JPH08274664A

JPH08274664A - 歪補償回路

Info

Publication number: JPH08274664A
Application number: JP8016849A
Authority: JP
Inventors: Shiyuuta Ueno; 衆太上野; Kazuji Watanabe; 和二渡辺
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1995-02-02
Filing date: 1996-02-01
Publication date: 1996-10-18
Anticipated expiration: 2016-02-01
Also published as: JP3239926B2

Abstract

(57)【要約】【課題】通信伝送路における非線形歪について高精度
に歪補償制御を行う。【解決手段】受信信号を二系統に分割し、二系統の内
の第一の信号を送信側で生じる歪と同等の特性の歪発生
器に通し、第二の信号の位相と振幅を制御して、両者の
信号を加算することにより主信号を抑圧して歪成分のみ
を抽出する。このときの制御は主信号の相関検出により
行われる。次に、この抽出した歪成分の位相と振幅を制
御して、第二の信号に加算することにより第二の信号に
含まれる歪成分を除去する。このときの制御は抽出した
歪成分と加算後の信号に含まれる誤差成分との間の相関
検出によって行われる。【効果】これにより、送信側で生じた歪の補償を受信
側で行い送信装置を小型化することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は通信伝送路における
非線形歪補償に利用する。本発明は光通信に利用するに
適する。本発明は移動通信方式に利用するに適する。

【０００２】

【従来の技術】従来から知られている非線形歪を補償す
る技術としてプリディストーション法がある。この従来
例を図１６を参照して説明する。図１６は従来例装置の
ブロック構成図である。図１６は、無線ゾーンＺ内に配
置した無線基地局３が移動端末１、２からの無線信号を
受信し、一括して光信号に変換して光ファイバ伝送路６
で集中基地局７へ伝送するアクセス方式において、無線
基地局３の電気光変換器５で発生する非線形歪をプリデ
ィストーション法を適用して補償する構成を示してい
る。

【０００３】図１６において、無線基地局３のアンテナ
４で受信した移動端末１、２の無線信号は、周波数変換
器ＦＣにより中間周波数信号に変換されて電気光変換器
５に入力され、光ファイバ伝送路６を通じて集中基地局
７に伝送される。このとき無線基地局３の電気光変換器
５で非線形歪が発生する。

【０００４】入力信号は電気光変換器５に入力する前に
分配器７４により二分岐される。その一方の信号は疑似
歪発生回路７５に入力され歪を加えられた後に、可変移
相器７６と可変減衰器７７によりこの歪の位相と振幅が
電気光変換器５で発生する歪成分と等振幅かつ逆位相に
調整される。分配器７４のもう一方の出力信号は、遅延
素子７８により遅延調整される。両方の信号が加算器７
９により合成されて電気光変換器５に入力されることに
より、電気光変換器５の出力において歪が相殺される。

【０００５】電気光変換器５の出力信号は光ファイバ伝
送路６を通じて集中基地局７に伝送され、光電気変換器
８により電気信号に変換される。光電気変換器８の出力
は分岐フィルタ８２により対応する位相復調回路１００
₁、１００₂に入力される。なお、上述したプリディス
トーション法の詳細については、例えば、野島、岡本、
“マイクロ波ＳＳＢ−ＡＭ方式用プリディストーション
非線形歪補償回路”電子情報通信学会論文誌(B).vol.j6
7-B.no.1 pp.78-85(昭59-1) を参照されたい。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】このような従来例で示
したプリディストーション法において歪補償能力を拡大
するには、疑似歪発生回路７５の出力信号の位相と振幅
とを自動的に制御しなければならない。しかし、これま
での制御方法は、摂動法によって行われており精度が低
い。

【０００７】また、プリディストーション法では送信側
で非線形歪補償を行うため、複数の無線キャリアからな
る広帯域信号に対して歪補償を行う場合には、複数のプ
リディストーションの回路が必要となり、送信側の無線
基地局の回路規模がさらに大きくなるという問題があっ
た。

【０００８】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、高精度に歪補償制御を行うことができる歪補償
回路を提供することを目的とする。本発明は、複数の無
線キャリアからなる広帯域信号の歪補償制御を行うこと
ができる受信装置を提供することを目的とする。本発明
は、送信側で生じた歪の補償を受信側で行い送信装置を
小型化することができる集中基地局装置を提供すること
を目的とする。本発明は、送信側で生じた複数の無線キ
ャリアからなる広帯域信号の歪補償制御を高精度に受信
側で行うとともに送信装置を小型化することができる無
線通信方式を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の第一の観点は歪
補償回路であって、その特徴とするところは、ディジタ
ル多重直交位相変調され奇数次歪を含む中間周波数信号
を入力としこの中間周波数信号が通過し前記奇数次歪の
発生原因と等価に設定された疑似歪発生回路（１１）
と、この中間周波数信号が通過する第一の位相および振
幅可変回路（１２）と、この第一の位相および振幅可変
回路の出力と前記疑似歪発生回路（１１）の出力とを実
質的に減算する第一の加算回路（１９）と、この第一の
加算回路の出力が通過する第二の位相および振幅可変回
路（１３）と、この第二の位相および振幅可変回路の出
力と前記中間周波数信号とを前記奇数次歪が打ち消され
るように加算する第二の加算回路（１４）と、この第二
の加算回路の出力から誤差成分を抽出する誤差検出回路
（４００）とを備え、前記中間周波数信号と前記第一の
加算回路（１９）の出力との相関を演算しその相関が最
小になるように前記第一の位相および振幅可変回路（１
２）の位相推移量および振幅を制御する第一の相関検出
回路（５２）と、前記第一の加算回路（１９）の出力と
前記誤差検出回路から出力される誤差成分との相関を演
算しその相関が最小になるように前記第二の位相および
振幅可変回路（１３）の位相推移量および振幅を制御す
る第二の相関検出回路（５３）とを備えたところにあ
る。これにより、入力された信号に最適な歪補償特性を
得ることができる。前記第二の加算回路の出力が供給
される第一の位相復調回路（１００）と、前記中間周波
数信号が供給される第二の位相復調回路（１０１）と、
前記第一の加算回路（１９）の出力が供給される第三の
位相復調回路（１０５）とを備え、前記第一の相関検出
回路は、この第三の位相復調回路（１０５）の出力と前
記第二の位相復調回路（１０１）の出力との相関を演算
しその相関が最小になるように前記第一の位相および振
幅可変回路（１２）の位相推移量を制御する手段を含
み、前記第二の相関検出回路は、前記第三の位相復調回
路（１０５）の出力と前記第一の位相復調回路（１０
０）の出力との相関を演算しその相関が最小になるよう
に前記第二の位相および振幅可変回路（１３）の位相推
移量を制御する手段を含む構成とすることが望ましい。

