JPH08189974A - 放射線エネルギースペクトル測定装置 - Google Patents
放射線エネルギースペクトル測定装置Info
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- JPH08189974A JPH08189974A JP7002919A JP291995A JPH08189974A JP H08189974 A JPH08189974 A JP H08189974A JP 7002919 A JP7002919 A JP 7002919A JP 291995 A JP291995 A JP 291995A JP H08189974 A JPH08189974 A JP H08189974A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
- H03M1/56—Input signal compared with linear ramp
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Measurement Of Radiation (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 放射線エネルギースペクトルを容易にかつ高
精度に求めうる放射線エネルギースペクトル測定装置を
提供すること。 【構成】 放射線信号（２ｓ）とランプ信号（７ｓ）と
を加算する加算手段（８）と、この加算結果（８ｓ）を
ディジタル値に変換するアナログ・ディジタル変換手段
（３）と、ディジタル信号をサンプリングしてそのディ
ジタル値を積分し、その積分値を（サンプリング周期×
サンプリング数）に相当するサンプリング時間で平均
し、この平均値をチャンネル変換する信号処理手段
（４）とを備えている。
精度に求めうる放射線エネルギースペクトル測定装置を
提供すること。 【構成】 放射線信号（２ｓ）とランプ信号（７ｓ）と
を加算する加算手段（８）と、この加算結果（８ｓ）を
ディジタル値に変換するアナログ・ディジタル変換手段
（３）と、ディジタル信号をサンプリングしてそのディ
ジタル値を積分し、その積分値を（サンプリング周期×
サンプリング数）に相当するサンプリング時間で平均
し、この平均値をチャンネル変換する信号処理手段
（４）とを備えている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放射線エネルギースペ
クトル測定装置に係わり、特に計測回路の精度を向上さ
せうるディジタル式の放射線エネルギースペクトル測定
装置に関する。
クトル測定装置に係わり、特に計測回路の精度を向上さ
せうるディジタル式の放射線エネルギースペクトル測定
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の放射線エネルギースペクトル測定
装置のディジタル波形処理について、図１６のブロック
図を基に説明する。
装置のディジタル波形処理について、図１６のブロック
図を基に説明する。
【０００３】放射線に感応する放射線検出器１は、その
放射線に対応する電荷を発生させ、その電荷量をプリア
ンプ２に出力する。プリアンプ２では入力した電荷量を
電気信号に変換し、線形増幅器５１に出力する。ここ
で、放射線検出器１及びプリアンプ２の出力信号は、使
用する放射線検出器やプリアンプの種類により、例えば
指数関数的に減衰する波形であったり、段階状に変化す
る波形であったりする。線形増幅器５１は入力した電気
信号を比例的に増幅しまた波形整形を行い、アナログ・
ディジタル変換器（以下、ＡＤ変換器と略称する）５２
に出力する。線形増幅器５１は、その出力信号が放射線
のエネルギースペクトルに比例した波高値のパルス信号
となるように、それぞれの波形に合わせた適当な増幅と
波形整形処理を行っている。ＡＤ変換器５２では線形増
幅器５１の出力信号であるパルス信号の最大電圧をディ
ジタル信号に変換して、そのディジタル値をスペクトル
表示器５３に出力する。従来はこのように放射線のエネ
ルギースペクトルを求めていた。
放射線に対応する電荷を発生させ、その電荷量をプリア
ンプ２に出力する。プリアンプ２では入力した電荷量を
電気信号に変換し、線形増幅器５１に出力する。ここ
で、放射線検出器１及びプリアンプ２の出力信号は、使
用する放射線検出器やプリアンプの種類により、例えば
指数関数的に減衰する波形であったり、段階状に変化す
る波形であったりする。線形増幅器５１は入力した電気
信号を比例的に増幅しまた波形整形を行い、アナログ・
ディジタル変換器（以下、ＡＤ変換器と略称する）５２
に出力する。線形増幅器５１は、その出力信号が放射線
のエネルギースペクトルに比例した波高値のパルス信号
となるように、それぞれの波形に合わせた適当な増幅と
波形整形処理を行っている。ＡＤ変換器５２では線形増
幅器５１の出力信号であるパルス信号の最大電圧をディ
ジタル信号に変換して、そのディジタル値をスペクトル
表示器５３に出力する。従来はこのように放射線のエネ
ルギースペクトルを求めていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような方
法による放射線のエネルギースペクトルの測定には以下
のような問題がある。
法による放射線のエネルギースペクトルの測定には以下
のような問題がある。
【０００５】１．立ち上がり時間の遅い信号が線形増幅
器に加えられると、線形増幅器の出力信号は小さくな
り、その結果正確な放射線のエネルギースペクトルが測
れない。
器に加えられると、線形増幅器の出力信号は小さくな
り、その結果正確な放射線のエネルギースペクトルが測
れない。
【０００６】２．ＡＤ変換器自体に存在する変換誤差が
存在するため、正確に放射線のエネルギースペクトルを
計測できない。
存在するため、正確に放射線のエネルギースペクトルを
計測できない。
【０００７】このうち、２番目のＡＤ変換器自体に存在
する誤差を減じるために、図１７に示すように乱数を発
生させる乱数発生器５６と、その乱数を入力するディジ
タル・アナログ変換器５５と、上述した線形増幅器５１
及びディジタル・アナログ変換器５５それぞれの出力信
号を入力するアナログ加算器５４と、アナログ加算器５
４の加算結果を入力するアナログ・ディジタル変換器５
２と、乱数及びアナログ・ディジタル変換器５２それぞ
れの出力信号の差をとるディジタル減算器５７と、その
差を表示するスベクトル表示器５８とを備える回路（ス
ライディング・スケール法による回路）が考えられてい
る。しかし、その回路が複雑であり、容易に実現するこ
とが困難である。（GLENN F.KNOLL 著 木村逸郎・阪井
英次訳「放射線計測ハンドブック」第２版P.722-733 よ
り） そこで本発明の目的は、放射線エネルギースペクトルを
容易にかつ高精度に求めうる放射線エネルギースペクト
ル測定装置を提供することにある。
する誤差を減じるために、図１７に示すように乱数を発
生させる乱数発生器５６と、その乱数を入力するディジ
タル・アナログ変換器５５と、上述した線形増幅器５１
及びディジタル・アナログ変換器５５それぞれの出力信
号を入力するアナログ加算器５４と、アナログ加算器５
４の加算結果を入力するアナログ・ディジタル変換器５
２と、乱数及びアナログ・ディジタル変換器５２それぞ
れの出力信号の差をとるディジタル減算器５７と、その
差を表示するスベクトル表示器５８とを備える回路（ス
ライディング・スケール法による回路）が考えられてい
る。しかし、その回路が複雑であり、容易に実現するこ
とが困難である。（GLENN F.KNOLL 著 木村逸郎・阪井
英次訳「放射線計測ハンドブック」第２版P.722-733 よ
り） そこで本発明の目的は、放射線エネルギースペクトルを
容易にかつ高精度に求めうる放射線エネルギースペクト
ル測定装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明に
係る放射線エネルギースペクトル測定装置は、放射線に
感応して電気信号を出力する放射線検出手段と、この放
射線検出手段から電気信号が出力された時に検出信号を
出力する信号検出手段と、この検出信号が出力された時
にランプ信号を出力するランプ信号発生手段と、電気信
号及びランプ信号を加算する加算手段と、この加算結果
信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル
変換手段と、ディジタル信号をサンプリングしてそのデ
ィジタル値を積分し、その積分値を（サンプリング周期
×サンプリング数）に相当するサンプリング時間で平均
し、この平均値をチャンネル変換する信号処理手段と、
チャンネル変換した値を保存・表示するスペクトル表示
手段とを備えたことを特徴とする。
係る放射線エネルギースペクトル測定装置は、放射線に
