列の固
有値と固有ベクトルを求め最小ないし最小に近い固有値
に対応する固有ベクトルを抽出する固有値および固有ベ
クトル算出手段と上記相関行列算出手段のｍ番目入力に
対応する受波器の角度（φ，θ）方向に対する位相遅れ
や指向特性をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j （φ，
θ）として、（φ，θ）毎に上記固有値および固有ベク
トル算出手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ_j （φ，
θ）の内積を求めこの内積の逆数を方位評価関数Ｆ
_j （φ，θ）として出力する方位評価関数算出手段と上
記方位評価関数のピークを捜索しこのピークに対応する
角度を到来波の到来角度として出力するピーク検出手段
を備え、一方前記Ｍ個のアレーアンテナとＭ個の受信機
とは別のアンテナと復調受信機とアナログデジタル変換
器とデジタルダウンコンバータ手段とパラレルフィルタ
バンク手段と電力位相計算手段を備え前記ピーク検出手
段の出力信号と上記電力位相計算手段の出力信号の両信
号を入力信号とするゲート手段を有しているため、方位
評価関数を演算するとき生じる可能性のある偽像に無関
係に、実電波が存在するときのみ電力位相計算手段から
出力するトリガ信号によりゲート手段の開閉ができ偽像
による誤検出を防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による測角装置の第１、第２、第３の
実施例を示す図である。

【図２】図１の信号処理装置の内部構成図を示す図であ
る。

【図３】この発明による測角装置の仰角測角精度の原理
を説明するための図である。

【図４】この発明による測角装置の仰角精度の改善効果
を説明するための図である。

【図５】この発明による測角装置の第４の実施例を示す
図である。

【図６】図５の方位評価関数算出手段と角度照合手段の
動作を説明する図である。

【図７】この発明による測角装置の第５の実施例を示す
図である。

【図８】この発明による測角装置の第６の実施例を示す
図である。

【図９】図２の方位評価関数算出手段の動作を説明する
図である。

【図１０】この発明による測角装置の第７の実施例を示
す図である。

【図１１】この発明による測角装置の第８の実施例を示
す図である。

【図１２】既に公知の単方向決定カージオイド指向性の
動作を説明する図である。

【図１３】この発明による測角装置の第９の実施例を示
す図である。

【図１４】デジタルダウンコンバータ手段の構成を説明
する図である。

【図１５】パラレル・フィルタバンク手段の原理を説明
する図である。

【図１６】Ｂｉｎ対応の測定電力とリミットを説明する
図である。

【図１７】この発明による測角装置の第１０の実施例の
全体構成を示す図である。

【図１８】第１０の実施例の信号処理装置の構成を示す
図である。

【図１９】従来の測角装置の基本構成図である。

【図２０】図１９の測角装置の従来の信号処理装置の内
部構成図である。

【図２１】従来の測角装置の方位測角精度を説明する図
である。

【図２２】従来の測角装置の仰角測角精度を説明する図
である。

【図２３】仰角測角精度の劣化の度合いを説明するグラ
フである。

【図２４】方位評価関数を算出する際発生する可能性が
ある偽像を説明する為の図である。

【符号の説明】

１ 受信アンテナ ２ 受信機 ３ アナログ・デジタル変換器 ４ 信号処理装置 ５ 表示装置 ６ 中央アンテナ ７ 分配器 ８ 復調受信機 ９ スピーカ １０ オーディオ分配器 １１₁ 〜１１_m 素子アンテナ １２ 解読器 １３ 無指向性アンテナ １４ ゴニオメータ １５ 合成器 １６ デジタル信号分配器 ６１ ミキサ ６２ デジタルローカル発信器 ６３ フィルタ ６４ パラレルフィルタバンク ６５ メモリバッファ ２０１ バッファメモリ ２０２ 相関行列Ｒ計算手段 ２０３ Ｒの固有値／固有ベクトル算出手段 ２０４ 方位評価関数Ｆ（θ）算出手段 ２０５ ピーク検出手段 ４０１ バッファメモリ ４０２ 相関行列Ｒ計算手段 ４０３ Ｒの固有値／固有ベクトル算出手段 ４０４ 方位評価関数Ｆ（θ）算出手段 ４０５ ピーク検出手段 ４０６ 角度照合手段 ５０１ アンテナの８字指向性パターン ５０２ アンテナの無指向性パターン ５０３ アンテナの単方向決定カージオイド指向性パタ
ーン ６０１ デジタルダウンコンバータ手段 ６０２ パラレルフィルタバンク手段 ６０３ 電力位相計算手段 ６０４ ゲート手段