【００１０】前記第一およびまたは前記第二の位相およ
び振幅可変回路はトランスバーサルフィルタを含む構成
とすることもできる。これにより、信号の特性変化を補
償し、さらに最適な歪補償特性を得ることができる。

【００１１】また、入力端に中間周波数信号が供給され
出力端に前記第一の位相および振幅可変回路および前記
第二の加算回路が接続された第一の位相復調回路を備
え、前記疑似歪発生回路と前記第一の加算回路との間に
第二の位相復調回路が介挿された構成としてもよい。こ
の場合にも、前記第一およびまたは前記第二の位相およ
び振幅可変回路はトランスバーサルフィルタを含む構成
とすることもできる。

【００１２】本発明の第二の観点は受信装置であって、
その特徴とするところは、ディジタル多重直交位相変調
された信号が多数の搬送波について周波数多重された中
間周波数信号を入力として、この搬送波毎のディジタル
多重直交位相変調された中間周波数信号に分岐する分岐
フィルタ（８２）を備え、前記歪補償回路がそれぞれの
搬送波毎に設けられたところにある。これにより、搬送
波毎に最適な歪補償特性を得ることができる。

【００１３】さらに、前記歪補償回路に疑似歪を分配す
る疑似歪発生回路がそれぞれの搬送波毎に設けられたこ
の歪補償回路について共通に設けられた構成とすること
もできる。これにより、各歪補償回路毎に疑似歪発生回
路を設ける必要がなくなり、回路構成を簡単化すること
ができる。

【００１４】本発明の第三の観点は集中基地局装置であ
って、その特徴とするところは、光多重信号を入力とし
電気信号出力が前記受信装置の前記分岐フィルタ（８
２）入力に接続された光電気変換器（８）を備えたとこ
ろにある。これにより、送信側で生じた歪を受信側で除
去することができ、送信側装置のハードウェアを小型化
することができる。

【００１５】本発明の第四の観点は無線通信方式であっ
て、その特徴とするところは、多数の移動端末と無線回
線により接続され、この多数の移動端末からの受信信号
を中間周波数に変換する周波数変換器と、この周波数変
換器の出力中間周波数信号を光信号に変換する電気光変
換器（５）とを備えた無線基地局装置を備え、前記電気
光変換器（５）の出力光信号が光伝送路（６）により前
記集中基地局装置に設けられた前記光電気変換器（８）
の入力に接続されたところにある。これにより、無線基
地局で発生する歪を集中基地局で除去することができる
ため、無線基地局を小型化することができるとともに、
効率的な歪除去を行うことができる。

【００１６】本発明は、相関検出回路からのフィードバ
ックループを形成することにより最適な歪補償を行うこ
とを最も主要な特徴とする。すなわち、本発明は、室
谷、山本「ディジタル無線通信」産業図書、昭和６０年
８月発行の１６８頁に記載されたフィードフォワード構
成の歪補償回路とは異なる技術思想による。本発明はフ
ィードバックループを形成するので、歪特性が何らかの
原因により変化した場合に追従して最適な歪補償が行え
るように疑似歪の位相推移量および振幅を調整すること
ができる。

【００１７】受信信号を二系統に分割し、二系統の内の
第一の信号を送信側で生じる歪と同等の特性の疑似歪発
生回路に通し、第二の信号の位相と振幅を制御して、両
者の信号を加算することにより主信号を抑圧して歪成分
のみを抽出する。このときの制御は主信号の相関検出に
より行われる。

【００１８】次に、この抽出した歪成分の位相と振幅を
制御して、第二の信号に加算することにより第二の信号
に含まれる歪成分を除去する。このときの制御は抽出し
た歪成分と加算後の誤差成分との間の相関検出によって
行われる。これにより、入力された信号に最適な歪補償
特性を得ることができる。

【００１９】主信号と歪成分の周波数特性を考慮し、ト
ランスバーサルフィルタを用いて主信号の抑圧および歪
の除去を行い、さらに歪補償効果を高めることもでき
る。

【００２０】これにより、例えば、複数の無線キャリア
からなる広帯域信号を一括して伝送する場合には、送信
側の増幅素子、ミキサ、電気光変換器その他で生じる非
線形歪を受信側で各キャリア毎に個別に補償する。ま
た、制御方法として相関検出を用いているため、高精度
に歪成分を抽出し、これを用いて主信号中の歪成分を消
去することができる。

【００２１】また、この歪補償回路を含む受信装置を複
数用いることにより、複数の無線キャリアからなる広帯
域信号を一括して伝送する場合には、送信側の増幅素
子、ミキサ、電気光変換器その他で生じる非線形歪を受
信側で各キャリア毎に個別に補償することができる。

【００２２】発明者の一人が先願（Ｕ，Ｓ，Ｐａｔｅｎ
ｔ５，０４６，１３３およびＥｕｒｏｐｅａｎＰａｔｅ
ｎｔ０３３１４１１Ａ２）として干渉補償回路を開示し
ている。本発明はこの開示されたものと一部の手法が同
等であるが、本発明はすでに開示された干渉波除去では
なく、素子の非線形性により発生する奇数次歪を除去す
るためのものであるから、独特の疑似歪発生回路を備
え、装置内素子により生じた歪を除去するところがこの
先願とは異なる。