感応して電気信号を出力する放射線検出手段と、この放
射線検出手段から電気信号が出力された時に検出信号を
出力する信号検出手段と、この検出信号が出力された時
にランプ信号を出力するランプ信号発生手段と、電気信
号及びランプ信号を加算する加算手段と、この加算結果
信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル
変換手段と、ディジタル信号をサンプリングしてそのデ
ィジタル値を積分し、その積分値を（サンプリング周期
×サンプリング数）に相当するサンプリング時間で平均
し、この平均値をチャンネル変換する信号処理手段と、
チャンネル変換した値を保存・表示するスペクトル表示
手段とを備えたことを特徴とする。
【０００９】請求項２に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項１に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の２０倍
以上とするものであり、信号処理手段がサンプリング数
を２０４８以下とするものであることを特徴とする。
ギースペクトル測定装置は、請求項１に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の２０倍
以上とするものであり、信号処理手段がサンプリング数
を２０４８以下とするものであることを特徴とする。
【００１０】請求項３に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項１に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の２０倍
以上とするものであり、信号処理手段がサンプリング数
を２０４９以上とするものであることを特徴とする。
ギースペクトル測定装置は、請求項１に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の２０倍
以上とするものであり、信号処理手段がサンプリング数
を２０４９以上とするものであることを特徴とする。
【００１１】請求項４に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項１に記載の信号処理
手段に対して、通常はサンプリング数を２０４８以下と
なるように切換え、より高精度にエネルギースペクトル
を計測する時にはサンプリング数を２０４９以上となる
ように切換える切換手段を備え、ランプ信号発生手段が
ランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段
の最小変換ビットに相当する電圧の２０倍以上とするも
のであることを特徴とする。
ギースペクトル測定装置は、請求項１に記載の信号処理
手段に対して、通常はサンプリング数を２０４８以下と
なるように切換え、より高精度にエネルギースペクトル
を計測する時にはサンプリング数を２０４９以上となる
ように切換える切換手段を備え、ランプ信号発生手段が
ランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段
の最小変換ビットに相当する電圧の２０倍以上とするも
のであることを特徴とする。
【００１２】請求項５に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項１に記載の信号処理
手段が、アナログ・ディジタル変換手段の分解能をｍビ
ット分（ｍは正の整数）向上させるために、ディジタル
信号の積分値を（アナログ・ディジタル変換手段のサン
プリング数／２m ）で除算し、この除算値をチャンネル
変換することを特徴とする。
ギースペクトル測定装置は、請求項１に記載の信号処理
手段が、アナログ・ディジタル変換手段の分解能をｍビ
ット分（ｍは正の整数）向上させるために、ディジタル
信号の積分値を（アナログ・ディジタル変換手段のサン
プリング数／２m ）で除算し、この除算値をチャンネル
変換することを特徴とする。
【００１３】請求項６に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項５に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の（２０
×ｍ）倍以上とするものであり、信号処理手段がサンプ
リング数を２０４８以下とするものであることを特徴と
する。
ギースペクトル測定装置は、請求項５に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の（２０
×ｍ）倍以上とするものであり、信号処理手段がサンプ
リング数を２０４８以下とするものであることを特徴と
する。
【００１４】請求項７に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項５に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の（２０
×ｍ）倍以上とするものであり、信号処理手段がサンプ
リング数を２０４９以上とするものであることを特徴と
する。
ギースペクトル測定装置は、請求項５に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の（２０
×ｍ）倍以上とするものであり、信号処理手段がサンプ
リング数を２０４９以上とするものであることを特徴と
する。
【００１５】請求項８に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項５に記載の信号処理
手段に対して、通常はサンプリング数を２０４８以下と
なるように切換え、より高精度にエネルギースペクトル
を測定する時にはサンプリング数を２０４９以上となる
ように切換える切換手段を備え、ランプ信号発生手段
が、ランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジタル変換
手段の最小変換ビットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍
以上とするものであることを特徴とする
ギースペクトル測定装置は、請求項５に記載の信号処理
手段に対して、通常はサンプリング数を２０４８以下と
なるように切換え、より高精度にエネルギースペクトル
を測定する時にはサンプリング数を２０４９以上となる
ように切換える切換手段を備え、ランプ信号発生手段
が、ランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジタル変換
手段の最小変換ビットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍
以上とするものであることを特徴とする
【００１６】
【作用】請求項１に記載の発明は、放射線に対応するプ
リアンプの出力信号及びランプ信号を加算し、その加算
結果をディジタル値に変換した後、そのディジタル値を
積分しその値を時間平均した後、チャンネル変換する。
これによって、アナログ・ディジタル変換手段に存在す
るアナログ・ディジタル変換誤差が時間的に変化するラ
ンプ信号によって平均化されるため、測定精度が向上す
る。
リアンプの出力信号及びランプ信号を加算し、その加算
結果をディジタル値に変換した後、そのディジタル値を
積分しその値を時間平均した後、チャンネル変換する。
これによって、アナログ・ディジタル変換手段に存在す
るアナログ・ディジタル変換誤差が時間的に変化するラ
ンプ信号によって平均化されるため、測定精度が向上す
る。
【００１７】請求項２に記載の発明は、ランプ信号の最
大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビッ
トに相当する電圧の２０倍以上とし、またサンプリング
数を２０４８以下に抑えている。このように、サンプリ
ング数を一定値以下とするため、より良好な高計数率特
性を得ることができる。
大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビッ
トに相当する電圧の２０倍以上とし、またサンプリング
数を２０４８以下に抑えている。このように、サンプリ
ング数を一定値以下とするため、より良好な高計数率特
性を得ることができる。
【００１８】請求項３に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の２０倍以上とし、サンプリング数
を逆に２０４９以上としている。これによってより高精
度の測定ができる。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の２０倍以上とし、サンプリング数
を逆に２０４９以上としている。これによってより高精
