JPH08214470A - 交流発電装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 巻線や界磁磁束を一定にしても発電出力を変
えたり、体格を拡大することなく、発電出力（特に低回
転数域）の向上を図ること。 【構成】 全波整流回路を構成する６個のダイオード１
４ａ〜１４ｆと並列に接続された６個のトランジスタ１
７ａ〜１７ｆより成る電圧印加回路は、位相制御回路１
０の出力信号に基づいて、出力電圧の一部を電機子巻線
４の一部に印加する。位相制御回路１０は、Ｙ結線され
た各相巻線４ａ、４ｂ、４ｃに対してそれぞれ電気角で
９０°遅れて設置された３個の磁気センサ６、７、８の
センサ出力よりそれぞれ電気角で６０°遅れたデジタル
信号を作成し、そのデジタル信号に基づいて各トランジ
スタ１７ａ〜１７ｆを駆動する。これにより、全波整流
回路は発電機よりの電圧で受動的に整流するのみでな
く、発電機に印加電圧を与えて、自身が発電機から受け
る影響を変える能動的な回路として機能する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、全波整流回路を備えた
交流発電装置に関し、例えば車両等に搭載したバッテリ
充電用発電装置や、電気自動車用の発電機あるいは電動
発電機として使用できるものである。

【０００２】

【従来の技術】一例として示す交流発電装置は、図３３
に示すように、界磁巻線１００を有する回転子１１０
と、３相電機子巻線１２０を有する固定子（図示しな
い）とを備え、界磁巻線１００が励磁回路１３０により
励磁されて回転子（界磁）１１０が回転することによ
り、電機子巻線１２０の各相巻線１２０ａ、１２０ｂ、
１２０ｃにそれぞれ誘起相電圧が発生する。この誘起相
電圧は、６個のダイオード１４０により構成される全波
整流器で直流に変換（整流）されて、バッテリ１５０お
よび電気負荷１６０に供給される。

【０００３】この交流発電装置は、電気負荷等の増加に
伴って、高出力化（特にエンジン低回転数域での高出力
化）が求められている。そこで、発電出力を向上させる
手段としては、発電機の体格アップ、界磁電流の増
大、およびその発電機で使用する回転数レンジに対応
して電機子巻線の巻線数を選定することが挙げられる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、近年では、
エンジンルーム内の搭載スペースが縮小化される傾向に
あることから、高出力化とともに発電機の小型化が要求
されている。しかし、上記の体格アップによる方法
は、図３４に示すように、低回転数域から高回転数域ま
での全域で出力の向上を図ることができるが、小型化の
要求に反する。界磁電流を増大する方法では、図３５
に示すように、高回転数域での出力向上を図ることはで
きるが、低回転数域での出力向上がそれ程期待できな
い。使用回転数レンジで電機子巻線の巻線数を変更す
る方法では、図３６に示すように、巻線数を少なくする
と高回転数域の出力は向上するが、低回転数域の出力が
低下する結果を招くことになる。逆に巻線数を多く選定
して低回転数域の出力向上を図れば、体格が大きくなり
高回転数域の出力が低下してしまう。このように、従来
の発電方式では、発電機の体格を大きく拡大することな
く、特に、発電量が必要な低回転数域の発電出力の向上
を図ることは困難である。従って、発電機の出力を制御
する全く新しい考え方が要求される。

【０００５】そこで、本願発明者は、出力向上を図るた
めの技術的手段を発電原理に基づいて考察した。その考
察過程を以下に説明する。図３７は発電原理を示す１相
モデルの回路図である。この１相モデルでは、電機子抵
抗ｒ_a 、電機子インダクタンスＬ、および負荷抵抗Ｒが
直列に接続されて、これに交流電圧源（誘起相電圧Ｅ0
）が加えられている。従って、負荷抵抗Ｒの両端に加
わる電圧Ｖは、図３８および図３９に示すように、誘起
相電圧Ｅ₀ に対して位相差δだけ遅れることになる。

【０００６】この位相差δは、Ｒおよびｒ_a とωＬとの
関係により受動的に決定されて、以下の数式により求め
られる。

【数１】δ＝ｔａｎ^-1｛ωＬ／（Ｒ＋ｒ_a ）｝ ω：電気角速度［ω＝（ｐ／２）×（ｎ／６０）×２
π］ ｐ：磁極数 ｎ：回転数（ｒｐｍ） 一方、負荷抵抗Ｒに流れる相電流Ｉは、以下の数式より
求めることができる。

【数２】Ｉ＝（Ｅ₀ −Ｖｃｏｓδ）／Ｚ_s Ｚ_s ：同期インピーダンス［＝ ｛（ωＬ）² ＋
ｒ_a ² ｝］

【０００７】ここで、低回転数域では周波数が低いこと
から、ωが小さくなる。従って、ωＬが小さくなること
から、上記の数１よりδは小さくなる。つまり回転数が
低い程、誘起相電圧Ｅ₀ に対する電圧Ｖの遅れが小さく
なると言える。このため、回転数が低くなる程、つまり
δが小さくなる程、上記の数２におけるｃｏｓδが大き
くなることから、負荷抵抗Ｒに流れる相電流Ｉは小さく
なる。その結果、発電出力Ｐも小さくなる（図４０参
照）。

【０００８】以上の結果より、低速回転時においてもＥ
₀ とＶとの位相差δを大きく取ることができれば、Ｉが
大きくなって全体の出力電流が増大することにより、発
電出力Ｐの向上を図ることができるのではないかと発明
者は考えた。そこで、発明者は、電機子に発生する誘起
線間電圧（または誘起相電圧）に対して任意の電気角だ
け遅れた交流電圧を隣合う相巻線間（または相巻線）に
印加して、誘起線間電圧（または誘起相電圧）に対して
遅れた位相の合成電圧を作ることにより、Ｅ₀ とＶとの
位相差δを大きくできることに着眼した。本発明は、上
記事情に基づいて成されたもので、その目的は、まず、
新しい制御方法を提供すること、また体格を拡大するこ
となく発電出力（特に低回転数域）の向上を図ることの
できる交流発電装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、請求項１では、界磁巻線を有し、この界
磁巻線に界磁電流が流れることで磁束を発生する界磁
と、ｎ個の相巻線を結線して成る電機子巻線を有し、前
記界磁との相対回転に伴って前記相巻線に誘起相電圧が
発生する電機子と、前記電機子巻線に結線された少なく
ともｎ個のスイッチング素子を備え、少なくともこれら
のスイッチング素子によって、前記相巻線に発生する誘
起相電圧を全波整流して負荷に供給するブリッジ形全波
整流回路を形成するとともに、その全波整流回路の出力
電圧の一部を前記電機子巻線の一部に交流電圧として印
加する電圧印加回路を形成するスイッチング手段と、前
記電圧印加回路により前記電機子巻線の一部に印加され
る交流電圧の位相が、隣り合う前記相巻線間に発生する
誘起線間電圧の位相に対して任意の遅れ角を有するとと
もに前記電機子巻線へ向けて前記印加される交流電圧の
位相に対し進み角を有する進相電流を流すように前記ス
イッチング素子を駆動する駆動回路とを備えるという技
術的手段を採用するものである。