【００２３】

【発明の実施の形態】

【００２４】

【実施例】本発明実施例の構成を図１を参照して説明す
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。

【００２５】本発明は歪補償回路であって、その特徴と
するところは、ディジタル多重直交位相変調され奇数次
歪を含む中間周波数信号を入力としこの中間周波数信号
が通過し前記奇数次歪の発生原因と等価に設定された疑
似歪発生回路１１と、この中間周波数信号が通過する位
相および振幅可変回路１２と、この位相および振幅可変
回路１２の出力と疑似歪発生回路１１の出力とを実質的
に減算する加算回路１９と、この加算回路１９の出力が
通過する位相および振幅可変回路１３と、この位相およ
び振幅可変回路１３の出力と前記中間周波数信号とを前
記奇数次歪が打ち消されるように加算する加算回路１４
と、この加算回路１４の出力から誤差成分を抽出する誤
差検出回路４００とを備え、前記中間周波数信号と加算
回路１９の出力との相関を演算しその相関が最小になる
ように位相および振幅可変回路１２の位相推移量および
振幅を制御する相関検出回路５２と、加算回路１９の出
力と誤差検出回路４００から出力される誤差成分との相
関を演算しその相関が最小になるように位相および振幅
可変回路１３の位相推移量および振幅を制御する相関検
出回路５３とを備えたところにある。

【００２６】本発明実施例は、移動端末１、２と無線回
線により接続され、この移動端末１、２からの無線信号
を中間周波数に変換する周波数変換器ＦＣと、この周波
数変換器ＦＣの出力中間周波数信号を光信号に変換する
電気光変換器５とを備えた無線基地局３を備え、電気光
変換器５の出力光信号が光ファイバ伝送路６により集中
基地局７に設けられた光電気変換器８の入力に接続され
た無線通信方式として構成されている。

【００２７】（第一実施例）本発明第一実施例の構成を
図２を参照して説明する。図２は本発明第一実施例装置
のブロック構成図である。

【００２８】本発明第一実施例装置は、ディジタル多重
直交位相変調され奇数次歪を含む中間周波数信号を入力
としこの中間周波数信号を２分岐する分配器９と、この
分配器９の一方の出力をさらに２分岐する分配器１０
と、この分配器１０の一方の出力が通過し前記奇数次歪
の発生原因と等価に設定された疑似歪発生回路１１と、
この分配器１０の他方の出力が通過する位相および振幅
可変回路１２と、この位相および振幅可変回路１２の出
力と疑似歪発生回路１１の出力とを実質的に減算する加
算回路１９と、この加算回路１９の出力が通過する位相
および振幅可変回路１３と、この位相および振幅可変回
路１３の出力と分配器９の他方の出力とを前記奇数次歪
が打ち消されるように加算する加算回路１４と、この加
算回路１４の出力が供給される位相復調回路１００と、
分配器１０の他方の出力が供給される位相復調回路１０
１と、加算回路１９の出力が供給される位相復調回路１
０５とを備え、この位相復調回路１０５の出力と位相復
調回路１０１の出力との相関を演算しその相関が最小に
なるように位相および振幅可変回路１２の位相推移量お
よび振幅を制御する相関検出回路５２と、位相復調回路
１０５の出力と位相復調回路１００の出力中の誤差成分
との相関を演算しその相関が最小になるように位相およ
び振幅可変回路１３の位相推移量および振幅を制御する
相関検出回路５３とを備えている。位相復調回路１００
を除いて他の構成要素は歪補償回路１０２に含まれてい
る。さらに、歪補償回路１０２と同じ構成の歪補償回路
１０３および位相復調回路１００と同じ構成の位相復調
回路１０４が集中基地局７に含まれている。

【００２９】図１に示した誤差検出回路４００は、図２
に示した本発明第一実施例装置では明記されていない
が、これは位相復調回路１００のＡＤ変換器３２および
３３の出力の中から誤差成分に相当する位置のビットを
用いることにより誤差成分の抽出を行っているためであ
る。したがって、本発明第一実施例では、特に誤差検出
回路４００を用いなくてもＡＤ変換器３２および３３の
出力のビット位置を選択することにより誤差成分を抽出
している。

【００３０】図３は誤差成分を説明するための図であ
る。図３（ａ）は、変調方式が４ＰＳＫの場合のＡＤ変
換器３２および３３の出力のアイパターンを示す図であ
るが、この場合には、第２ビットが誤差成分となる。ま
た、図３（ｂ）は、変調方式が１６ＱＡＭの場合のＡＤ
変換器３２および３３の出力のアイパターンを示す図で
あるが、この場合には、第３ビットが誤差成分となる。

【００３１】疑似歪発生回路１１には、無線基地局に用
いた電気光変換器５と同等の装置をそのまま用いること
により除去すべき歪と同じ特性の疑似歪を発生させるこ
とができる。また、図４は、既知の技術に基づく疑似歪
発生回路を示す図であるが、図４に示すようなダイオー
ド対による疑似歪発生回路を用いてもよい。

【００３２】次に、本発明第一実施例の動作を説明す
る。図２において、無線基地局３のアンテナ４で受信し
た移動端末１、２の無線信号は周波数変換器ＦＣにより
中間周波数信号に変換されて電気光変換器５に入力さ
れ、光ファイバ伝送路６を通じて集中基地局７に伝送さ
れる。このとき無線基地局３の電気光変換器５で非線形
歪が発生する。

【００３３】集中基地局７において受信した光信号は、
光電気変換器８によって電気信号に変換された後に、分
岐フィルタ８２により移動端末１に対応した位相復調回
路１００の経路と移動端末２に対応した位相復調回路１
０４の経路に分かれる。以下の構成は同じであるため一
方の経路についてのみ説明する。分岐フィルタ８２の出
力は分配器９により２経路に分岐され、一方はさらに分
配器１０により２経路に分岐される。分配器１０の出力
の一方は、疑似歪発生回路１１に入力され、疑似歪が加
えられた後に、加算回路１９に入力される。分配器１０
の出力の他方は、位相および振幅可変回路１２に入力さ
れる。

【００３４】位相および振幅可変回路１２は、入力信号
を分配する分配器１５と、この分配器１５の出力に接続
された両極性可変減衰器１６、１７と、両極性可変減衰
器１６、１７のそれぞれの出力信号を合成して出力する
９０°合成器１８とから構成されている。図５は両極性
可変減衰器の特性を示す図であるが、制御電圧にしたが
って両極性にわたる減衰特性を有する。両極性可変減衰
器１６が後述する積分回路４６の出力によって制御さ
れ、両極性可変減衰器１７が積分回路４７の出力によっ
て制御されている。積分回路４６および４７からの制御
入力にしたがって両極性可変減衰器１６および１７の減
衰特性が変化し、その出力信号は９０°合成器１８によ
り合成されるが、両極性可変減衰器１６および１７の減
衰量を調整することにより９０°合成器１８により合成
される信号の位相および振幅を調整することができる。
位相および振幅可変回路１２および１３における位相お
よび振幅の調整技術については既知の技術なのでさらに
詳細な説明は省略する。