度の測定ができる。
【００１９】請求項４に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の２０倍以上とし、サンプリング数
を切り換えるための切換手段を設けている。これによっ
て、高計数率特性を重視する場合と精度を重視する場合
とに適宜切換えて測定することが可能になる。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の２０倍以上とし、サンプリング数
を切り換えるための切換手段を設けている。これによっ
て、高計数率特性を重視する場合と精度を重視する場合
とに適宜切換えて測定することが可能になる。
【００２０】請求項５に記載の発明では、請求項１に記
載の信号処理手段がアナログ・ディジタル変換手段の分
解能をｍビット分（ｍは正の整数）向上させるために、
ディジタル値を積分した値を、（アナログ・ディジタル
変換手段のサンプリング数／２m ）で除算し、この除算
値をチャンネル変換している。これによって、アナログ
・ディジタル変換手段自身の誤差の影響を減じるばかり
でなく、アナログ・ディジタル変換手段の分解能を向上
させることができる。
載の信号処理手段がアナログ・ディジタル変換手段の分
解能をｍビット分（ｍは正の整数）向上させるために、
ディジタル値を積分した値を、（アナログ・ディジタル
変換手段のサンプリング数／２m ）で除算し、この除算
値をチャンネル変換している。これによって、アナログ
・ディジタル変換手段自身の誤差の影響を減じるばかり
でなく、アナログ・ディジタル変換手段の分解能を向上
させることができる。
【００２１】請求項６に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍以上とすると共
に、サンプリング数を２０４８以下に抑えている。これ
によってより良好な高計数率特性を得ることができる。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍以上とすると共
に、サンプリング数を２０４８以下に抑えている。これ
によってより良好な高計数率特性を得ることができる。
【００２２】請求項７に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍以上とすると共
に、サンプリング数を２０４９以上としている。これに
よって高精度のエネルギースペクトルを得ることができ
る。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍以上とすると共
に、サンプリング数を２０４９以上としている。これに
よって高精度のエネルギースペクトルを得ることができ
る。
【００２３】請求項８に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍以上とし、サンプ
リング数を切り換える切換手段を信号処理手段に接続し
ている。これによって、高計数率特性を重視する場合と
精度を重視する場合とに適宜切換えて測定することが可
能になる。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍以上とし、サンプ
リング数を切り換える切換手段を信号処理手段に接続し
ている。これによって、高計数率特性を重視する場合と
精度を重視する場合とに適宜切換えて測定することが可
能になる。
【００２４】
【実施例】まず、本発明の原理について図２〜５のグラ
フを用いて説明する。
フを用いて説明する。
【００２５】図２は、変換誤差のない理想的なＡＤ変換
器に入力される入力電圧とそれに対応しＡＤ変換器から
出力されるディジタル値との関係を示している。ここで
入力電圧を、それぞれ電圧差が一定である（以後この電
圧差を、入力電圧の幅と称する）電圧値Ｅ１〜Ｅ５へと
徐々に大きくしていくこととする。そうすると、ＡＤ変
換器から出力されるディジタル値は、もしＡＤ変換器が
１２ビットの範囲で変換するものであるならば、電圧値
Ｅ１〜Ｅ５に対応して、ディジタル値１０１１（＝Ｎ
１）〜１０１５（＝Ｎ５）となる。
器に入力される入力電圧とそれに対応しＡＤ変換器から
出力されるディジタル値との関係を示している。ここで
入力電圧を、それぞれ電圧差が一定である（以後この電
圧差を、入力電圧の幅と称する）電圧値Ｅ１〜Ｅ５へと
徐々に大きくしていくこととする。そうすると、ＡＤ変
換器から出力されるディジタル値は、もしＡＤ変換器が
１２ビットの範囲で変換するものであるならば、電圧値
Ｅ１〜Ｅ５に対応して、ディジタル値１０１１（＝Ｎ
１）〜１０１５（＝Ｎ５）となる。
【００２６】ところが、変換誤差を有する現実のＡＤ変
換器に同じように入力電圧Ｅ１〜Ｅ５を印加すると、Ａ
Ｄ変換器から出力されるディジタル値は上述したように
ディジタル値Ｎ１〜Ｎ５を出力するが、ＡＤ変換器の変
換誤差のために各ディジタル値Ｎ１〜Ｎ５に対応する電
圧Ｅ１ｅ〜Ｅ５ｅの幅が変わってくる（図３参照）。こ
の変換誤差はＡＤ変換器自体に存在するものであり、一
般にそのＡＤ変換器の最小変換ビットの半分、すなわち
±０．５ＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｉｎｉｆｉｃａｎ
ｔ Ｂｉｔ）程度の大きさであるとされている（以下、
ＡＤ変換器の最小変換ビットをＬＳＢと表現する）。図
３に示すような誤差を有するＡＤ変換器では、理想的な
ＡＤ変換器に比べて、ディジタル値Ｎ１，Ｎ４に対応す
る入力電圧の幅（Ｅ２ｅ−Ｅ１ｅ），（Ｅ５ｅ−Ｅ４
ｅ）は小さく、ディジタル値Ｎ２，Ｎ３に対応する入力
電圧の幅（Ｅ３ｅ−Ｅ２ｅ），（Ｅ４ｅ−Ｅ３ｅ）は大
きくなっている。
換器に同じように入力電圧Ｅ１〜Ｅ５を印加すると、Ａ
Ｄ変換器から出力されるディジタル値は上述したように
ディジタル値Ｎ１〜Ｎ５を出力するが、ＡＤ変換器の変
換誤差のために各ディジタル値Ｎ１〜Ｎ５に対応する電
圧Ｅ１ｅ〜Ｅ５ｅの幅が変わってくる（図３参照）。こ
の変換誤差はＡＤ変換器自体に存在するものであり、一
般にそのＡＤ変換器の最小変換ビットの半分、すなわち
±０．５ＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｉｎｉｆｉｃａｎ
ｔ Ｂｉｔ）程度の大きさであるとされている（以下、
ＡＤ変換器の最小変換ビットをＬＳＢと表現する）。図
３に示すような誤差を有するＡＤ変換器では、理想的な
ＡＤ変換器に比べて、ディジタル値Ｎ１，Ｎ４に対応す
る入力電圧の幅（Ｅ２ｅ−Ｅ１ｅ），（Ｅ５ｅ−Ｅ４
ｅ）は小さく、ディジタル値Ｎ２，Ｎ３に対応する入力
電圧の幅（Ｅ３ｅ−Ｅ２ｅ），（Ｅ４ｅ−Ｅ３ｅ）は大
きくなっている。
【００２７】この状態で、一様な存在確率を有するパル
ス信号が入力された場合を考える。この場合、各ディジ
タル値に対応するカウント数Ｎは同じでなければならな
いのに（図４参照）、変換誤差を有する実際のＡＤ変換
器では、図３に示したように入力電圧の幅が異なるた
め、ディジタル値Ｎ１，Ｎ４に対するカウント数Ｍ１，
Ｍ４が真のカウント数Ｎより小さくなる一方、ディジタ
ル値Ｎ２，Ｎ３に対するカウント数Ｍ２，Ｍ３がより大
きくなってしまう（図５参照）。
ス信号が入力された場合を考える。この場合、各ディジ
タル値に対応するカウント数Ｎは同じでなければならな
いのに（図４参照）、変換誤差を有する実際のＡＤ変換
器では、図３に示したように入力電圧の幅が異なるた
め、ディジタル値Ｎ１，Ｎ４に対するカウント数Ｍ１，
Ｍ４が真のカウント数Ｎより小さくなる一方、ディジタ
ル値Ｎ２，Ｎ３に対するカウント数Ｍ２，Ｍ３がより大
きくなってしまう（図５参照）。
【００２８】そこで本発明では、一般にＡＤ変換器がラ
ンダムな変換誤差を持つこと及び全チャンネルの誤差を
加えると全体として変換誤差が０になることを利用し
て、この異なるカウント数ができるだけ一様となるよう
するものである。すなわち、本発明は、ＡＤ変換器に入
力される各入力信号毎にランプ信号を付加し、ＡＤ変換
器の変換誤差をできるだけ幅広く各チャンネルにばらま
き、その後で各チャンネル毎のカウント数を加算し、そ
の加算値を計測時間で平均するものである。
ンダムな変換誤差を持つこと及び全チャンネルの誤差を
加えると全体として変換誤差が０になることを利用し
て、この異なるカウント数ができるだけ一様となるよう
するものである。すなわち、本発明は、ＡＤ変換器に入
力される各入力信号毎にランプ信号を付加し、ＡＤ変換
器の変換誤差をできるだけ幅広く各チャンネルにばらま
き、その後で各チャンネル毎のカウント数を加算し、そ
の加算値を計測時間で平均するものである。
【００２９】本発明の請求項１に係る放射線エネルギー
スペクトル測定装置の第１実施例を図１のブロック図を
参照して説明する。なお、従来技術と同じ部分について
は同一符号を付している。
スペクトル測定装置の第１実施例を図１のブロック図を