【００１０】請求項２では、請求項１に記載された交流
発電装置において、前記全波整流回路の出力電圧に基づ
いて前記界磁電流を制御する界磁電流制御手段と、発電
出力を検出する発電出力検出手段と、前記界磁と前記電
機子との相対回転数を検出する相対回転数検出手段と、
任意の発電出力および前記界磁と前記電機子との任意の
相対回転数の時に、損失最小の界磁電流と相電流との組
み合わせとなる前記遅れ角が予め記憶された制御マップ
を備え、前記発電出力検出手段および前記相対回転数検
出手段により得られた情報に対応して前記制御マップよ
り前記遅れ角を設定するマップ回路とを備えたことを特
徴とする。

【００１１】請求項３では、請求項１に記載された交流
発電装置において、前記全波整流回路の出力電圧に基づ
いて前記界磁電流を制御する界磁電流制御手段と、発電
負荷トルクを検出する発電負荷トルク検出手段と、前記
発電負荷トルク検出手段によって得られた情報より前記
発電負荷トルクが最小となるように前記遅れ角を設定す
るフィードバック回路とを備えたことを特徴とする。

【００１２】請求項４では、請求項１に記載された交流
発電装置において、前記電機子巻線の一部とは、隣合う
前記相巻線相互の線間であることを特徴とする。請求項
５では、請求項１に記載された交流発電装置において、
前記電機子巻線の一部とは、前記相巻線であることを特
徴とする。

【００１３】請求項６では、請求項１に記載された交流
発電装置において、前記任意の遅れ角は、３０〜１２０
°の範囲内から決定された角度であることを特徴とす
る。請求項７では、請求項１に記載された交流発電装置
において、前記電圧印加回路により印加される交流電圧
は、ステップ状に変化する擬似的正弦波から成ることを
特徴とする。

【００１４】請求項８では、請求項１に記載された交流
発電装置において、前記電圧印加回路により印加される
交流電圧は、ＰＷＭ制御により形成された矩形パルス群
から成ることを特徴とする。請求項９では、請求項１に
記載された交流発電装置において、前記スイッチング素
子は、前記電圧印加回路を構成するスイッチング素子部
分と前記ブリッジ形全波整流回路を構成するスイッチン
グ素子部分とから成ることを特徴とする。

【００１５】請求項１０では、請求項１に記載された交
流発電装置において、前記電圧印加回路を構成する前記
スイッチング素子部分はトランジスタであり、前記ブリ
ッジ形全波整流回路を構成する前記スイッチング素子部
分はダイオードであることを特徴とする。請求項１１で
は、請求項１に記載された交流発電装置において、前記
電圧印加回路を構成する前記スイッチング素子部分と前
記ブリッジ形全波整流回路を構成するスイッチング素子
部分とは一体の素子から成ることを特徴とする。

【００１６】請求項１２では、請求項１に記載された交
流発電装置において、前記スイッチング素子は、ＩＧＢ
Ｔであることを特徴とする。請求項１３では、請求項１
に記載された交流発電装置において、前記スイッチング
素子は、ＭＯＳ−ＦＥＴであることを特徴とする。

【００１７】

【作用および発明の効果】本発明の構成とすることによ
り、誘起相電圧もしくは誘起線間電圧に対して遅れた位
相の合成電圧を作成し、電機子巻き線へ向けて電流を流
すようにしたので交流発電装置の出力を任意に制御する
ことが可能となる。特に発電機の低回転数時において出
力電流を増加させることができるので、発電機の出力を
向上させることができる。また、前記出力を下げる方向
にも制御できるので、界磁の磁束が一定である場合にも
出力制御が可能となる。また、制御態様によっては、回
転数に係わらず出力を向上することができ、出力の割に
体格の小さな発電装置が提供できる。

【００１８】このように、全波整流回路が従来の如く、
全く受動的に発電機子からの電圧を受けるのでなく、自
らの方からも、前記電圧に干渉する印加交流電圧を発生
することにより、自らに働き掛ける電機子出力のモード
を変更せしめて、全波整流回路の直流出力をコントロー
ルできる。

【００１９】請求項２によれば、発電出力検出手段で検
出される発電出力、および相対回転数検出手段で検出さ
れる界磁と電機子との相対回転数に対応する遅れ角が制
御マップより設定される。この制御マップより設定され
た遅れ角は、任意の発電出力および界磁と電機子との任
意の相対回転数の時に、損失最小（即ち効率最大）の界
磁電流と相電流との組み合わせとなる遅れ角であること
から、その遅れ角をもつようにスイッチング素子を駆動
することにより、常に最大効率で発電を行うことができ
る。

【００２０】請求項３によれば、フィードバック回路に
より発電負荷トルクが最小となるように、即ち発電効率
が最大となるように遅れ角が設定される。従って、その
遅れ角をもつようにスイッチング素子を駆動することに
より、常に最大効率で発電を行うことができる。

【００２１】請求項６においては、遅れ角として３０〜
１２０°の角度を選定することにより、電機子に発生す
る電圧と電圧印加回路により電機子に印加される交流電
圧との位相差が大きくなり、大きな電流が発電機と全波
整流回路の入力側との間に流れるようになる。この結
果、全波整流回路の出力側から得られる発電出力（直流
出力）の向上を図ることができる。