【００３５】位相および振幅可変回路１２の入力信号
は、この中の主信号成分が疑似歪発生回路１１の出力信
号中の主信号と等振幅かつ逆位相となるように振幅およ
び位相を調整されて出力される。位相および振幅可変回
路１２の出力は加算回路１９に入力され、疑似歪発生回
路１１の出力と加算されることにより、主信号が抑圧さ
れて歪成分のみが抽出される。

【００３６】加算回路１９の出力は位相および振幅可変
回路１３に入力される。位相および振幅可変回路１３は
位相および振幅可変回路１２と同様に、分配器２０と、
両極性可変減衰器２１、２２と、９０°合成器２３とか
ら構成されている。両極性可変減衰器２１が後述する積
分回路５０の出力によって制御され、両極性可変減衰器
２２が積分回路５１の出力によって制御されている。

【００３７】位相および振幅可変回路１３に入力される
抽出された歪の成分が、分配器９の出力信号中の歪成分
と等振幅かつ逆位相となるように振幅および位相が調整
されて出力される。位相および振幅可変回路１３の出力
は加算回路１４に入力され、分配器９の出力と加算され
ることにより、歪成分が打ち消される。

【００３８】加算回路１４の出力は主信号用の位相復調
回路１００に入力される。位相復調回路１００では、主
信号から再生した基準搬送波２５を用いて９０°移相器
２７および位相検波器２６、２８により入力信号を直交
検波し、その出力をそれぞれ低域通過フィルタ２９、３
０に通すことにより、同相および直交のベースバンド信
号を得る。得られたベースバンド信号は、ＡＤ変換器３
２、３３に入力され、再生クロック信号３１によりサン
プリングされディジタル信号となる。この同相および直
交のディジタル信号から誤差信号ｅＩ、ｅＱが得られ
る。

【００３９】また、加算回路１９の出力信号は位相検波
器３４に入力され、上述の基準搬送波２５を用いて検波
され、低域通過フィルタ３５に通すことにより、同相の
ベースバンド信号を得る。得られたベースバンド信号
は、ＡＤ変換器３６に入力されてから上述のクロック信
号３１によりサンプリングされ、ディジタル信号ｄＩと
なる。

【００４０】そして、分配器１０の出力信号は位相復調
回路１０１に入力される。位相復調回路１０１では、上
述の基準搬送波２５を用いて９０°移相器３８および位
相検波器３７、３９により入力信号を直交検波し、その
出力をそれぞれ低域通過フィルタ４０、４１に通すこと
により、同相および直交のベースバンド信号を得る。得
られたベースバンド信号は、ＡＤ変換器４２、４３に入
力され、上述のクロック信号３１によりサンプリングさ
れたディジタル信号ａＱ、ａＩとなる。

【００４１】位相および振幅可変回路１２の両極性減衰
器１６、１７の制御は次のようにして行われている。位
相および振幅可変回路１２の入力信号を位相復調回路１
０１を通して得られた同相および直交のディジタル信号
ａＩ、ａＱと、加算回路１９の出力信号から得られた同
相のディジタル信号ｄＩを排他的論理和回路４４、４５
と積分回路４６、４７に通すことにより、両者の信号間
で相関検出を行い、その相関量が最小になるように両極
性可変減衰器１６、１７をフィードバック制御してい
る。このことにより、加算回路１９の出力において、残
留主信号が最小になる。

【００４２】位相および振幅可変回路１３の両極性減衰
器２１、２２の制御は次のようにして行われている。位
相復調回路１００の出力の同相および直交のディジタル
信号から得られる誤差信号ｅＩ、ｅＱと、加算回路１９
の出力信号から得られた同相のディジタル信号ｄＩを排
他的論理和回路４８、４９と積分回路５０、５１に通す
ことにより、両者の信号間で相関検出を行い、その相関
量が最小になるように両極性可変減衰器２１、２２をフ
ィードバック制御している。このことにより、加算回路
１４の出力において、歪成分が最小になる。

【００４３】（第二実施例）次に、本発明第二実施例を
図６を参照して説明する。図６は本発明第二実施例装置
のブロック構成図である。本発明第二実施例が本発明第
一実施例と異なる主な点は、本発明第一実施例で位相お
よび振幅可変回路１２および１３を用いた部分に、複数
のタップを有するＩＦ帯動作の二次元のトランスバーサ
ルフィルタ１２′および１３′を用いており、また、相
関検出回路５２′および５３′によりこのトランスバー
サルフィルタ１２′および１３′の制御を行っている点
である。本発明第二実施例では、広帯域な主信号および
歪成分の周波数特性を考慮して補償する場合を想定して
いる。

【００４４】図７はトランスバーサルフィルタ１２′お
よび１３′のブロック構成図（タップが３の場合）であ
る。トランスバーサルフィルタ１２′および１３′は入
力信号をクロック周期Ｔだけ遅延させる遅延回路５４、
５５と、分配器５６、５７、５８と、各分配器５６、５
７、５８に接続された両極性可変減衰器５９〜６４と、
両極性可変減衰器５９、６１、６３のそれぞれの出力を
合成する合成器６５と、両極性可変減衰器６０、６２、
６４のそれぞれの出力を合成する合成器６６と、合成器
６５および６６の出力を合成して出力する９０°合成器
６７とから構成されている。

【００４５】図８はトランスバーサルフィルタ１２′お
よび１３′を制御する相関検出回路５２′および５３′
のブロック構成図である。ここでは相関検出回路５２′
について説明する。入力信号ａＩ、ａＱとディジタル信
号ｄＩを、遅延回路６８により時間合わせし、排他的論
理和回路６９によりこれらの演算を行い、積分回路７０
に入力する。各々の積分回路７０により、主信号の相関
検出を行い、その相関量が最小になるようにトランスバ
ーサルフィルタ１２′の各両極性可変減衰器５９〜６４
の制御信号ｙ−１、ｘ−１、ｙ、ｘ、ｙ＋１、ｘ＋１を
生成して、トランスバーサルフィルタ１２′の各両極性
可変減衰器５９〜６４に供給し、フィードバック制御を
している。