参照して説明する。なお、従来技術と同じ部分について
は同一符号を付している。
【００３０】図１に示すように、第１実施例は、入射さ
れた放射線に感応しそれに対応する電荷を発生させる放
射線検出器１と、放射線検出器１で発生させた電荷量を
電気信号に変換するプリアンプ２と、プリアンプ２の出
力信号２ｓを検出する信号検出器６と、信号検出器６が
信号を検出した時に、所定のランプ信号７ｓを発生する
ランプ信号発生器７と、プリアンプ２の出力信号２ｓ及
びランプ信号７ｓを加算する加算器８と、その加算結果
信号８ｓをＡＤ変換するＡＤ変換器３と、ＡＤ変換器３
からの出力信号であるディジタル値を積分し、その値を
時間平均し、その平均値をチャンネル変換する信号処理
部４と、信号処理部４から信号処理終了を示す信号を入
力し、プリアンプ２及びＡＤ変換器３にリセット信号９
ｓを発するリセット回路９と、信号処理部４の結果を保
存・表示するスペクトル表示器５とを有する。
れた放射線に感応しそれに対応する電荷を発生させる放
射線検出器１と、放射線検出器１で発生させた電荷量を
電気信号に変換するプリアンプ２と、プリアンプ２の出
力信号２ｓを検出する信号検出器６と、信号検出器６が
信号を検出した時に、所定のランプ信号７ｓを発生する
ランプ信号発生器７と、プリアンプ２の出力信号２ｓ及
びランプ信号７ｓを加算する加算器８と、その加算結果
信号８ｓをＡＤ変換するＡＤ変換器３と、ＡＤ変換器３
からの出力信号であるディジタル値を積分し、その値を
時間平均し、その平均値をチャンネル変換する信号処理
部４と、信号処理部４から信号処理終了を示す信号を入
力し、プリアンプ２及びＡＤ変換器３にリセット信号９
ｓを発するリセット回路９と、信号処理部４の結果を保
存・表示するスペクトル表示器５とを有する。
【００３１】ここで、ＡＤ変換器３の入力信号を（プリ
アンプ２の出力信号２ｓ＋ランプ信号発生器７の出力信
号７ｓ）とすることによって，ＡＤ変換器自身が持つ誤
差がどのように軽減されるかについて図６〜８により説
明する。
アンプ２の出力信号２ｓ＋ランプ信号発生器７の出力信
号７ｓ）とすることによって，ＡＤ変換器自身が持つ誤
差がどのように軽減されるかについて図６〜８により説
明する。
【００３２】図６は、加算器８から出力される信号８ｓ
を示している。放射線信号が入力された時刻Ｔ１で、プ
リアンプ２から放射線信号に対応する振幅Ｐのパルス状
の信号２ｓが出力する。この信号２ｓが信号検出器６に
よって検出され、この時ランプ信号発生器７から最大振
幅がＡであるランプ信号７ｓが出力される。出力信号２
ｓ及びランプ信号７ｓは加算器８により加算され、図６
のような波形８ｓが発生する。すなわち、時刻Ｔ１に振
幅がＰであった信号は時間と共に増加し、時刻Ｔ２にお
いては振幅は（Ｐ＋Ａ）となる。この信号はＡＤ変換器
３に入力され、ＡＤ変換器のサンプリング間隔τでサン
プリングされる。ここで、ＡＤ変換器３の誤差をディジ
タル値Ｎ３の幅＞ディジタル値Ｎ１の幅＞ディジタル値
Ｎ４の幅＞ディジタル値Ｎ２の幅と仮定する。
を示している。放射線信号が入力された時刻Ｔ１で、プ
リアンプ２から放射線信号に対応する振幅Ｐのパルス状
の信号２ｓが出力する。この信号２ｓが信号検出器６に
よって検出され、この時ランプ信号発生器７から最大振
幅がＡであるランプ信号７ｓが出力される。出力信号２
ｓ及びランプ信号７ｓは加算器８により加算され、図６
のような波形８ｓが発生する。すなわち、時刻Ｔ１に振
幅がＰであった信号は時間と共に増加し、時刻Ｔ２にお
いては振幅は（Ｐ＋Ａ）となる。この信号はＡＤ変換器
３に入力され、ＡＤ変換器のサンプリング間隔τでサン
プリングされる。ここで、ＡＤ変換器３の誤差をディジ
タル値Ｎ３の幅＞ディジタル値Ｎ１の幅＞ディジタル値
Ｎ４の幅＞ディジタル値Ｎ２の幅と仮定する。
【００３３】ここで、ＡＤ変換器３の入力端子に、一様
な振幅分布を有するパルス信号２ｓにランプ信号７ｓを
加えずに、そのまま印加したとすると、上述したように
Ｎ３のカウント数＞Ｎ１のカウント数＞Ｎ４のカウント
数＞Ｎ２のカウント数となり、これらの値はＡＤ変換器
３の誤差がないと仮定した場合のカウント数Ｎに比べて
差が生じている（図７参照）。
な振幅分布を有するパルス信号２ｓにランプ信号７ｓを
加えずに、そのまま印加したとすると、上述したように
Ｎ３のカウント数＞Ｎ１のカウント数＞Ｎ４のカウント
数＞Ｎ２のカウント数となり、これらの値はＡＤ変換器
３の誤差がないと仮定した場合のカウント数Ｎに比べて
差が生じている（図７参照）。
【００３４】次に図６に示すようにランプ信号７ｓが印
加された場合を考える。この場合にはサンプリング間隔
τでサンプリングしており、この場合にはディジタル値
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４におけるサンプリング数がそれ
ぞれＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４となる。この場合の各サン
プリング数は Ｍ３＞Ｍ１＞Ｍ４＞Ｍ２ となる。さて、信号処理部４では最初にＴ１からＴ２間
のディジタル値を積算する。すなわち積算値ＮＴ ＮＴ＝Ｎ１・Ｍ１＋Ｎ２・Ｍ２＋Ｎ３・Ｍ３＋Ｎ４・Ｍ
４ となる。次にＮＴを時間で割る。時間はサンプリング数
に比例するので、ＮＴを（Ｍ１＋Ｍ２＋Ｍ３＋Ｍ４）＝
Ｍで割ることにすると、平均のディジタル値ＮAV G は以
下の式で与えられる。
加された場合を考える。この場合にはサンプリング間隔
τでサンプリングしており、この場合にはディジタル値
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４におけるサンプリング数がそれ
ぞれＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４となる。この場合の各サン
プリング数は Ｍ３＞Ｍ１＞Ｍ４＞Ｍ２ となる。さて、信号処理部４では最初にＴ１からＴ２間
のディジタル値を積算する。すなわち積算値ＮＴ ＮＴ＝Ｎ１・Ｍ１＋Ｎ２・Ｍ２＋Ｎ３・Ｍ３＋Ｎ４・Ｍ
４ となる。次にＮＴを時間で割る。時間はサンプリング数
に比例するので、ＮＴを（Ｍ１＋Ｍ２＋Ｍ３＋Ｍ４）＝
Ｍで割ることにすると、平均のディジタル値ＮAV G は以
下の式で与えられる。
【００３５】ＮAVG ＝（Ｎ１・Ｍ１＋Ｎ２・Ｍ２＋Ｎ３
・Ｍ３＋Ｎ４・Ｍ４）／Ｍ このサンプリング数Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４はディジタ
ル値Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４の幅に比例し、ディジタル
値Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４の幅がランダムであるため、
サンプリング数Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４もランダムにな
る。従って、サンプリング数Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４は
ある一定値を中心してランダムに変化しており、ランプ
信号７ｓが加えられていない場合に比べてＮAVG のばら
つきは小さくなり、ＡＤ変換器自身の誤差を小さく方向
になると考えられる（図８のディジタル値Ｎａｖ１〜Ｎ
ａｖ４の各カウント数参照）。
・Ｍ３＋Ｎ４・Ｍ４）／Ｍ このサンプリング数Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４はディジタ
ル値Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４の幅に比例し、ディジタル
値Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４の幅がランダムであるため、
サンプリング数Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４もランダムにな
る。従って、サンプリング数Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４は
ある一定値を中心してランダムに変化しており、ランプ
信号７ｓが加えられていない場合に比べてＮAVG のばら
つきは小さくなり、ＡＤ変換器自身の誤差を小さく方向
になると考えられる（図８のディジタル値Ｎａｖ１〜Ｎ
ａｖ４の各カウント数参照）。
【００３６】更に一般にサンプリング数の和Ｍやランプ
信号７ｓの最大振幅Ａを大きくすると平均化の効果が大
きくなり、ＡＤ変換器自身の持つ誤差の影響は減少し、
その結果ＮAVG のばらつきは小さくなると考えられる。
なお、ランプ信号は印加された場合にＮAVG が大きくな