【００２２】

【実施例】次に、本発明の第１実施例を図１〜１３に基
づいて説明する。図１は車両用発電装置の全体構成図で
ある。本実施例の車両用発電装置１は、界磁巻線２を有
する回転子３（界磁）、電機子巻線４を有する固定子
５、界磁巻線２を励磁するための励磁回路（下述す
る）、電機子巻線４に誘起された交流電圧を全波整流す
る全波整流回路（下述する）、この全波整流回路の出力
電圧の一部を固定子５（電機子）に印加する電圧印加回
路（下述する）、界磁巻線２の磁束方向と電機子巻線４
との相対的な回転位置を検出する磁気センサ６、７、
８、磁気センサ６〜８の出力を増幅する増幅回路９、増
幅回路９の出力に基づいて電圧印加回路を制御する位相
制御回路１０、および励磁回路を制御する制御回路１１
より構成されている。

【００２３】回転子３は、界磁巻線２が励磁回路より励
磁されることで界磁として働き、エンジン（図示しな
い）の回転動力を受けて回転駆動（図１の反時計方向）
される。電機子巻線４は、Ｙ結線された３個の相巻線４
ａ、４ｂ、４ｃより成り、回転子３の回転に伴って相巻
線４ａ、４ｂ、４ｃの順に電気角で１２０°の位相差を
持った誘起相電圧が発生する。励磁回路は、励磁電流の
断続を行なうトランジスタ１２と、このトランジスタ１
２と直列に接続されたダイオード１３とから成る。

【００２４】全波整流回路（本発明のスイッチング手
段）は、６個のダイオード１４ａ〜１４ｆ（本発明のス
イッチング素子）をブリッジ形に接続して構成されたも
ので、整流後の出力電圧がバッテリ１５および電気負荷
１６に供給される。電圧印加回路（本発明のスイッチン
グ手段）は、全波整流回路の各ダイオード１４ａ〜１４
ｆとそれぞれ並列に接続された６個のトランジスタ１７
ａ〜１７ｆ（本発明のスイッチング素子）により構成さ
れている。この各トランジスタ１７ａ〜１７ｆは、ダイ
オード１４ａ〜１４ｆに対して導通方向が逆方向となる
ように接続されている。

【００２５】磁気センサ６〜８（本発明の位置検出手
段）は、例えば、図２に示すように、ホール素子６ａ〜
８ａを用いたものであり、ホール素子６ａ〜８ａに駆動
電流を流して、その受感面に加わる磁束の直交成分に応
じた電圧を発生するものである。この磁気センサ６〜８
は、各相巻線４ａ〜４ｃに対してそれぞれ電気角で９０
°遅れた位置に３個設置されている。増幅回路９は、各
磁気センサ６〜８の出力をそれぞれ増幅するために、図
３に示すように、３つの作動増幅回路９ａ、９ｂ、９ｃ
より構成されている。

【００２６】位相制御回路１０（本発明の駆動回路）
は、増幅回路９の出力をデジタル変換して作成した制御
信号により電圧印加回路の各トランジスタ１７ａ〜１７
ｆを制御するもので、図４に示すように、ヒステリシス
幅を任意に設定することのできる３つのヒステリシス回
路１０ａ、１０ｂ、１０ｃと、このヒステリシス回路１
０ａ〜１０ｃの出力信号と反対の信号を出力する３つの
ＮＯＴ回路１０ｄ、１０ｅ、１０ｆより構成されてい
る。制御回路１１は周知のものから成り、バッテリ１５
の電圧を検出するＳ端子、イグニッションスイッチ１８
を介してバッテリ１５に接続されるＩＧ端子、および励
磁回路のトランジスタ（ベース）１２に接続されるＤ端
子が設けられている。

【００２７】次に、本実施例の作動を説明する。図１の
イグニッションスイッチ１８のＯＮによって制御回路１
１のＩＧ端子とバッテリ１５とが接続されると、制御回
路１１はバッテリ１５の電圧を検出して、そのバッテリ
電圧に見合った発電出力となるように励磁回路のトラン
ジスタ１２をデューティ制御して、界磁巻線２を適当な
電流で励磁する。

【００２８】この界磁巻線２を有する回転子３がエンジ
ンにより回転駆動されることにより、固定子５の電機子
巻線４には、相巻線４ａ、４ｂ、４ｃの順に１２０°の
位相差を持った誘起相電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅw が発生する
（図５（ａ）参照）。この時、隣合う相巻線４ａと４
ｂ、４ｂと４ｃ、４ｃと４ａ間に発生する誘起線間電圧
Ｅu-v 、Ｅv-w 、Ｅw-u は、誘起相電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅ
w に対してそれぞれ電気角で３０°進んだ位相となる
（図５（ｂ）参照）。なお、Ｅｕ−ｖ＝Ｅｕ−Ｅｖ、Ｅ
ｖ−ｗ＝Ｅｖ−Ｅｗ、Ｅｗ−ｕ＝Ｅｗ−Ｅｕである。

【００２９】また、回転子３の回転に伴って、各磁気セ
ンサ６〜８に電気角で１２０°の位相差を持ったセンサ
出力ｕ、ｖ、ｗが発生する。各磁気センサ６〜８は、そ
れぞれ相巻線４ａ、４ｂ、４ｃに対して電気角で９０°
遅れた位置に設置されていることから、各センサ出力
ｕ、ｖ、ｗは、それぞれ誘起相電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅw と
同位相となる（図５（ｃ）参照）。

【００３０】この各センサ出力ｕ、ｖ、ｗは、増幅回路
９によってそれぞれ増幅されて、位相制御回路１０へ取
り込まれる。位相制御回路１０では、ヒステリシス回路
１０ａ〜１０ｃによってセンサ出力ｕ、ｖ、ｗ（増幅回
路９の出力）より電気角で６０°遅れたデジタル信号Ｕ
0 、Ｕ1 、Ｖ0 、Ｖ1 、Ｗ0 、Ｗ1 （図６（ａ）参照）
が作成されて、このデジタル信号Ｕ0 、Ｕ1 、Ｖ0 、Ｖ
1 、Ｗ0 、Ｗ1 に基づいて電圧印加回路の各トランジス
タ１７ａ〜１７ｆが駆動されることにより、隣合う相巻
線４ａと４ｂ、４ｂと４ｃ、４ｃと４ａ間に交流電圧Ｖ
u-v 、Ｖv-w 、Ｖw-u が印加される（図６（ｂ）参
照）。

【００３１】この印加交流電圧（印加線間電圧）Ｖu-v
、Ｖv-w 、Ｖw-u は、それぞれ誘起相電圧Ｅu 、Ｅv
、Ｅw に対して電気角で３０°遅れることから、図５
（ｂ）に示す誘起線間電圧Ｅu-v 、Ｅv-w 、Ｅw-u に対
しては、それぞれ電気角で６０°遅れることになる。こ
の時、印加交流電圧Ｖu-v 、Ｖv-w 、Ｖw-u によって得
られる印加相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw も、また誘起相電圧
Ｅu 、Ｅv 、Ｅw （図５（ａ）参照）に対してそれぞれ
電気角で６０°遅れている（図６（ｃ）参照）。