【００４６】本発明第一実施例の位相および振幅可変回
路１２の代わりに、トランスバーサルフィルタ１２′お
よび相関検出回路５２′を用いることにより、疑似歪発
生回路１１を通過することによって主信号の周波数特性
が変化した場合においても、トランスバーサルフィルタ
１２′が入力信号の周波数特性を変化させ、疑似歪発生
回路１１の出力と等価にすることができるため、主信号
を抑圧して歪成分を抽出することができる。

【００４７】本発明第一実施例の位相および振幅可変回
路１３の代わりに、上記と同一構成のトランスバーサル
フィルタ１３′および相関検出回路５３′を用いること
により、加算回路１９で取り出した歪成分の周波数特性
が分配器９の出力に含まれる歪成分の周波数特性と異な
る場合においても、トランスバーサルフィルタ１３′に
より等価にすることができるため、歪成分を消去するこ
とができる。

【００４８】（第三実施例）次に、本発明第三実施例を
図９を参照して説明する。図９は本発明第三実施例装置
のブロック構成図である。本発明第三実施例が本発明第
一または第二実施例と異なる点は、分配器７１を分岐フ
ィルタ８２の前段に設置し、分配器７１により分岐され
疑似歪発生回路１１により疑似歪を加えられた信号を、
疑似歪用の分岐フィルタ７２により移動端末１に対応し
た位相復調回路１００の経路と移動端末２に対応した位
相復調回路１０４の経路に分配している点である。本発
明第一または第二実施例では二つの経路で歪を発生させ
ていたが、本発明第三実施例の構成にすることにより、
疑似歪発生回路１１の出力を二つの経路で共通化するこ
とができる。

【００４９】（第四実施例）本発明第四実施例の構成を
図１０を参照して説明する。図１０は本発明第四実施例
装置のブロック構成図である。

【００５０】本発明第四実施例装置は、ディジタル多重
直交位相変調され奇数次歪を含む中間周波数信号を入力
としこの中間周波数信号を二分岐する分配器９と、この
分配器９の一方の出力が供給される位相復調回路１１０
と、分配器９の他方の出力が通過し前記奇数次歪の発生
原因と等価に設定された疑似歪発生回路１１と、この疑
似歪発生回路１１の出力が供給される位相復調回路１１
２と、この位相復調回路１１２の出力と位相復調回路１
１０の出力とを実質的に減算する加算回路１７０と、こ
の加算回路１７０の出力と位相復調回路１１０の出力と
を前記奇数次歪が打ち消されるように加算する加算回路
１７１とを備え、加算回路１７０の位相復調回路１１０
の出力が入力される入力端に備えられ位相復調回路１１
０の出力の加算回路１７０の入力レベルを調整する可変
減衰器１８０と、位相復調回路１１０の出力と加算回路
１７０の出力との相関を演算しその相関が最小になるよ
うに可変減衰器１８０の減衰量を制御する相関検出回路
５２０と、加算回路１７１の入力端であって加算回路１
７０の出力が入力される入力端に備えられ加算回路１７
０の出力の加算回路１７１への入力レベルを調整する可
変減衰器１８１と、加算回路１７０の出力と加算回路１
７１の出力から誤差成分を抽出する誤差検出回路４００
₁および４００₂の出力との相関を演算しその相関が最
小になるように可変減衰器１８１の減衰量を制御する相
関検出回路５３０とを備えている。

【００５１】次に、本発明第四実施例の動作を説明す
る。図１０において、無線基地局３のアンテナ４で受信
した複数の移動端末１、２の無線信号は周波数変換器Ｆ
Ｃにより中間周波数信号に変換されて電気光変換器５に
入力され、上り光ファイバ伝送路６を通じて集中基地局
７に伝送される。このとき無線基地局３の電気光変換器
５で非線形歪が発生する。

【００５２】集中基地局７において受信した光信号は、
光電気変換器８によって電気信号に変換された後に、分
岐フィルタ８２により移動端末１に対応した復調部１５
０₁の経路と移動端末２に対応した復調部１５０₂の経
路に分かれる。復調部１５０₁および１５０₂の構成は
同じであるため以降は復調部１５０₁について説明す
る。分岐フィルタ８２の出力は分配器９により二つに分
岐される。一方は位相復調回路１１０に入力され、他方
は無線基地局３の電気光変換器５と同等の非線形歪特性
をもつ疑似歪発生回路１１に入力され、歪が加えられた
後に、位相復調回路１１２に入力される。

【００５３】位相復調回路１１０において入力信号は、
この信号自身から再生された基準搬送波信号１１３に基
づいて、同相成分と直交成分とに分解される。次に、位
相復調回路１１０の出力の同相成分と直交成分は、再生
されたクロック信号１１９をサンプリング信号として十
分な量子化精度を有するＡＤ変換器１２０、１２１にお
いて、それぞれディジタル化され、直交信号ａＱと同相
信号ａＩになる。

【００５４】同様に、位相復調回路１１２において入力
信号は、基準搬送波信号１１３に基づいて、同相成分と
直交成分とに分解され、クロック信号１１９をサンプリ
ング信号として十分な量子化精度を有するＡＤ変換器１
２７、１２８において、それぞれディジタル化され、直
交信号ｂＱと同相信号ｂＩになる。そして、同相信号ａ
Ｉ、直交信号ａＱ、同相信号ｂＩおよび直交信号ｂＱ
は、歪抽出部１２９に入力され、以下に示す動作で、こ
れらの信号の主信号成分を抑圧し、同相歪信号ｄＩおよ
び直交歪信号ｄＱを抽出する。歪抽出部１２９は、両極
性可変減衰素子１３０〜１３３からなる可変減衰器１８
０、相関検出回路５２０、加算素子１３５〜１３８から
なる加算回路１７０を含む。両極性可変減衰素子１３０
〜１３３の特性は図４に示した両極性可変減衰器と同様
である。