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 リング状のアレーアンテナを構成するＭ
   （Ｍは２以上の整数）個の地上高ｈの受信アンテナと、
   前記リング状アレーアンテナの中心位置あるいはその近
   傍に地上高Ｈの中央アンテナと、前記各アンテナからの
   信号を受信する（Ｍ＋１）個の受信機と、そのアナログ
   出力信号をデジタル信号に変換する（Ｍ＋１）個のアナ
   ログ／デジタル変換器と、そのデジタル信号を用いてＭ
   ＵＳＩＣアルゴリズムに基ずいて電波の到来角を推定す
   る信号処理装置と前記推定値を表示する角度表示装置と
   を備えた測角装置において、前記受信アンテナの高さと
   中央アンテナの高さの関係をＨ＞ｈとしたことを特徴と
   する測角装置。
2. 【請求項２】 リング状のアレーアンテナを構成するＭ
   個の地上高ｈの受信アンテナと、前記リング状アレーア
   ンテナの中心位置あるいはその近傍に地上高Ｈの中央ア
   ンテナと、前記各アンテナからの信号を受信する（Ｍ＋
   １）個の受信機と、そのアナログ出力信号をデジタル信
   号に変換する（Ｍ＋１）個のアナログ／デジタル変換器
   と、そのデジタル信号を用いてＭＵＳＩＣアルゴリズム
   に基ずいて電波の到来角を推定する信号処理装置と、前
   記推定値を表示する角度表示装置とを備えた測角装置に
   おいて、前記受信アンテナの高さと中央アンテナの高さ
   と前記受信アンテナ直径との関係を０．０３＜（Ｈ−
   ｈ）／Ｄ＜０．１に選定したことを特徴とする測角装
   置。
3. 【請求項３】 リング状アレーアンテナを構成するＭ個
   の地上高ｈの受信アンテナとリングの中心位置あるいは
   その近傍に配置する地上高Ｈの中央アンテナを同一種類
   としたことを特徴とする請求項１記載の測角装置。
4. 【請求項４】 リング状のアレーアンテナを構成するＭ
   （Ｍは２以上の整数）個の地上高ｈの受信アンテナと、
   前記リング状アレーアンテナの中心位置あるいはその近
   傍に地上高Ｈ＞ｈの中央アンテナと、前記各アンテナか
   らの信号を受信し、その出力信号をデジタル信号に変換
   する（Ｍ＋１）個の受信機と、アナログ／デジタル変換
   器とこの出力信号である（Ｍ＋１）個の受信信号の中で
   （１〜Ｍ）と（１〜Ｍ＋１）それぞれの受信信号の相関
   行列を算出する相関行列算出手段と、上記相関行列算出
   手段の出力行列の固有値と固有ベクトルを求め、最小な
   いし最小に近い固有値に対応する固有ベクトルを抽出す
   る固有値および固有ベクトル算出手段と、上記相関行列
   算出手段のｍ番目入力に対応する受波器の角度（φ，
   θ）方向に対する位相遅れや指向特性をｍ番目の要素と
   するベクトルをａ_j（φ，θ）として、（φ，θ）毎に
   上記固有値および固有ベクトル算出手段が抽出した固有
   ベクトルと上記ａ_j （φ，θ）の内積を求めこの内積の
   逆数を方位評価関数Ｆ_j （φ，θ）として出力する方位
   評価関数算出手段と、それぞれ独立に方位評価関数Ｆ_j
   （φ，θ）を求めると共に、両者を照合する照合手段
   と、照合したのちピークの一致する角度（φ，θ）を捜
   索し、このピークに対応する角度を到来波の到来角度と
   して出力するピーク検出手段とを備える事を特徴とする
   測角装置。
5. 【請求項５】 リング状のアレーアンテナを構成するＭ
   個の地上高ｈの受信アンテナと、前記リング状アレーア
   ンテナの中心位置あるいはその近傍に地上高Ｈ＞ｈの中
   央アンテナと、前記各アンテナからの信号を受信し、そ
   の出力信号をデジタル信号に変換する（Ｍ＋１）個の受
   信機と、アナログ／デジタル変換器とこの出力信号であ
   る（Ｍ＋１）個の受信信号の中で（１〜Ｍ）と（１〜Ｍ
   ＋１）それぞれの受信信号の相関行列を算出する相関行
   列算出手段と上記相関行列算出手段の出力行列の固有値
   と固有ベクトルを求め、最小ないし最小に近い固有値に
   対応する固有ベクトルを抽出する固有値および固有ベク
   トル算出手段と上記相関行列算出手段のｍ番目入力に対
   応する受波器の角度（φ，θ）方向に対する位相遅れや
   指向特性をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j （φ，
   θ）として、（φ，θ）毎に上記固有値および固有ベク
   トル算出手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ_j （φ，
   θ）の内積を求め、この内積の逆数をそれぞれの方位評
   価関数Ｆ_j （φ，θ）として出力する方位評価関数算出
   手段と、それぞれの方位評価関数Ｆ_j（φ，θ）を仰角
   範囲により取捨選択する為の選択器と、それぞれのＦ_j
   （φ，θ）のピークに対応する角度を到来波の到来角度
   として出力するピーク検出手段を備える事を特徴とする