【００３２】なお、誘起線間電圧Ｅu-v 、Ｅv-w 、Ｅw-
u に対する印加交流電圧Ｖu-v 、Ｖv-w 、Ｖw-u の遅れ
角は、ヒステリシス回路１０ａ〜１０ｃによって設定さ
れるヒステリシス幅により電気角で０〜９０°まで変更
可能であるが、それ以上の遅れ角を設定する場合は、磁
気センサ６〜８の位置変更によって対応することができ
る。

【００３３】ここで、本実施例の発電方式による効果
を、従来の発電方式との比較に基づいて説明する。従来
の発電方式では、図２５に示したように、電機子抵抗ｒ
_a 、電機子インダクタンスＬ、および負荷抵抗Ｒが直列
に接続されて、これに交流電圧源（誘起相電圧Ｅ₀ ）が
加えられており、負荷抵抗Ｒの両端に加わる電圧Ｖは、
誘起相電圧Ｅ₀ に対して位相差δだけ遅れることにな
る。

【００３４】そして、この位相差δは、従来技術の項で
説明したように、Ｒおよびｒ_a とωＬとの関係（数１参
照）により受動的に決定されるため、回転数が低い時
（ωが小さく、このωを無視できる時）は、δ＝０°と
見做され、相電流Ｉは以下の式で求められる。ただし、
ｋ、ｋ′は比例定数である。

【数３】Ｉ＝（Ｅ₀ −Ｖ）／Ｚ_S ＝（Ｅ₀ −Ｖ）／ｒ_a ＝（ｋω−Ｖ）／ｒ_a

【００３５】また、回転数が高い時（ωが大であり、こ
のωに比し抵抗ｒ_a が無視できる時）は、δ＝９０°と
見做すと、相電流Ｉは以下の式で求められる。

【数４】Ｉ＝Ｅ₀ ／Ｚ_S ＝Ｅ₀ ／ωＬ ＝ｋ′／Ｌ この結果、従来の発電方式では、回転数に対して、図７
の破線グラフで示す出力電流が得られる。

【００３６】一方、本実施例の発電方式（１相モデルの
回路図を図８に示す）では、電圧印加回路を構成する各
トランジスタ１７ａ〜１７ｆの駆動タイミングによりδ
を任意の角度に設定することができる。そこで、例え
ば、図９および図１０に示すように、電圧Ｖに対する相
電圧Ｅはδだけ遅れ角を有するように制御し、例えばδ
＝９０°とすれば、相電流Ｉは電気角ψだけ進み角を有
する形、すなわち進相電流として流れる。回転数が低い
時（ω＝小）、相電流Ｉは以下の式で求められる。

【数５】Ｉ＝Ｅ₀ ／Ｚ_S ＝Ｅ₀ ／ｒ_a ＝ｋω／ｒ_a

【００３７】また、回転数が高い時（ω＝大）、相電流
Ｉは以下の式で求められる。

【数６】Ｉ＝Ｅ₀ ／Ｚ_S ＝Ｅ₀ ／ωＬ ＝ｋ′／Ｌ この結果、図１１に示すように１相の出力は、周期的に
電動状態として出力される領域が発生し、この領域によ
り、発電機の発電力をアシストする形となる。そのた
め、本実施例の発電方式では、回転数に対して、図７の
実線グラフで示す出力電流が得られ、従来の発電方式と
比べて低回転数域での出力が向上する（図１１参照）。

【００３８】なお、誘起線間電圧Ｅu-v 、Ｅv-w 、Ｅw-
u に対する印加交流電圧Ｖu-v 、Ｖv-w 、Ｖw-u の遅れ
角（位相差）δと発電電流および発電効率との関係を図
１２、図１３に示す。本実施例の発電方式によれば、図
１２の一点鎖線グラフで示すように、遅れ角δ＝９０°
の時に略全回転数域で発電電流が最大となり、図１３の
実線グラフで示すように、遅れ角δ＝６０°の時に略全
回転数域において最大効率で発電することができる。従
って、遅れ角を約９０°（７５〜１１０°）に設定する
と高出力が得られ、遅れ角を約６０°（４０〜７５°）
に設定すると高効率が得られる。

【００３９】次に、本発明の第２実施例を説明する。図
１４は第２実施例に係わる車両用発電装置１の全体構成
図である。本実施例は、３個の相巻線４ａ〜４ｃをΔ結
線として、各相巻線４ａ〜４ｃに発生する誘起相電圧に
対して、図１６（ｄ）に示すように、それぞれ電気角で
３０°遅れた交流電圧（擬似正弦波）を各相巻線４ａ〜
４ｃに印加する例を示すものである。

【００４０】次に、本発明の第３実施例を説明する。図
１７は第３実施例に係わる車両用発電装置１の全体構成
図である。本実施例では、第１実施例で説明した位相制
御回路１０の代わりにＰＷＭ発生回路１９を備える。こ
のＰＷＭ発生回路１９は、センサ出力（図１８（ｃ）参
照）に基づいて作成したパルス信号（図１９（ｄ）参
照）により電圧印加回路を構成する各トランジスタ１７
ａ〜１７ｆを駆動する。これにより、矩形パルス群より
成る交流電圧（図１９（ｅ）参照）が、固定子５に発生
する線間電圧に対してそれぞれ電気角で６０°遅れた位
相で隣合う相巻線４ａと４ｂ、４ｂと４ｃ、４ｃと４ａ
間に印加される。

【００４１】次に、本発明の第４実施例を説明する。図
２０は第４実施例に係わる車両用発電装置１の全体構成
図である。本実施例の車両用発電装置１は、第１実施例
で説明した各構成要素（説明は省略する）の他に、全波
整流回路で全波整流された直流出力電流を検出する電流
センサ２０（本発明の発電出力検出手段）、磁気センサ
６のセンサ出力ｕより電気角速度を算出するＦ／Ｖ変換
回路２１（本発明の相対回転数検出手段）、および位相
制御回路１０を制御するマップ回路２２を備える。