【００５５】図１１は相関検出回路５２０および５３０
のブロック構成図である。相関検出回路５２０および５
３０は排他的論理和回路１５１および積分回路１５２を
含む。この相関検出回路５２０および５３０は、同相信
号ａＩおよび直交信号ａＱと、同相歪信号ｄＩおよび直
交歪信号ｄＱとを、排他的論理和回路１５１および積分
回路１５２において、主信号の相関検出を行い、その相
関量が最小になるように制御信号Ｃｒ₁〜Ｃｒ₄および
Ｇｒ₁〜Ｇｒ₄を生成して両極性可変減衰素子１３０〜
１３３および１４０〜１４３に供給し、フィードバック
制御をしている。

【００５６】以上の構成を有する歪抽出部１２９におい
て、まず、同相信号ａＩは、両極性可変減衰素子１３０
および１３２並びに相関検出回路５２０に入力され、両
極性可変減衰素子１３０および１３２において、相関検
出回路５２０から出力される制御信号Ｃｒ₁およびＣｒ
₂に基づいて、それぞれ減衰されて出力される。同様
に、直交信号ａＱは、両極性可変減衰素子１３１および
１３３並びに相関検出回路５２０に入力され、両極性可
変減衰素子１３１および１３３において、相関検出回路
５２０から出力される制御信号Ｃｒ₃およびＣｒ₄に基
づいて、それぞれ減衰されて出力される。

【００５７】そして、同相信号ｂＩは、加算素子１３５
において両極性可変減衰素子１３０の出力信号と加算さ
れた後に、加算素子１３６において両極性可変減衰素子
１３１の出力信号と加算される。これにより、同相信号
ｂＩに含まれる主信号は、同相信号ａＩおよび直交信号
ａＱに含まれる主信号とそれぞれ等振幅かつ逆位相で加
算されることになり、主信号成分が抑圧されるととも
に、同相歪信号ｄＩが抽出され、加算素子１３６から出
力されて相関検出回路５２０および歪補償部１３９に供
給される。

【００５８】同様に、直交信号ｂＱは、加算素子１３７
において両極性可変減衰素子１３２の出力信号と加算さ
れた後に、加算素子１３８において両極性可変減衰素子
１３３の出力信号と加算される。これにより、同相信号
ｂＱに含まれる主信号は、同相信号ａＩおよび直交信号
ａＱに含まれる主信号とそれぞれ等振幅かつ逆位相で加
算されることになり、主信号成分が抑圧されるととも
に、同相歪信号ｄＱが抽出され、加算素子１３８から出
力されて相関検出回路５２０および歪補償部１３９に供
給される。

【００５９】可変減衰器１８０は、４個の両極性可変減
衰素子１３０〜１３３を用いて同相信号と直交信号の振
幅を個別に制御しており、これは同相信号と直交信号の
複合信号の位相および振幅を等価的に制御していること
になる。つまり、可変減衰器１８０は図１における位相
および振幅可変回路１２と同じ機能を有すると考えられ
る。

【００６０】次に、歪補償部１３９は同相信号ａＩ、直
交信号ａＱ、同相歪信号ｄＩおよび直交歪信号ｄＱを入
力して、以下に示す動作で、同相信号ａＩおよび直交信
号ａＱに漏れ込んでいる歪成分を抑圧して出力する。歪
補償部１３９の両極性可変減衰素子１４０〜１４３を含
む可変減衰器１８１、相関検出回路５３０は前述した可
変減衰器１８０、相関検出回路５２０と特性および構成
は同様である。さらに、加算素子１４５〜１４８を含む
加算回路１７１を備えている。

【００６１】歪補償部１３９において、まず、同相歪信
号ｄＩは、可変減衰素子１４１および１４３並びに相関
検出回路５３０に入力され、両極性可変減衰素子１４１
および１４３において、相関検出回路５３０から出力さ
れる制御信号Ｇｒ₁およびＧｒ₃に基づいて、それぞれ
減衰されて出力される。同様に、直交歪信号ｄＱは、両
極性可変減衰素子１４０および１４２並びに相関検出回
路５３０に入力され、両極性可変減衰素子１４０および
１４２において、相関検出回路５３０から出力される制
御信号Ｇｒ₂およびＧｒ₄に基づいて、それぞれ減衰さ
れて出力される。

【００６２】そして、同相信号ａＩは、加算素子１４５
において両極性可変減衰素子１４０の出力信号と加算さ
れた後に、加算素子１４６において両極性可変減衰素子
１４１の出力信号と加算される。これにより、同相信号
ａＩに含まれる歪成分は、同相歪信号ｄＩおよび直交歪
信号ｄＱに含まれる歪成分とそれぞれ等振幅かつ逆位相
で加算されることになり、歪成分が抑圧される。そし
て、この加算素子１４６の出力に含まれる同相誤差成分
ｅＩが誤差検出回路４００₂から出力されて相関検出回
路５３０に供給される。

【００６３】同様に、直交信号ａＱは、加算素子１４７
において両極性可変減衰素子１４２の出力信号と加算さ
れた後に、加算素子１４８において両極性可変減衰素子
１４３の出力信号と加算される。これにより同相信号ａ
Ｑに含まれる歪成分は、同相歪信号ｄＩおよび直交歪信
号ｄＱに含まれる歪成分とそれぞれ等振幅かつ逆位相で
加算されることになり歪成分が抑圧される。そして、こ
の加算素子１４８の出力に含まれる直交誤差信号ｅＱが
誤差検出回路４００₁から出力されて相関検出回路５３
０に供給される。

【００６４】このとき、相関検出回路５３０は同相歪信
号ｄＩおよび直交歪信号ｄＱと、同相誤差信号ｅＩおよ
び直交誤差信号ｅＱとの間で歪成分の相関検出を行い、
その相関が最小となるように、制御信号Ｇｒ₁〜Ｇｒ₄
を生成して両極性可変減衰素子１４０〜１４３に供給
し、フィードバック制御をしている。

【００６５】可変減衰器１８１は、４個の両極性可変減
衰素子１４０〜１４３を用いて同相信号と直交信号の振
幅を個別に制御しており、これは同相信号と直交信号の
複合信号の位相および振幅を等価的に制御していること
になる。つまり、可変減衰器１８１は図１における位相
および振幅可変回路１３と同じ機能を有すると考えられ
る。