っているのは、正のランプ信号が印加されているため
で、もし負のランプ信号が印加された場合には逆にＮ
AVG はランプ信号がない場合に比べて小さくなる。
信号７ｓの最大振幅Ａを大きくすると平均化の効果が大
きくなり、ＡＤ変換器自身の持つ誤差の影響は減少し、
その結果ＮAVG のばらつきは小さくなると考えられる。
なお、ランプ信号は印加された場合にＮAVG が大きくな
っているのは、正のランプ信号が印加されているため
で、もし負のランプ信号が印加された場合には逆にＮ
AVG はランプ信号がない場合に比べて小さくなる。
【００３７】以上の各信号の変化を時系列的に示したも
のが図９のタイミングチャートである。
のが図９のタイミングチャートである。
【００３８】プリアンプ２の出力信号２ｓの発生を検出
した信号検出器６が、ランプ信号発生器７に時間幅ＴＯ
で最大振幅Ａのランプ信号７ｓを発生させる。ランプ信
号７ｓ及びプリアンプ２の出力信号２ｓは加算器８で加
算される。加算器８の加算結果信号８ｓはＡＤ変換器３
に印加してＡＤ変換される。ＡＤ変換器３の入力信号８
ｓには時間と共に変化するランプ信号７ｓが含まれてい
るため、ＡＤ変換器３の出力信号であるディジタル値も
時間と共に変化する。信号処理部４では、そこに含まれ
る加算部４１が（図１０のブロック図参照）、出力信号
２ｓを入力した時刻Ｔ１からその信号２ｓを入力し終わ
る時刻Ｔ２までの間（＝時間幅ＴＯ）、ＡＤ変換された
ディジタル値を所定のサンプリング周期でサンプリング
して積算する。信号処理部４に含まれる割算部４２は、
その積算値を時間幅ＴＯで割ることによって平均する。
その平均値はエネルギースペクトルのチャンネルに変換
されて、そのチャンネルのカウント数は＋１される。な
お、時間幅ＴＯは、 ＴＯ＝（サンプリング周期τ）×（サンプリング数） で与えられる。
した信号検出器６が、ランプ信号発生器７に時間幅ＴＯ
で最大振幅Ａのランプ信号７ｓを発生させる。ランプ信
号７ｓ及びプリアンプ２の出力信号２ｓは加算器８で加
算される。加算器８の加算結果信号８ｓはＡＤ変換器３
に印加してＡＤ変換される。ＡＤ変換器３の入力信号８
ｓには時間と共に変化するランプ信号７ｓが含まれてい
るため、ＡＤ変換器３の出力信号であるディジタル値も
時間と共に変化する。信号処理部４では、そこに含まれ
る加算部４１が（図１０のブロック図参照）、出力信号
２ｓを入力した時刻Ｔ１からその信号２ｓを入力し終わ
る時刻Ｔ２までの間（＝時間幅ＴＯ）、ＡＤ変換された
ディジタル値を所定のサンプリング周期でサンプリング
して積算する。信号処理部４に含まれる割算部４２は、
その積算値を時間幅ＴＯで割ることによって平均する。
その平均値はエネルギースペクトルのチャンネルに変換
されて、そのチャンネルのカウント数は＋１される。な
お、時間幅ＴＯは、 ＴＯ＝（サンプリング周期τ）×（サンプリング数） で与えられる。
【００３９】一般的にランプ信号の振幅が数１０ＬＳＢ
以上に相当する電圧値になると、誤差の軽減が顕著にな
る。以上のように、ランダムな誤差が存在するＡＤ変換
器３に、広い範囲の入力信号が加えることによって、Ａ
Ｄ変換器３自身に誤差が存在しても、その誤差が平均化
されるので、ＡＤ変換器自身の誤差の影響を軽減するこ
とが出来る。
以上に相当する電圧値になると、誤差の軽減が顕著にな
る。以上のように、ランダムな誤差が存在するＡＤ変換
器３に、広い範囲の入力信号が加えることによって、Ａ
Ｄ変換器３自身に誤差が存在しても、その誤差が平均化
されるので、ＡＤ変換器自身の誤差の影響を軽減するこ
とが出来る。
【００４０】このようにプリアンプ２の出力信号２ｓが
一定の電圧であっても、時間と共に変化するランプ信号
７ｓをその出力信号２ｓに加算して、ＡＤ変換器の誤差
を幅広く各チャンネルにばらまいて時間平均するため、
結果的にＡＤ変換器３の変換誤差を小さくしうる。
一定の電圧であっても、時間と共に変化するランプ信号
７ｓをその出力信号２ｓに加算して、ＡＤ変換器の誤差
を幅広く各チャンネルにばらまいて時間平均するため、
結果的にＡＤ変換器３の変換誤差を小さくしうる。
【００４１】本発明の請求項２に係る放射線エネルギー
スペクトル測定装置の第２実施例を説明する。
スペクトル測定装置の第２実施例を説明する。
【００４２】ここで第２実施例を説明する前に、サンプ
リング数Ｎ及びランプ信号７ｓの最大振幅Ａと変換誤差
との関係について述べておく。図１１は、一様分布を有
する信号を入力し、信号処理部４のサンプリング数Ｎを
５１２、１０２４、２０４６、４０９５とし、他方ラン
プ信号７ｓの最大振幅Ａを１０ＬＳＢから１６０ＬＳＢ
に相当する電圧値とした場合の変換誤差を示すグラフあ
る。図示したように、それぞれの最大振幅及びサンプリ
ング数において求めた各チャンネル毎のカウント数に対
して Ｘ＝（最大カウント数−平均カウント数）／平均カウン
ト数 ならびに Ｙ＝（最小カウント数−平均カウント数）／平均カウン
ト数 を示したもので、この値がゼロに近いほど変換誤差が小
さいことを示している。図１１から、ランプ信号７ｓの
最大振幅Ａが２０ＬＳＢ以上に相当する電圧だと誤差は
小さくなることが分かる。最大振幅Ａが同じ場合は、サ
ンプリング数Ｎが大きい方が一般的には誤差は小さくな
るが、１個の放射線信号を処理する時間幅ＴＯは、（サ
ンプリング数×サンプリング周期τ）で与えられるので
サンプリング数Ｎが大きいと時間幅ＴＯは大きくなり、
単位時間当たりの信号処理量が少なくなる。その結果、
計数率特性は悪化する。
リング数Ｎ及びランプ信号７ｓの最大振幅Ａと変換誤差
との関係について述べておく。図１１は、一様分布を有
する信号を入力し、信号処理部４のサンプリング数Ｎを
５１２、１０２４、２０４６、４０９５とし、他方ラン
プ信号７ｓの最大振幅Ａを１０ＬＳＢから１６０ＬＳＢ
に相当する電圧値とした場合の変換誤差を示すグラフあ
る。図示したように、それぞれの最大振幅及びサンプリ
ング数において求めた各チャンネル毎のカウント数に対
して Ｘ＝（最大カウント数−平均カウント数）／平均カウン
ト数 ならびに Ｙ＝（最小カウント数−平均カウント数）／平均カウン
ト数 を示したもので、この値がゼロに近いほど変換誤差が小
さいことを示している。図１１から、ランプ信号７ｓの
最大振幅Ａが２０ＬＳＢ以上に相当する電圧だと誤差は
小さくなることが分かる。最大振幅Ａが同じ場合は、サ
ンプリング数Ｎが大きい方が一般的には誤差は小さくな
るが、１個の放射線信号を処理する時間幅ＴＯは、（サ
ンプリング数×サンプリング周期τ）で与えられるので
サンプリング数Ｎが大きいと時間幅ＴＯは大きくなり、
単位時間当たりの信号処理量が少なくなる。その結果、
計数率特性は悪化する。
【００４３】そこで、第２実施例は第１実施例で示した
ランプ信号発生器７から出力されるランプ信号７ｓの最
大振幅Ａを２０ＬＳＢ以上に相当する電圧とし、且つ信
号処理部４でのサンプリング数を２０４８以下にしてＡ
Ｄ変換器３自身の誤差の影響を軽減すると共にサンプリ
ング数を少なくすることによって、より良好な高計数率
特性が得られるようにしている。
ランプ信号発生器７から出力されるランプ信号７ｓの最
大振幅Ａを２０ＬＳＢ以上に相当する電圧とし、且つ信
号処理部４でのサンプリング数を２０４８以下にしてＡ
Ｄ変換器３自身の誤差の影響を軽減すると共にサンプリ
ング数を少なくすることによって、より良好な高計数率
特性が得られるようにしている。
【００４４】本発明の請求項３に係る放射線エネルギー
スペクトル測定装置の第３実施例では、ランプ信号７ｓ
の最大振幅Ａを２０ＬＳＢ以上に相当する電圧とし、且
つ信号処理部４でのサンプリング数を２０４９以上にす
ることにより、ＡＤ変換器３自身の誤差の影響を極端に
軽減している。
スペクトル測定装置の第３実施例では、ランプ信号７ｓ
の最大振幅Ａを２０ＬＳＢ以上に相当する電圧とし、且
つ信号処理部４でのサンプリング数を２０４９以上にす
ることにより、ＡＤ変換器３自身の誤差の影響を極端に
軽減している。
【００４５】本発明の請求項４に係る放射線エネルギー
スペクトル測定装置の第４実施例では、第２実施例なら
びに第３実施例を組み合わせたもので、図１２のブロッ
ク図に示すように、サンプリング数を切換えるための切
換回路１０が信号処理部４に接続されている。ランプ信
号発生器７はランプ信号７ｓの最大振幅Ａを２０ＬＳＢ
以上に相当する電圧とし、切換回路１０はもし良好な高
計数率特性を得たいのであれば、信号処理部４に対して
サンプリング数を２０４８以下にするように制御し、も
し高精度なデータを得たいのであれば、サンプリング数
を２０４９以上とするように制御する。
スペクトル測定装置の第４実施例では、第２実施例なら
びに第３実施例を組み合わせたもので、図１２のブロッ
ク図に示すように、サンプリング数を切換えるための切
換回路１０が信号処理部４に接続されている。ランプ信
号発生器７はランプ信号７ｓの最大振幅Ａを２０ＬＳＢ