【００４２】マップ回路２２は、回転子３と固定子５と
の任意の相対回転数および任意の発電出力に対して、損
失最小の界磁電流と相電流との組み合わせとなる遅れ角
がマッピング（記憶）された制御マップ（図示しない）
を備え、この制御マップで設定される遅れ角に対応した
ヒステリシス設定値を位相制御回路１０（図２１参照）
へ出力する。

【００４３】ここで、発電効率向上の原理について説明
する。本実施例の交流発電装置１は、図２２に示す１相
モデルおよび図２３に示すベクトル図で表すことができ
る。また、相電流Ｉは、以下の式により求められる。

【数７】

【００４４】そして、直流として取り出し可能な出力Ｐ
は、３相発電機の場合、以下の式により求められる。

【数８】Ｐ＝Ｉ_DCＶ_DC ＝３ＶＩｃｏｓψ ＝３（ＶＥ₀ ／Ｚ_s ）ｓｉｎδ……（式の導出は省略す
る）

【００４５】なお、上記の各式で用いた記号を以下に示
す。 Ｐ ：発電出力 Ｉ ：相電流 Ｅ₀ ：誘起相電圧（＝界磁電流Ｉ_f の関数） Ｖ ：端子電圧（一定） Ｚ_s ：同期インピーダンス［＝ ｛（ωＬ）² ＋
ｒ_a ² ｝］ Ｌ ：同期インダクタンス ｒ_a ：電機子抵抗（相抵抗） δ ：負荷角（遅れ角） ψ ：力率角 ψ_s ：＝ｔａｎ^-1（ωＬ／ｒ_a ） ω ：電気角速度（＝極数／２×２πｎ／６０） ｎ ：回転数（ｒｐｍ） Ｉ_DC：直流出力電流 Ｖ_DC：直流電圧

【００４６】次に、上記の相電流Ｉおよび出力Ｐの算出
式を図式化した円線図（図２４）を用いて発電時の状態
を考察する。図２４の円線図において、出力が一定とな
るｐ点の軌跡は以下のようになる。

【数９】

【００４７】一般に、ｒ_a ≪ωであるから、ψ_s ≒π／
２であり、これを上記の式に代入すると、

【数１０】

【００４８】従って、出力Ｐが一定ならば、ｂｐ（ｂ点
とｐ点との距離）は一定であり、ｂ点を中心としてｂｐ
を半径とする円が一定出力Ｐに対する軌跡となる。この
円を出力円ｐ_a と呼ぶ。今、回転数ｎおよび出力Ｐがそ
れぞれ一定の状態を考える（この時、回転数ｎが一定で
あることから、同期インピーダンスＺ_s も一定であ
る）。出力Ｐが一定であるので、出力円ｐ_a 上をｐ点が
動く。ｐ点がｃ点と等しくなった時に誘起相電圧Ｅ₀ は
最小、即ち界磁電流Ｉ_f は最小となる。界磁電流Ｉ_fを
増すに従って誘起相電圧Ｅ₀ は増加し、ｐ点は出力円ｐ
_a の円周上を時計回転方向に移動するので、相電流Ｉが
減少し、ｄ点において相電流Ｉは最小となる。この時、
力率角ψ＝０°、即ち力率が１００％となる。

【００４９】通常の界磁電流Ｉ_f 制御のみによる発電方
式では、常に力率１００％の状態にある。その時のベク
トル図および円線図を図２５および図２６に示す。とこ
ろで、発電機の効率は以下の式で示される。

【数１１】 η＝Ｐ／（Ｐ＋Ｐ_c ＋Ｐ_f ＋Ｐ_i ＋Ｐ_m ＋Ｐα） なお、 Ｐ ：発電出力 Ｐ_c ：銅損（電機子銅損） Ｐ_f ：界磁損（界磁巻線銅損） Ｐ_i ：鉄損 Ｐ_m ：機械損 Ｐα：その他の損失

【００５０】ここで、Ｐ_i 、Ｐ_m 、Ｐαは、一定端子電
圧および一定回転数の条件でほぼ一定な損失である。ま
た、Ｐ_c およびＰ_f は、それぞれ以下の式で示される。

【数１２】Ｐ_c ＝３ｒ_a Ｉ² Ｐ_f ＝ｒ_f Ｉ_f ²

【００５１】通常の界磁電流Ｉ_f 制御のみによる発電方
式では、誘起相電圧Ｅ₀ 、即ち界磁電流Ｉ_f を調整して
出力Ｐを制御するために、界磁電流Ｉ_f が決まれば、自
ずと相電流Ｉが決定されるため、銅損と界磁損との和
（Ｐ_c ＋Ｐ_f ）を最小とすることができない。しかし、
図２４に示した出力円ｐ_a 上では、負荷角δを制御する
ことにより相電圧及び負荷電圧に対応する損失（Ｐ_c ＋
Ｐ_f ）が最小、即ち効率最大のポイントに制御すること
が可能となる。

【００５２】本実施例は、発電機の発電状態において最
適な相電流Ｉと界磁電流Ｉ_f を見つけ出し、高効率発電
させることを狙いとしたものである。以下、本実施例の
作動について説明する。イグニッションスイッチ１８の
ＯＮによって制御回路１１のＩＧ端子とバッテリ１５と
が接続されると、制御回路１１はバッテリ１５の電圧を
検出して、そのバッテリ電圧が目標の電圧（例えば１４
Ｖ）となるように励磁回路のトランジスタ１２をデュー
ティ制御して、界磁巻線２を適当な電流で励磁する。

【００５３】この界磁巻線２を有する回転子３がエンジ
ンにより回転駆動されることにより、固定子５の電機子
巻線４には、相巻線４ａ、４ｂ、４ｃの順に１２０°の
位相差を持った誘起相電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅw が発生する
（図２７（ａ）参照）。この時、隣合う相巻線４ａと４
ｂ、４ｂと４ｃ、４ｃと４ａ間に発生する誘起線間電圧
Ｅu-v 、Ｅv-w 、Ｅw-u は、誘起相電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅ
w に対してそれぞれ電気角で３０°進んだ位相となる
（図２７（ｂ）参照）。なお、Ｅｕ−ｖ＝Ｅｕ−Ｅｖ、
Ｅｖ−ｗ＝Ｅｖ−Ｅｗ、Ｅｗ−ｕ＝Ｅｗ−Ｅｕである。