【００６６】（第五実施例）次に、本発明第五実施例を
図１２を参照して説明する。図１２は本発明第五実施例
装置のブロック構成図である。本発明第五実施例が図１
０に示した本発明第四実施例と異なる点は、歪抽出部１
２９および歪補償部１３９において、本発明第四実施例
では両極性可変減衰素子１３０〜１３３、１４０〜１４
３を含む可変減衰器１８０、１８１を用いていたが、本
発明第五実施例では複数のタップを有するディジタル形
のトランスバーサルフィルタ１３０′〜１３３′、１４
０′〜１４３′を用いている点である。さらに、このト
ランスバーサルフィルタ１３０′〜１３３′、１４０′
〜１４３′の各タップの重み付けを重み付け制御回路５
２０′、５３０′を用いて行っている点である。

【００６７】図１３はトランスバーサルフィルタ１３
０′〜１３３′、１４０′〜１４３′のブロック構成図
（例として３タップの場合）である。入力ディジタル信
号をクロック周期Ｔだけ遅延させる遅延素子１５３、１
５４、両極性可変減衰素子１５５〜１５７、加算素子１
５８により構成される。ここで、トランスバーサルフィ
ルタ１３０′〜１３３′、１４０′〜１４３′の入力デ
ィジタル信号は、遅延素子１５３および両極性可変減衰
素子１５５に供給され、遅延素子１５３の出力は、遅延
素子１５４と両極性可変減衰素子１５６に供給され、さ
らに遅延素子１５４の出力は、両極性可変減衰素子１５
７に供給される。また両極性可変減衰素子１５５〜１５
７は、重み付け制御回路５２０′から出力される制御信
号Ｃｒ₁（Ｃ１−１、Ｃ１０、Ｃ１＋１）に基づいて、
入力ディジタル信号を減衰させて出力する。加算素子１
５８は、両極性可変減衰素子１５５〜１５７のそれぞれ
の出力ディジタル信号を加算して出力する。

【００６８】図１４は重み付け制御回路５２０′のブロ
ック構成図である。遅延回路（クロック周期Ｔ）１５
９、排他的論理和回路１５１、積分回路１５２により構
成される。重み付け制御回路５２０′は、同相信号ａＩ
および直交信号ａＱと、同相歪信号ｄＩおよび直交歪信
号ｄＱとを、遅延回路１５９において、それぞれクロッ
ク周期Ｔだけ遅延させ、各信号のタイミングを合わせ、
排他的論理和回路１５１および積分回路１５２におい
て、主信号の相関検出を行い、その相関量が最小になる
ように制御信号Ｃｒ₁〜Ｃｒ₄を生成して、トランスバ
ーサルフィルタ１３０′〜１３３′に供給し、フィード
バック制御をしている。

【００６９】図１１において、制御信号Ｃ１−１、Ｃ１
０、Ｃ１＋１が制御信号Ｃｒ₁を構成し、以下同様に、
制御信号Ｃ２−１、Ｃ２０、Ｃ２＋１が制御信号Ｃｒ₂
を構成し、制御信号Ｃ３−１、Ｃ３０、Ｃ３＋１が制御
信号Ｃｒ₃を構成し、制御信号Ｃ４−１、Ｃ４０、Ｃ４
＋１が制御信号Ｃｒ₄を構成している。

【００７０】歪抽出部１２９に、上記の構成のトランス
バーサルフィルタ１３０′〜１３３′および重み付け制
御回路５２０′を用いることにより、疑似歪発生回路１
１を通過することによって主信号の周波数特性が変化し
た場合においても、トランスバーサルフィルタ１３０′
〜１３３′が入力信号の同相信号ａＩおよび直交信号ａ
Ｑの周波数特性を変化させ、同相信号ｂＩおよび直交信
号ｂＱと等価にすることができるため、主信号を抑圧し
て歪成分を抽出することができる。

【００７１】また、歪補償部１３９に、上記の同一の構
成のトランスバーサルフィルタ１４０′〜１４３′およ
び重み付け制御回路５３０′を用いることにより、歪抽
出部１２９で取り出した同相歪信号ｄＩおよび直交歪信
号ｄＱの周波数特性が同相信号ａＩおよび直交信号ａＱ
に含まれる歪成分の周波数特性と異なる場合において
も、トランスバーサルフィルタ１４０′〜１４３′によ
り等価にすることができるため、歪成分を消去すること
ができる。

【００７２】（第六実施例）次に、本発明第六実施例を
図１５を参照して説明する。図１５は本発明第六実施例
のブロック構成図である。本発明第六実施例が図１０に
示した本発明第四実施例と異なる点は、分配器９を分岐
フィルタ８２の前段に設置し、分配器９により分岐され
疑似歪発生回路１１により疑似歪を加えられた信号を、
疑似歪用の分岐フィルタ８３により移動端末１に対応し
た復調部１５０₁の経路と移動端末２に対応した復調部
１５０₂の経路に分配している点である。本発明第四実
施例では二つの経路で疑似歪を発生させていたが、本発
明第六実施例の構成にすることにより、疑似歪発生回路
１１の出力を二つの経路で共通化することができる。

【００７３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
高精度に歪補償制御を行うことができる歪補償回路を実
現することができる。本発明によれば、複数の無線キャ
リアからなる広帯域信号の歪補償制御を行うことができ
る受信装置を実現することができる。本発明によれば、
送信側で生じた歪の補償を受信側で行い送信装置を小型
化することができる集中基地局装置を実現することがで
きる。本発明によれば、送信側で生じた複数の無線キャ
リアからなる広帯域信号の歪補償制御を高精度に受信側
で行うとともに送信装置を小型化することができる無線
通信方式を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例装置のブロック構成図。