以上に相当する電圧とし、切換回路１０はもし良好な高
計数率特性を得たいのであれば、信号処理部４に対して
サンプリング数を２０４８以下にするように制御し、も
し高精度なデータを得たいのであれば、サンプリング数
を２０４９以上とするように制御する。
【００４６】これによって、高計数率特性を重視する場
合と精度を重視する場合とを適宜切換えて測定すること
ができる。
合と精度を重視する場合とを適宜切換えて測定すること
ができる。
【００４７】これまでは高分解能のＡＤ変換器が使用で
きる場合について述べてきた。現時点では１２ビットの
分解能で３０ＭＨｚ程度のサンプリング周期のＡＤ変換
器が製造できるようになっている。しかし、さらに高分
解能、例えば１４ビット程度の分解能が要求される場合
もあり、分解能を向上させる方法については、既に提案
されている。ここでは、ＡＤ変換器の分解能を向上させ
ると共にＡＤ変換器自身の有する誤差を軽減する装置に
ついて述べる。
きる場合について述べてきた。現時点では１２ビットの
分解能で３０ＭＨｚ程度のサンプリング周期のＡＤ変換
器が製造できるようになっている。しかし、さらに高分
解能、例えば１４ビット程度の分解能が要求される場合
もあり、分解能を向上させる方法については、既に提案
されている。ここでは、ＡＤ変換器の分解能を向上させ
ると共にＡＤ変換器自身の有する誤差を軽減する装置に
ついて述べる。
【００４８】まず、本発明の請求項５に係る放射線エネ
ルギースペクトル測定装置の第５実施例について説明す
る。
ルギースペクトル測定装置の第５実施例について説明す
る。
【００４９】第５実施例では、信号処理部４において、
ｍビットの分解能を向上させるに、ＡＤ変換器３によっ
てＡＤ変換されたディジタル値を加算部４１で加算し、
その加算結果を割算部４２にて（ＡＤ変換器のサンプリ
ング数／２m ）で除算している。例えば１０ビットの分
解能を有するＡＤ変換器を１２ビットの分解能とする場
合には、ｍ＝１２−１０＝２となるので、加算部４１で
得られた加算結果をＮ／４で割れば、図１３のグラフに
示すように１２ビットの分解能が得られる。この場合
も、ＡＤ変換器自身に誤差が存在するときに問題となる
エネルギースペクトルの精度が問題となる。この場合
も、前述した実施例と同じようにサンプリング数Ｎとラ
ンプ信号７ｓの最大振幅Ａとを適切に設定することによ
って、期待する精度を得ることが出来る。
ｍビットの分解能を向上させるに、ＡＤ変換器３によっ
てＡＤ変換されたディジタル値を加算部４１で加算し、
その加算結果を割算部４２にて（ＡＤ変換器のサンプリ
ング数／２m ）で除算している。例えば１０ビットの分
解能を有するＡＤ変換器を１２ビットの分解能とする場
合には、ｍ＝１２−１０＝２となるので、加算部４１で
得られた加算結果をＮ／４で割れば、図１３のグラフに
示すように１２ビットの分解能が得られる。この場合
も、ＡＤ変換器自身に誤差が存在するときに問題となる
エネルギースペクトルの精度が問題となる。この場合
も、前述した実施例と同じようにサンプリング数Ｎとラ
ンプ信号７ｓの最大振幅Ａとを適切に設定することによ
って、期待する精度を得ることが出来る。
【００５０】図１４は一様分布を有する入力信号を印加
し、サンプリング数Ｎを１０２４、２０４６、４０９５
とする一方で、ランプ信号７ｓの最大振幅Ａを１０ＬＳ
Ｂから１６０ＬＳＢに相当する電圧の間で変化させた場
合の誤差を示している。最大振幅及びサンプリング数そ
れぞれにおいて求められた各チャンネルのカウント数に
対して Ｘ＝（最大カウント数−平均カウント数）／平均カウン
ト数 ならびに Ｙ＝（最小カウント数−平均カウント数）／平均カウン
ト数 を示したもので、この値がゼロに近いほど誤差は小さい
ことを示している。図１４よりランプ信号７ｓの最大振
幅Ａが４０ＬＳＢ以上に相当する電圧であると誤差は小
さくなる。最大振幅Ａが同じ場合には、サンプリング数
Ｎが大きい方が一般的には誤差は小さくなるが、１個の
放射線信号を処理する時間幅ＴＯは（サンプリング数Ｎ
×サンプリング周期τ）で与えられるので、サンプリン
グ数Ｎが大きいと時間幅ＴＯは大きくなり、単位時間当
たりの信号処理量が少なくするため計数率特性は悪化す
る。ここではｍ＝２として説明したが、一般にｍビット
の分解能を向上させる場合にはランプ信号７ｓの最大振
幅Ａを（２０×ｍ）ＬＳＢ以上相当する電圧にするとＡ
Ｄ変換器自身の誤差は小さくなる。
し、サンプリング数Ｎを１０２４、２０４６、４０９５
とする一方で、ランプ信号７ｓの最大振幅Ａを１０ＬＳ
Ｂから１６０ＬＳＢに相当する電圧の間で変化させた場
合の誤差を示している。最大振幅及びサンプリング数そ
れぞれにおいて求められた各チャンネルのカウント数に
対して Ｘ＝（最大カウント数−平均カウント数）／平均カウン
ト数 ならびに Ｙ＝（最小カウント数−平均カウント数）／平均カウン
ト数 を示したもので、この値がゼロに近いほど誤差は小さい
ことを示している。図１４よりランプ信号７ｓの最大振
幅Ａが４０ＬＳＢ以上に相当する電圧であると誤差は小
さくなる。最大振幅Ａが同じ場合には、サンプリング数
Ｎが大きい方が一般的には誤差は小さくなるが、１個の
放射線信号を処理する時間幅ＴＯは（サンプリング数Ｎ
×サンプリング周期τ）で与えられるので、サンプリン
グ数Ｎが大きいと時間幅ＴＯは大きくなり、単位時間当
たりの信号処理量が少なくするため計数率特性は悪化す
る。ここではｍ＝２として説明したが、一般にｍビット
の分解能を向上させる場合にはランプ信号７ｓの最大振
幅Ａを（２０×ｍ）ＬＳＢ以上相当する電圧にするとＡ
Ｄ変換器自身の誤差は小さくなる。
【００５１】以上のように信号処理部４での適切な演算
を行い、さらにサンプリング数とランプ信号の振幅を適
切に選べば、ＡＤ変換器自身の誤差を減らすと同時にＡ
Ｄの分解能を向上させることが出来る。
を行い、さらにサンプリング数とランプ信号の振幅を適
切に選べば、ＡＤ変換器自身の誤差を減らすと同時にＡ
Ｄの分解能を向上させることが出来る。
【００５２】本発明の請求項６に係る放射線エネルギー
測定装置の第６実施例では、上記第５実施例で示したラ
ンプ信号７ｓの最大振幅Ａを（２０×ｍ）ＬＳＢ以上に
相当する電圧とし、且つサンプリング数を２０４８以下
にしている。これによってＡＤ変換器の分解能を向上る
とともに誤差を減少させると共に、高計数率特性も得ら
れるようにしている。
測定装置の第６実施例では、上記第５実施例で示したラ
ンプ信号７ｓの最大振幅Ａを（２０×ｍ）ＬＳＢ以上に
相当する電圧とし、且つサンプリング数を２０４８以下
にしている。これによってＡＤ変換器の分解能を向上る
とともに誤差を減少させると共に、高計数率特性も得ら
れるようにしている。
【００５３】本発明の請求項７に係る放射線エネルギー
測定装置の第７実施例では上記第５実施例で示したラン
プ信号７ｓの最大振幅Ａを（２０×ｍ）ＬＳＢ以上に相
当する電圧とし、かつサンプリング数を２０４９以上と
している。これによってＡＤ変換器の分解能を向上ると
共に誤差を極端に軽減させている。
測定装置の第７実施例では上記第５実施例で示したラン
プ信号７ｓの最大振幅Ａを（２０×ｍ）ＬＳＢ以上に相
当する電圧とし、かつサンプリング数を２０４９以上と
している。これによってＡＤ変換器の分解能を向上ると
共に誤差を極端に軽減させている。
【００５４】本発明の請求項８に係る放射線エネルギー
測定装置の第８実施例では上記第６実施例ならびに第７
実施例を組み合わせたもので、図１５のブロック図に示
すようにサンプリング数を切換えるための切換回路１０
が信号処理部４に接続されている。ランプ信号発生器７
はランプ信号７ｓの最大振幅Ａを（２０×ｍ）ＬＳＢ以
上に相当する電圧とし、切換回路１０はもし高計数率特
性を重視した測定を行うならば、信号処理部４にサンプ
リング数を２０４８以下とするように制御し、もし高精
度化を重視した測定を行うのであれば信号処理部４にサ
ンプリング数を２０４９以上とするように制御する。
測定装置の第８実施例では上記第６実施例ならびに第７
実施例を組み合わせたもので、図１５のブロック図に示
すようにサンプリング数を切換えるための切換回路１０
が信号処理部４に接続されている。ランプ信号発生器７
はランプ信号７ｓの最大振幅Ａを（２０×ｍ）ＬＳＢ以
上に相当する電圧とし、切換回路１０はもし高計数率特
性を重視した測定を行うならば、信号処理部４にサンプ
リング数を２０４８以下とするように制御し、もし高精
度化を重視した測定を行うのであれば信号処理部４にサ
ンプリング数を２０４９以上とするように制御する。
【００５５】このように、ＡＤ変換器の分解能を向上さ
せた状態で、適宜高計数率特性を重視した測定を行うか
高精度化を重視した測定を行うかを選択できるようにし
ている。
せた状態で、適宜高計数率特性を重視した測定を行うか
高精度化を重視した測定を行うかを選択できるようにし
ている。