【００５４】また、回転子３の回転に伴って、各磁気セ
ンサ６〜８に電気角で１２０°の位相差を持ったセンサ
出力ｕ、ｖ、ｗが発生する。各磁気センサ６〜８は、そ
れぞれ相巻線４ａ、４ｂ、４ｃに対して電気角で９０°
遅れた位置に設置されていることから、各センサ出力
ｕ、ｖ、ｗは、それぞれ誘起相電圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅw と
同位相となる（図２７（ｃ）参照）。何故なら、磁気セ
ンサ６〜８は、磁束φそのものを検出し、その磁束φが
誘起相電圧Ｅ＝−ｄφ／ｄｔに対して９０°進んでいる
ためである。

【００５５】この各センサ出力ｕ、ｖ、ｗは、増幅回路
９によってそれぞれ増幅されて、位相制御回路１０へ取
り込まれる。位相制御回路１０では、マップ回路２２か
らのヒステリシス設定値を用いて、ヒステリシス回路１
０ａ〜１０ｃによりセンサ出力ｕ、ｖ、ｗ（増幅回路９
の出力）に対して、ヒステリシス設定値に対応する角度
分遅れたデジタル信号Ｕ0 、Ｕ1 、Ｖ0 、Ｖ1 、Ｗ0 、
Ｗ1 （図２８（ａ）参照）が作成される。ここでは、ヒ
ステリシス設定値により電気角で６０°遅れたデジタル
信号を得ている。このデジタル信号Ｕ0 、Ｕ1 、Ｖ0 、
Ｖ1 、Ｗ0 、Ｗ1 に基づいて電圧印加回路の各トランジ
スタ１７ａ〜１７ｆが駆動されることにより、隣合う相
巻線４ａと４ｂ、４ｂと４ｃ、４ｃと４ａ間に交流電圧
Ｖu-v 、Ｖv-w 、Ｖw-u が印加される（図２８（ｂ）参
照）。

【００５６】この印加交流電圧（印加線間電圧）Ｖu-v
、Ｖv-w 、Ｖw-u は、それぞれ誘起相電圧Ｅu 、Ｅv
、Ｅw に対して電気角で３０°遅れることから、図２
７（ｂ）に示す誘起線間電圧Ｅu-v 、Ｅv-w 、Ｅw-u に
対しては、それぞれ電気角で６０°遅れることになる。
この時、印加交流電圧Ｖu-v 、Ｖv-w 、Ｖw-u によって
得られる印加相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw も、また誘起相電
圧Ｅu 、Ｅv 、Ｅw （図２７（ａ）参照）に対してそれ
ぞれ電気角で６０°遅れている（図２８（ｃ）参照）。
即ち、マップ回路２２からのヒステリシス設定値により
負荷角δ（遅れ角）を６０°に設定できたことになる。
以上、マップ回路２２からのヒステリシス設定値により
負荷角δを設定する方法を示した。

【００５７】次に、マップ回路２２による高効率発電に
ついて説明する。今、マップ回路２２からのヒステリシ
ス設定値により負荷角δを６０°とし、また、制御回路
１１によりバッテリ電圧が目標の電圧（例えば１４Ｖ）
となるように励磁回路のトランジスタ１２をデューティ
制御して、界磁巻線が適当な電流（Ｉ_f ）で励磁されて
いるとする。

【００５８】マップ回路２２は、この時の直流電流Ｉ_DC
を電流センサ２０により測定して制御回路１１の目標電
圧との積により需要電力Ｐを算出し、その需要電力Ｐと
Ｆ／Ｖ変換回路２１からの電気角速度信号ωとにより、
損失（Ｐ_c ＋Ｐ_f ）が最小、即ち効率最大のポイント
（ＩとＥ₀ 即ち界磁電流Ｉ_f の組み合わせ）となる負荷
角δを制御マップより読み取り、その負荷角δに対応す
るヒステリシス設定値を位相制御回路１０に出力する。

【００５９】これにより、発電機は、図２９に示すよう
に、低回転数域から高回転数域に至る全回転数域におい
て常に最大効率で発電することが可能となり、その結
果、車両の省燃費化を実現できる。

【００６０】次に、本発明の第５実施例を説明する。図
３０は第５実施例に係わる車両用発電装置１の全体構成
図である。本実施例の車両用発電装置１は、第１実施例
で説明した各構成要素（説明は省略する）の他に、回転
子３の軸トルクを検出するトルク検出手段２３、このト
ルク検出手段２３の信号に基づいて位相制御回路１０を
制御するフィードバック回路２４を備える。

【００６１】本実施例では、フィードバック回路２４か
らのヒステリシス設定値により負荷角δを設定するもの
であり、フィードバック回路２４の作動以外は、第４実
施例と同様である。そこで、フィードバック回路２４の
作動を図３１に示すアルゴリズムを用いて説明する。
今、フィードバック回路２４からのヒステリシス設定値
により負荷角δ₀ を６０°とし、また制御回路１１によ
りバッテリ電圧が目標の電圧（例えば１４Ｖ）となるよ
うに励磁回路のトランジスタ１２をデューティ制御し
て、界磁巻線２が適当な電流（Ｉ_f ）で励磁されている
とする。

【００６２】フィードバック回路２４は、負荷角δを調
整するとともに、トルク検出手段２３により検出される
回転子３の軸トルクτをフィードバックして、その軸ト
ルクτが最小（損失最小、効率最大）となる負荷角δを
求め、その負荷角δに対応するヒステリシス設定値を位
相制御回路１０へ出力する。これにより、第４実施例と
同様に、全回転数域において常に最大効率で発電するこ
とが可能となり、その結果、車両の省燃費化を実現でき
る。

【００６３】次に、本発明の第６実施例を説明する。図
３２は第６実施例に係わる車両用発電装置１の全体構成
図である。本実施例は、第１実施例の３個の相巻線４ａ
〜４ｃにおける電流を検出する検出装置２５を備え、各
相巻線４ａ〜４ｃに発生する電流から誘起相電圧Ｅｕ、
Ｅｖ、Ｅｗの各位相を求めるようにしたものである。こ
のような構成にすることにより、第１実施例のごとく出
力センサを設ける必要がなく構成が簡素となる。また，
第６実施例はスイッチング素子として、図３２に示すよ
うにＭＯＳ−ＦＥＴ( 27a,27b,27c,27d,27e,27f)を用い
た構成としている。この場合、各ＭＯＳ−ＦＥＴ内部に
はダイオード素子（26a,26b,26c,26d,26e,26f)を一体的
に構成されていることから、第１実施例におけるスイッ
チング素子と同様の作動、制御を行うことができる。