   測角装置。
6. 【請求項６】 前記中央アンテナの受信信号を２分配し
   一方は上述の信号とし、他方の受信信号を復調受信機と
   スピーカに接続し混信分離測定情報を音声で確認するこ
   とができるようにした事を特徴とする請求項１記載の測
   角装置。
7. 【請求項７】 前記中央アンテナの受信信号を２分配し
   一方は上述の信号とし、他方の受信信号を復調受信機に
   接続し復調受信機とスピーカの間を結ぶオーディオ線路
   の途中にオーディオ分配器を設置し、その片方の端子に
   ＦＳＫなどの電波を解読する解読器を備え異種の電波形
   式の混信状況確認用手段を備えたことを特徴とする請求
   項１記載の測角装置。
8. 【請求項８】 リング状のアレーアンテナを構成するＭ
   （Ｍは２以上の整数）個の地上高ｈの受信アンテナと、
   前記リング状アレーアンテナの中心位置あるいはその近
   傍に地上高Ｈの中央アンテナと、前記各アンテナからの
   信号を受信する（Ｍ＋１）個の受信機と、その出力信号
   をデジタル信号に変換する（Ｍ＋１）個のアナログ／デ
   ジタル変換器と、そのデジタル信号を用いてＭＵＳＩＣ
   アルゴリズムに基ずいて電波の到来角を推定する信号処
   理装置と、前記推定値を表示する角度表示装置とを備え
   た測角装置において、前記中央アンテナの受信信号を２
   分配し一方は上述の信号とし、他方の受信信号をゴニオ
   メータに接続しいわゆるペリニ・トシアンテナを構成
   し、ゴニオメータの内の探りコイルの出力信号と別個に
   設けた無指向性アンテナで受信した信号を合成器で合成
   し、単方向決定カージオイド指向性を得て、その出力信
   号を復調受信機８に接続しスピーカ９より音声情報を得
   る様に構成した測角装置。
9. 【請求項９】 Ｍ（Ｍは２以上の整数）個の受波器と、
   Ｍチャンネルの受信信号の相関行列を算出する相関行列
   手段と、上記相関行列算出手段の出力行列の固有値と固
   有ベクトルを求め最小ないし最小に近い固有値に対応す
   る固有ベクトルを抽出する固有値および固有ベクトル算
   出手段と、上記相関行列算出手段のｍ番目入力に対応す
   る受波器の角度（φ，θ）方向に対する位相遅れや指向
   特性をｍ番目の要素とするベクトルをａ_j （φ，θ）と
   して、（φ，θ）毎に上記固有値および固有ベクトル算
   出手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ_j （φ，θ）の
   内積を求めこの内積の逆数を方位評価関数Ｆ_j （φ，
   θ）として出力する方位評価関数算出手段と、上記方位
   評価関数のピークを捜索しこのピークに対応する角度を
   到来波の到来角度として出力するピーク検出手段と、前
   記Ｍチャンネルの受波信号のうち任意の１チャンネルの
   信号を分配するデジタル信号分配器と、その信号を周波
   数変換するデジタルダウンコンバータ手段とその出力信
   号を周波数分析するパラレルフィルタバンク手段と電力
   位相計算手段と、前記ピーク検出手段の出力信号と上記
   電力位相計算手段の出力信号の両信号を入力信号とする
   ゲート手段を備える事を特徴とする測角装置。
10. 【請求項１０】 Ｍ個のアレーアンテナと、前記各アン
    テナからの信号を受信するＭ個の受信機と、その出力信
    号をデジタル信号に変換するＭ個のアナログ・デジタル
    変換器と、Ｍチャンネルの受信信号の相関行列を算出す
    る相関行列手段と、上記相関行列算出手段の出力行列の
    固有値と固有ベクトルを求め最小ないし最小に近い固有
    値に対応する固有ベクトルを抽出する固有値および固有
    ベクトル算出手段と、上記相関行列算出手段のｍ番目入
    力に対応する受波器の角度（φ，θ）方向に対する位相
    遅れや指向特性をｍ番目の要素とするベクトルをａ
    _j （φ，θ）として、（φ，θ）毎に上記固有値および
    固有ベクトル算出手段が抽出した固有ベクトルと上記ａ
    _j （φ，θ）の内積を求めこの内積の逆数を方位評価関
    数Ｆ_j （φ，θ）として出力する方位評価関数算出手段
    と上記方位評価関数のピークを捜索しこのピークに対応
    する角度を到来波の到来角度として出力するピーク検出
    手段と、前記Ｍ個のアレーアンテナとＭ個の受信機とは
    別のアンテナと前記別のアンテナからの信号を復調する
    復調受信機と復調受信機の中間周波数出力信号をデジタ
    ル変換するアナログデジタル変換器とその出力信号を周
    波数変換するデジタルダウンコンバータ手段と、その出
    力信号を周波数分析するパラレルフィルタバンク手段と
    各ＢＩＮ内の電力や位相を計算する電力位相計算手段
    と、前記ピーク検出手段の出力信号と上記電力位相計算
    手段の出力信号の両信号を入力信号とするゲート手段を
    備える請求項９記載の測角装置。