【００５６】なお、これまでは正のランプ信号を印加し
た場合について説明したが、負のランプ信号を印加した
場合にも同様な結果が得られる。また、ランプ信号以外
でも三角波、鋸歯状波、正弦波等のような一様なまたは
それに近い分布を有する信号を印加しても同様な結果が
得られる。
た場合について説明したが、負のランプ信号を印加した
場合にも同様な結果が得られる。また、ランプ信号以外
でも三角波、鋸歯状波、正弦波等のような一様なまたは
それに近い分布を有する信号を印加しても同様な結果が
得られる。
【００５７】
【発明の効果】請求項１に記載の発明に係る放射線エネ
ルギースペクトル測定装置によれば、より容易に精度の
高いエネルギースペクトルを測定することができる。
ルギースペクトル測定装置によれば、より容易に精度の
高いエネルギースペクトルを測定することができる。
【００５８】請求項２に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、より良好な高計数率
特性のエネルギースペクトルを得ることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、より良好な高計数率
特性のエネルギースペクトルを得ることができる。
【００５９】請求項３に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、より高精度のエネル
ギースペクトルを得ることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、より高精度のエネル
ギースペクトルを得ることができる。
【００６０】請求項４に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、高計数率特性を重視
する測定の場合と精度を重視する測定の場合とに適宜切
換えることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、高計数率特性を重視
する測定の場合と精度を重視する測定の場合とに適宜切
換えることができる。
【００６１】請求項５に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、ＡＤ変換器の誤差を
減じると共にＡＤ変換器の分解能を向上させることがで
きる。
ギースペクトル測定装置によれば、ＡＤ変換器の誤差を
減じると共にＡＤ変換器の分解能を向上させることがで
きる。
【００６２】請求項６に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、より良好な高計数率
特性を得ることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、より良好な高計数率
特性を得ることができる。
【００６３】請求項７に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、高精度のエネルギー
スペクトルを得ることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、高精度のエネルギー
スペクトルを得ることができる。
【００６４】請求項８に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、高計数率特性を重視
する測定の場合と精度を重視する測定の場合とに適宜切
換えて測定することができる。
ギースペクトル測定装置によれば、高計数率特性を重視
する測定の場合と精度を重視する測定の場合とに適宜切
換えて測定することができる。
【図１】本発明の放射線エネルギー測定装置に係る第１
実施例を示すブロック図。
実施例を示すブロック図。
【図２】変換誤差を有しないＡＤ変換器に一定の電圧幅
の電圧を加えた時の電圧値と、出力されるディジタル値
とを示すグラフ。
の電圧を加えた時の電圧値と、出力されるディジタル値
とを示すグラフ。
【図３】変換誤差を有するＡＤ変換器に一定の電圧幅の
電圧を加えた時の電圧値と、出力されるディジタル値と
を示すグラフ。
電圧を加えた時の電圧値と、出力されるディジタル値と
を示すグラフ。
【図４】変換誤差を有しないＡＤ変換器に一様なパルス
分布を有する電圧を加えた時の、ディジタル値と各ディ
ジタル値毎にカウントされるカウント数とを示すグラ
フ。
分布を有する電圧を加えた時の、ディジタル値と各ディ
ジタル値毎にカウントされるカウント数とを示すグラ
フ。
【図５】変換誤差を有するＡＤ変換器に一様な振幅分布
を有する電圧を加えた時の、ディジタル値と各ディジタ
ル値毎にカウントされるカウント数とを示すグラフ。
を有する電圧を加えた時の、ディジタル値と各ディジタ
ル値毎にカウントされるカウント数とを示すグラフ。
【図６】ランプ信号を印加した時の加算器８の出力波形
を説明するための図。
を説明するための図。
【図７】変換誤差を有するＡＤ変換器に一様なパルス分
布を有する信号を入力した時の、ＡＤ変換器から出力さ
れるディジタル値と、そのディジタル値毎のカウント数
を示すグラフ。
布を有する信号を入力した時の、ＡＤ変換器から出力さ
れるディジタル値と、そのディジタル値毎のカウント数
を示すグラフ。
【図８】第１実施例により測定されるディジタル値と、
そのディジタル値毎のカウント数を示すグラフ。
そのディジタル値毎のカウント数を示すグラフ。
【図９】第１実施例において各信号を示すタイミングチ
ャート。
ャート。
【図１０】第１実施例の信号処理部を示すブロック図。
【図１１】サンプリング数毎のランプ信号の最大振幅と
変換誤差とを示すグラフ。
変換誤差とを示すグラフ。
【図１２】第４実施例の一部を示すブロック図。
【図１３】第５実施例における１０ビットのＡＤ変換器
によるチャンネルと１２ビットに変換した後のチャンネ
ルとを示すグラフ。
によるチャンネルと１２ビットに変換した後のチャンネ
ルとを示すグラフ。
【図１４】サンプリング数毎のランプ信号の最大振幅と
変換誤差を示すグラフ。
変換誤差を示すグラフ。
【図１５】第８実施例の一部を示すブロック図。
【図１６】従来の放射線エネルギースペクトル測定装置
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図１７】スライディング・スケール法の回路を示すブ
ロック図。
ロック図。
１ 放射線検出器 ２ プリアンプ ３ ＡＤ変換器 ４ 信号処理部 ５ スペクトル表示器 ６ 信号検出器 ７ ランプ信号発生器 ８ 加算器 ９ リセット回路 １０ 切換回路 ４１ 加算部 ４２ 割算部 ２ｓ プリアンプの出力信号 ７ｓ ランプ信号 ８ｓ 加算器の出力信号 ９ｓ リセット信号
Claims (8)
- 【請求項１】放射線に感応して電気信号を出力する放射
線検出手段と、この放射線検出手段から前記電気信号が
出力された時に検出信号を出力する信号検出手段と、こ
の検出信号が出力された時にランプ信号を出力するラン
プ信号発生手段と、前記電気信号及びランプ信号を加算
する加算手段と、この加算結果信号をディジタル信号に
変換するアナログ・ディジタル変換手段と、前記ディジ
タル信号をサンプリングしてそのディジタル値を積分
し、その積分値を（サンプリング周期×サンプリング
数）に相当するサンプリング時間で平均し、この平均値
をチャンネル変換する信号処理手段と、チャンネル変換
した値を保存・表示するスペクトル表示手段とを備えた
放射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項２】前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号
の最大振幅を前記アナログ・ディジタル変換手段の最小
変換ビットに相当する電圧の２０倍以上とするものであ
り、 前記信号処理手段は前記サンプリング数を２０４８以下
とするものであることを特徴とする請求項１に記載の放
射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項３】前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号
の最大振幅を前記アナログ・ディジタル変換手段の最小
変換ビットに相当する電圧の２０倍以上とするものであ
り、 前記信号処理手段は前記サンプリング数を２０４９以上
とするものであることを特徴とする請求項１に記載の放
射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項４】前記信号処理手段に対して、通常は前記サ
ンプリング数を２０４８以下となるように切換え、より
高精度に放射線エネルギースペクトルを計測する時には
前記サンプリング数を２０４９以上となるように切換え
る切換手段を備え、 前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号の最大振幅を