【００６４】〔変形例〕実施例では、電圧印加回路を構
成するスイッチング素子としてトランジスタ１７ａ〜１
７ｆを使用したが、サイリスタを使用することもでき
る。また、全波整流回路を構成するダイオード１４ａ〜
１４ｆと電圧印加回路を構成するトランジスタ１７ａ〜
１７ｆとを１つの素子で一体的に構成するＩＧＢＴとす
ることも可能である。また、３個の相巻線４ａ〜４ｃを
Ｙ結線（第１実施例、第３実施例）あるいはΔ結線（第
２実施例）した３相電機子巻線４としたが、相数および
結線を限定するものではない。

【００６５】磁気センサ６〜８としてホール素子６ａ〜
８ａを示したが、フォトセンサを用いても良い。あるい
はエンコーダ、レゾルバ等の回転センサを設置しても良
い。磁気センサ６〜８の信号処理回路として増幅回路９
およびヒステリシス回路１０ａ〜１０ｃを用いたが、こ
れらの回路を一体としたホールＩＣ等を用いても良い。
実施例では、回転子３に界磁巻線２を持たせて、外部の
励磁回路（トランジスタ１２およびダイオード１３）に
より励磁電流を可変制御する例を説明したが、界磁とし
て磁石式回転子を用いても良い。この時、励磁回路は不
要となり、また出力は遅れ角δで調整することができ
る。

【００６６】第４実施例では、Ｆ／Ｖ変換回路２１によ
り磁気センサ６のセンサ出力ｕに基づいて電気角速度を
算出したが、磁気センサ７のセンサ出力ｖ、または磁気
センサ８のセンサ出力ｗに基づいて算出しても良いこと
は言うまでもない。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施例に係わる車両用発電装置の全体構成
図である。

【図２】第１実施例に用いた磁気センサの模式図であ
る。

【図３】第１実施例に用いた増幅回路の構成を示す回路
図である。

【図４】第１実施例に用いた位相制御回路の構成を示す
回路図である。

【図５】第１実施例における誘起相電圧、誘起線間電
圧、およびセンサ出力の各波形図である。

【図６】第１実施例におけるトランジスタ入力信号、印
加線間電圧、および印加相電圧の各波形図である。

【図７】第１実施例の発電装置と従来発電装置とを比較
するグラフである。

【図８】第１実施例の１相モデルの発電原理を示す回路
図である。

【図９】第１実施例の発電方式を説明するベクトル図で
ある。

【図１０】第１実施例の電圧電流波形図である。

【図１１】第１実施例による発電出力を示すグラフであ
る。

【図１２】第１実施例と従来例の双方において回転数と
発電電流との関係を示すグラフである。

【図１３】図１２と同じく回転数と発電効率との関係を
示すグラフである。

【図１４】第２実施例に係わる車両用発電装置の全体構
成図である。

【図１５】第２実施例に係わる各部波形図（ａ）、
（ｂ）である。

【図１６】第２実施例に係わる各部波形図（ｃ）、
（ｄ）である。

【図１７】第３実施例に係わる車両用発電装置の全体構
成図である。

【図１８】第３実施例に係わる各部波形図（ａ）〜
（ｃ）である。

【図１９】第３実施例に係わる各部波形図（ｄ）、
（ｅ）である。

【図２０】第４実施例に係わる車両用発電装置の全体構
成図である。

【図２１】第４実施例に用いた位相制御回路の構成を示
す回路図である。

【図２２】第４実施例の１相モデルの発電原理を示す回
路図である。

【図２３】本発電方式による発電状態を示すベクトル図
である（第４実施例）。

【図２４】本発電方式による発電状態を示す円線図であ
る（第４実施例）。

【図２５】従来の発電方式による発電状態を示すベクト
ル図である。

【図２６】従来の発電方式による発電状態を示す円線図
である。

【図２７】第４実施例における誘起相電圧、誘起線間電
圧、およびセンサ出力の各波形図である。

【図２８】第４実施例におけるトランジスタ入力信号、
印加線間電圧、および印加相電圧の各波形図である。

【図２９】本発電方式による発電効率を示すグラフであ
る（第４実施例）。

【図３０】第５実施例に係わる車両用発電装置の全体構
成図である。

【図３１】フィードバック回路の作動を示すアルゴリズ
ムである（第５実施例）。

【図３２】第６実施例に係わる車両用発電装置の全体構
成図である。

【図３３】車両用発電機の回路図である（従来技術）。

【図３４】発電出力の向上を説明するグラフである（従
来技術）。

【図３５】発電出力の向上を説明するグラフである（従
来技術）。

【図３６】発電出力の向上を説明するグラフである（従
来技術）。

【図３７】発電原理を示す１相モデルの回路図である
（従来技術）。

【図３８】従来発電方式のベクトル図である。

【図３９】従来発電方式の電圧電流波形図である。

【図４０】従来発電方式による発電出力を示すグラフで
ある。

【符号の説明】

１ 車両用発電装置 ３ 回転子（界磁） ４ 電機子巻線 ４ａ〜４ｃ 相巻線 ５ 固定子（電機子） ６〜８ 磁気センサ（位置検出手段） １０ 位相制御回路（駆動回路・第１実施例、第２実施
例） １１ 制御回路（界磁電流制御手段） １４ａ〜１４ｆ ダイオード（スイッチング素子） １７ａ〜１７ｆ トランジスタ（スイッチング素子） １９ ＰＷＭ発生回路（駆動回路・第３実施例） ２０ 電流センサ（発電出力検出手段） ２１ Ｆ／Ｖ変換回路（相対回転数検出手段） ２２ マップ回路 ２３ トルク検出手段（発電負荷トルク検出手段） ２４ フィードバック回路 ２５ 電流検出装置 ２６ａ〜２６ｆ ダイオード（スイッチング素子） ２７ａ〜２７ｆ ＭＯＳ−ＦＥＴ( スイッチング素子）