【図２】本発明第一実施例装置のブロック構成図。

【図３】誤差成分を説明するための図。

【図４】疑似歪発生回路を示す図。

【図５】両極性可変減衰器の特性を示す図。

【図６】本発明第二実施例装置のブロック構成図。

【図７】本発明第二実施例のトランスバーサルフィルタ
のブロック構成図。

【図８】本発明第二実施例の相関検出回路のブロック構
成図。

【図９】本発明第三実施例装置のブロック構成図。

【図１０】本発明第四実施例装置のブロック構成図。

【図１１】本発明第四実施例の相関検出回路のブロック
構成図。

【図１２】本発明第五実施例装置のブロック構成図。

【図１３】本発明第五実施例のトランスバーサルフィル
タのブロック構成図。

【図１４】本発明第五実施例の相関検出回路のブロック
構成図。

【図１５】本発明第六実施例装置のブロック構成図。

【図１６】従来例装置のブロック構成図。

【符号の説明】

１、２移動端末３無線基地局４アンテナ５電気光変換器６光ファイバ伝送路７集中基地局８光電気変換器９、１０、１５、２０、５６〜５８、７１、７４分配
器１１、７５疑似歪発生回路１２、１３位相および振幅可変回路１２′、１３′、１３０′〜１３３′、１４０′〜１４
３′ トランスバーサルフィルタ１４、１９１７０、１７１加算回路１６、１７、２１、２２両極性可変減衰器１８、２３、６７９０°合成器２５基準搬送波２６、２８、３４、３７、３９位相検波器２７、３８９０°移相器２９、３０、３５、４０、４１低域通過フィルタ３１再生クロック信号３２、３３、３６、４２、４３、１２０、１２１、１２
７、１２８ＡＤ変換器４４、４５、４８、４９、６９、１５１排他的論理和
回路４６、４７、５０、５１積分回路５２、５３、５２′、５３′ 相関検出回路５４、５５、６８、１５９遅延回路５９〜６４両極性可変減衰器６５、６６合成器７０、１５２積分回路７６可変移相器７７、１８０、１８１可変減衰器７８遅延素子７９加算器８２、８３分岐フィルタ１００、１０１、１０４、１０５、１００₁、１００₂
位相復調回路１０２、１０３歪補償回路１１０、１１２位相復調回路１２９歪抽出部１３０〜１３３両極性可変減衰素子１３５〜１３８、１５８加算素子１３９歪補償部１５０₁、１５０₂ 復調部１４０〜１４３、１５５〜１５７両極性可変減衰素子１４５〜１４８加算素子４００、４００₁、４００₂ 誤差検出回路５２０、５３０相関検出回路５２０′、５３０′重み付け制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０４Ｂ 10/02 Ｈ０４Ｂ 9/00 Ｍ 10/18 Ｈ０４Ｌ 27/22 ＺＨ０４Ｌ 27/22

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル多重直交位相変調され奇数次
歪を含む中間周波数信号を入力としこの中間周波数信号
が通過し前記奇数次歪の発生原因と等価に設定された疑
似歪発生回路（１１）と、この中間周波数信号が通過す
る第一の位相および振幅可変回路（１２）と、この第一
の位相および振幅可変回路の出力と前記疑似歪発生回路
（１１）の出力とを実質的に減算する第一の加算回路
（１９）と、この第一の加算回路の出力が通過する第二
の位相および振幅可変回路（１３）と、この第二の位相
および振幅可変回路の出力と前記中間周波数信号とを前
記奇数次歪が打ち消されるように加算する第二の加算回
路（１４）と、この第二の加算回路の出力から誤差成分
を抽出する誤差検出回路（４００）とを備え、前記中間周波数信号と前記第一の加算回路（１９）の出
力との相関を演算しその相関が最小になるように前記第
一の位相および振幅可変回路（１２）の位相推移量およ
び振幅を制御する第一の相関検出回路（５２）と、前記
第一の加算回路（１９）の出力と前記誤差検出回路（４
００）から出力される誤差成分との相関を演算しその相
関が最小になるように前記第二の位相および振幅可変回
路（１３）の位相推移量および振幅を制御する第二の相
関検出回路（５３）とを備えたことを特徴とする歪補償
回路。
【請求項２】前記第二の加算回路の出力が供給される
第一の位相復調回路（１００）と、前記中間周波数信号
が供給される第二の位相復調回路（１０１）と、前記第
一の加算回路（１９）の出力が供給される第三の位相復
調回路（１０５）とを備え、前記第一の相関検出回路は、この第三の位相復調回路
（１０５）の出力と前記第二の位相復調回路（１０１）
の出力との相関を演算しその相関が最小になるように前
記第一の位相および振幅可変回路（１２）の位相推移量
および振幅を制御する手段を含み、前記第二の相関検出回路は、前記第三の位相復調回路
（１０５）の出力と前記第一の位相復調回路（１００）
の出力との相関を演算しその相関が最小になるように前
記第二の位相および振幅可変回路（１３）の位相推移量
および振幅を制御する手段を含む請求項１記載の歪補償
回路。
【請求項３】入力端に中間周波数信号が供給され出力
端に前記第一の位相および振幅可変回路および前記第二
の加算回路が接続された第一の位相復調回路を備え、前
記疑似歪発生回路と前記第一の加算回路との間に第二の
位相復調回路が介挿された請求項１記載の歪補償回路。
【請求項４】前記第一およびまたは前記第二の位相お
よび振幅可変回路はトランスバーサルフィルタを含む請
求項１ないし３のいずれかに記載の歪補償回路。
【請求項５】ディジタル多重直交位相変調された信号
が多数の搬送波について周波数多重された中間周波数信
号を入力として、この搬送波毎のディジタル多重直交位
相変調された中間周波数信号に分岐する分岐フィルタ
（８２）を備え、請求項１ないし４のいずれかに記載の
歪補償回路がそれぞれの搬送波毎に設けられた受信装
置。
【請求項６】前記歪補償回路に疑似歪を分配する疑似
歪発生回路がそれぞれの搬送波毎に設けられたこの歪補
償回路について共通に設けられた請求項５記載の受信装
置。
【請求項７】光多重信号を入力とし電気信号出力が請
求項５または６記載の受信装置の前記分岐フィルタ（８
２）入力に接続された光電気変換器（８）を備えた集中
基地局装置。
【請求項８】多数の移動端末と無線回線により接続さ
れ、この多数の移動端末からの受信信号を中間周波数に
変換する周波数変換器と、この周波数変換器の出力中間
周波数信号を光信号に変換する電気光変換器（５）とを
備えた無線基地局装置を備え、前記電気光変換器（５）の出力光信号が光伝送路（６）
により請求項７記載の集中基地局装置に設けられた前記
光電気変換器（８）の入力に接続された無線通信システ
ム。