前記アナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビットに
相当する電圧の２０倍以上とするものであることを特徴
とする請求項１に記載の放射線エネルギースペクトル測
定装置。 - 【請求項５】前記信号処理手段は、前記アナログ・ディ
ジタル変換手段の分解能をｍビット分（ｍは正の整数）
向上させるために、前記ディジタル信号の積分値を、
（前記アナログ・ディジタル変換手段のサンプリング数
／２m ）で除算し、この除算値をチャンネル変換するこ
とを特徴とする請求項１に記載の放射線エネルギースペ
クトル測定装置。 - 【請求項６】前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号
の最大振幅を前記アナログ・ディジタル変換手段の最小
変換ビットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍以上とする
ものであり、 前記信号処理手段は前記サンプリング数を２０４８以下
とするものであることを特徴とする請求項５に記載の放
射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項７】前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号
の最大振幅を前記アナログ・ディジタル変換手段の最小
変換ビットに相当する電圧の（２０×ｍ）倍以上とする
ものであり、 前記信号処理手段は前記サンプリング数を２０４９以上
とするものであることを特徴とする請求項５に記載の放
射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項８】前記信号処理手段に対して、通常は前記サ
ンプリング数を２０４８以下となるように切換え、より
高精度に放射線エネルギースペクトルを計測する時には
前記サンプリング数を２０４９以上となるように切換え
る切換手段を備え、 前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号の最大振幅を
前記アナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビットに
相当する電圧の（２０×ｍ）倍以上とするものであるこ
とを特徴とする請求項５に記載の放射線エネルギースペ
クトル測定装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7002919A JP3015697B2 (ja) | 1995-01-11 | 1995-01-11 | 放射線エネルギースペクトル測定装置 |
| US08/584,756 US5781142A (en) | 1995-01-11 | 1996-01-11 | Method and apparatus for converting an analog measurement signal to a digital signal having reduced conversion error |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7002919A JP3015697B2 (ja) | 1995-01-11 | 1995-01-11 | 放射線エネルギースペクトル測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08189974A true JPH08189974A (ja) | 1996-07-23 |
| JP3015697B2 JP3015697B2 (ja) | 2000-03-06 |
Family
ID=11542768
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7002919A Expired - Fee Related JP3015697B2 (ja) | 1995-01-11 | 1995-01-11 | 放射線エネルギースペクトル測定装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5781142A (ja) |
| JP (1) | JP3015697B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10221458A (ja) * | 1997-02-05 | 1998-08-21 | Jeol Ltd | Ａｄ変換回路 |
| CN103837884A (zh) * | 2014-02-26 | 2014-06-04 | 成都理工大学 | 基于时域分析的数字核脉冲信号梯形成形算法 |
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|---|---|---|---|---|
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| US7549916B2 (en) * | 2005-07-08 | 2009-06-23 | Honeywell International Inc. | Cabin pressure control system and method that implements high-speed sampling and averaging techniques to compute cabin pressure rate of change |
| DE102006023417A1 (de) * | 2006-05-17 | 2007-11-22 | Ford Global Technologies, LLC, Dearborn | Lüfterrad als Bestandteil eines Lüfters zur Kühlung eines Kraftfahrzeugantriebs |
| US8373407B2 (en) * | 2007-03-27 | 2013-02-12 | Electro Industries/Gauge Tech | Intelligent electronic device having improved analog output resolution |
| DE602007002990D1 (de) * | 2007-04-24 | 2009-12-10 | Specs Zurich Gmbh | Schaltung für hochauflösende Digital-Analog-Umwandlung |
| JP6095955B2 (ja) * | 2012-11-16 | 2017-03-15 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 測定方法、測定装置及び測定プログラム |
| JP5900536B2 (ja) | 2013-09-30 | 2016-04-06 | 株式会社デンソー | センサ信号検出装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2703469B2 (ja) * | 1992-11-18 | 1998-01-26 | 株式会社東芝 | ディジタル式放射線計測装置 |
| JPH06331750A (ja) * | 1993-05-18 | 1994-12-02 | Toshiba Corp | 放射線エネルギースペクトル測定装置 |
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1995
- 1995-01-11 JP JP7002919A patent/JP3015697B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-01-11 US US08/584,756 patent/US5781142A/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10221458A (ja) * | 1997-02-05 | 1998-08-21 | Jeol Ltd | Ａｄ変換回路 |
| CN103837884A (zh) * | 2014-02-26 | 2014-06-04 | 成都理工大学 | 基于时域分析的数字核脉冲信号梯形成形算法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5781142A (en) | 1998-07-14 |
| JP3015697B2 (ja) | 2000-03-06 |
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