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】界磁巻線を有し、この界磁巻線に界磁電流
   が流れることで磁束を発生する界磁と、 ｎ個の相巻線を結線して成る電機子巻線を有し、前記界
   磁との相対回転に伴って前記相巻線に誘起相電圧が発生
   する電機子と、 前記電機子巻線に結線された少なくともｎ個のスイッチ
   ング素子を備え、少なくともこれらのスイッチング素子
   によって、前記相巻線に発生する誘起相電圧を全波整流
   して負荷に供給するブリッジ型全波整流回路を形成する
   とともに、その全波整流回路の出力電圧の一部を前記電
   機子巻線の一部に交流電圧として印加する電圧印加回路
   を形成するスイッチング手段と、 前記電圧印加回路により前記電機子巻線の一部に印加さ
   れる交流電圧の位相が、隣り合う前記相巻線間に発生す
   る誘起線間電圧の位相に対して任意の遅れ角を有すると
   ともに前記電機子巻線へ向けて前記印加される交流電圧
   の位相に対し進み角を有する進相電流を流すように前記
   スイッチング素子を駆動する駆動回路とを備えた交流発
   電装置。
2. 【請求項２】前記全波整流回路の出力電圧に基づいて前
   記界磁電流を制限する界磁電流制御手段と、 発電出力を検出する発電出力検出手段と、 前記界磁と前記電機子との相対回転数を検出する相対回
   転数検出手段と、 任意の発電出力および前記界磁と前記電機子との任意の
   相対回転数の時に、損失最小の界磁電流と相電流との組
   み合わせとなる前記遅れ角が予め記憶された制御マップ
   を備え、前記発電出力検出手段及び前記相対回転数検出
   手段により得られた情報に対応して前記制御マップより
   前記遅れ角を設定するマップ回路とを備えたことを特徴
   とする請求項１に記載された交流発電装置。
3. 【請求項３】前記全波整流回路の出力電圧に基づいて前
   記界磁電流を制御する界磁電流制御手段と、 発電負荷トルクを検出する発電負荷トルク検出手段と、 前記発電負荷トルク検出手段によって得られた情報によ
   り前記発電負荷トルクが最小となるように前記遅れ角を
   設定するフィードバック回路とを備えたことを特徴とす
   る請求項１記載の交流発電装置。
4. 【請求項４】前記電機子巻線の一部とは、隣り合う前記
   相巻線相互の線間であることを特徴とする請求項１に記
   載された交流発電装置。
5. 【請求項５】前記電機子巻線の一部とは、前記相巻線で
   あることを特徴とする請求項１記載の交流発電装置。
6. 【請求項６】前記任意の遅れ角は、３０°から１２０°
   の範囲内から決定された角度であることを特徴とする請
   求項１記載の交流発電装置。
7. 【請求項７】前記電圧印加回路により印加された交流電
   圧は、ステップ状に変化する擬似的正弦波からなること
   を特徴とする請求項１記載の交流発電装置。
8. 【請求項８】前記電圧印加回路により印加される交流電
   圧は、ＰＷＭ制御により形成された矩形パルス群から成
   ることを特徴とする請求項１記載の交流発電装置。
9. 【請求項９】前記スイッチング素子は、前記電圧印加回
   路を構成するスイッチング素子部分と前記ブリッジ型全
   波整流回路を構成するスイッチング素子部分とから成る
   ことを特徴とする請求項１記載の交流発電装置。
10. 【請求項１０】前記電圧印加回路を構成する前記スイッ
    チング素子部分はトランジスタであり、前記ブリッジ型
    全波整流回路を構成する前記スイッチング素子部分はダ
    イオードであることを特徴とする請求項１に記載の交流
    発電装置。
11. 【請求項１１】前記電圧印加回路を構成する前記スイッ
    チング素子部分と前記ブリッジ型全波整流回路を構成す
    るスイッチング素子部分とは一体の素子から成ることを
    特徴とする請求項１に記載された交流発電装置。
12. 【請求項１２】前記スイッチング素子は、ＩＧＢＴであ
    ることを特徴とする請求項１記載の交流発電装置。
13. 【請求項１３】前記スイッチング素子は、ＭＯＳ−ＦＥ
    Ｔであることを特徴とする請求項１記載の交流発電装
    置。
14. 【請求項１４】前記界磁の磁束方向と前記電機子巻線と
    の相対的な回転位置を検出する位置検出手段を備え、前
    記遅れ角は前記位置検出手段の検出値に基づいて前記ス
    イッチング素子を駆動することにより制御されることを
    特徴とする請求項１記載の交流発電装置。
15. 【請求項１５】相電流を検出する電流検出手段を備え、
    前記遅れ角は、前記電流検出手段により検出された電流
    値と、前記電流値に対応する相電圧とに基づいて前記ス
    イッチング素子を駆動することにより制御されることを
    特徴とする請求項１記載の交流発電装置。
16. 【請求項１６】界磁巻線を有し、この界磁巻線に界磁電
    流が流れることで磁束を発生する界磁と、 ｎ個の相巻線を結線して成る電機子巻線を有し、前記界
    磁との相対回転に伴って前記相巻線に誘起相電圧が発生
    する電機子と、 前記電機子巻線に結線された少なくともｎ個のスイッチ
    ング素子を備え、少なくともこれらのスイッチング素子
    によって、前記相巻線に発生する誘起相電圧を全波整流
    して負荷に供給するブリッジ型全波整流回路を形成する
    とともに、その全波整流回路の出力電圧の一部を前記電
    機子巻線の一部に交流電圧として印加する電圧印加回路
    を形成するスイッチング手段と、 前記電圧印加回路により前記電機子巻線の一部に印加さ
    れる交流電圧の各相電圧の位相が、対応する誘起相電圧
    の位相に対して任意の遅れ角を有するとともに前記電機
    子巻線へ向けて前記印加された相電圧の位相に対し進み
    角を有する進相電流を流すように前記スイッチング素子
    を駆動する駆動回路とを備えた交流発電装置。
17. 【請求項１７】磁束を発生する界磁と、 ｎ個の相巻線を結線して成る電機子巻線を有し、前記界
    磁との相対回転に伴って前記相巻線に誘起相電圧が発生
    する電機子と、 前記電機子巻線に結線された少なくともｎ個のスイッチ
    ング素子を備え、少なくともこれらのスイッチング素子
    によって、前記相巻線に発生する誘起相電圧を全波整流
    して負荷に供給するブリッジ型全波整流回路を形成する
    とともに、その全波整流回路の出力電圧の一部を前記電
    機子巻線の一部に交流電圧として印加する電圧印加回路
    を形成するスイッチング手段と、 前記電圧印加回路により前記電機子巻線の一部に印加さ
    れる交流電圧の位相が、隣り合う前記相巻線間に発生す
    る誘起線間電圧の位相に対して任意の遅れ角を有すると
    ともに前記電機子巻線へ向けて電流を流すように前記ス
    イッチング素子を駆動する駆動回路とを備えた交流発電
    装置。