JPH08159741A

JPH08159741A - 変位検出装置

Info

Publication number: JPH08159741A
Application number: JP30223494A
Authority: JP
Inventors: Kazushi Kuroda; 和士黒田
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 1994-12-06
Filing date: 1994-12-06
Publication date: 1996-06-21

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は磁歪線に沿って移動可能に設けられ
た磁石の変位を検出する変位検出装置に関し、大幅なコ
ストアップを伴うことなく、温度変化に対して安定した
検出精度を確保することを目的とする。【構成】磁歪線１０に沿って移動可能な永久磁石１２
を配設する。磁歪線１０にパルス信号を供給するパルス
発生回路１４を設ける。パルス信号が流通する際、及び
パルス信号が永久磁石１２近傍に到達した際に生ずる歪
み信号が検出部１０ａに到達した際に磁歪線１０に生ず
る磁界変化を検出する受信回路１６を設ける。受信回路
１６がパルス信号に起因する磁界変化を検出した後、歪
み信号のピークを検出するまでに要した時間を検出する
伝搬時間検出回路１８と、その検出結果に基づいて永久
磁石１２の変位を検出する変位検出回路２０とを設け
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、変位検出装置に係り、
特に、磁歪線に沿って移動可能に設けられた磁石の変位
を検出することで、磁石と一体に移動する被検出物の変
位を検出する変位検出装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、例えば特開平２−１８３１１
７号公報に開示される如く、磁歪線と、その磁歪線に沿
って移動可能な磁石と、磁歪線にパルス信号を供給する
と共に磁歪線内で生ずる歪み信号を受信して適当に処理
する信号処理部等からなる変位検出装置が知られてい
る。

【０００３】すなわち、上述した信号処理部から磁歪線
に対してパルス状の信号を供給すると、磁歪線の周囲に
はパルス信号の流通に伴って円周方向の磁界が発生す
る。一方、磁歪線には、磁石が発する磁界がその軸方向
に作用している。従って、磁歪線に供給されたパルス信
号が磁石の近傍を流通する際には、磁石の発する磁界と
パルス信号が発する磁界とが重畳して磁歪線に作用する
ことになる。

【０００４】磁歪線に対してかかる重畳磁界が作用する
と、磁歪線の当該部位にはいわゆるビーデマン効果によ
る捩じり歪みが発生し、超音波振動からなる歪み信号が
発生する。この歪み信号は、磁歪線上の磁石に近接する
部位で発生し、その後磁歪線の両端に向かって所定の伝
搬速度で伝搬する。従って、上記従来の装置において、
磁歪線に対してパルス信号が供給された後磁歪線上の所
定の部位に歪み信号が伝搬されるまでに要する時間を検
出すれば、歪み信号の伝搬速度との関係で、磁石の存在
位置と歪み信号を検出する位置との距離を算出すること
が可能となり、また、その距離が算出できれば、磁石の
変位を検出することが可能となる。

【０００５】ところで、磁歪線にパルス信号を供給した
後、歪み信号が検出されるまでの時間に基づいて磁石の
位置を検出する構成において、常に安定した検出精度を
確保するためには、何らかの手法により信号処理部の温
度特性を排除する必要がある。すなわち、磁歪線内を歪
み信号が伝搬する速度については、ほぼ温度特性を無視
することができるが、その信号処理部を構成する電子部
品は通常温度特性を有しており、それらについて何らの
配慮も払わない場合、高精度な変位検出の実現が困難と
なる。

【０００６】このため、上記公報記載の変位検出装置
は、磁歪線の近傍に、磁歪線に沿って移動可能な磁石と
共に較正用の磁石（以下、較正用磁石と称す）を配設
し、較正用磁石が発する磁界に起因して発生する歪み信
号（以下、較正信号と称す）が検出される時間と、移動
可能な磁石（以下、移動磁石と称す）が発する磁界に起
因して発生する歪み信号（以下、変位信号と称す）が検
出される時間との偏差に基づいて移動磁石の変位を検出
することとしている。

【０００７】この場合、温度変化に伴って信号処理部の
特性が変化すれば、磁歪線にパルス信号が供給されてか
ら変位信号が検出されるまでの時間が変化すると共に、
磁歪線にパルス信号が供給されてから較正信号が検出さ
れるまでの時間も変化する。従って、上記構成の変位検
出装置によれば、較正信号の検出時と変位信号の検出時
との偏差から温度特性の影響が排除され、高精度な変位
検出が実現されることになる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来の変
位検出装置の如く、磁歪線の近傍に２つの磁石を配設す
る構成は、単一の磁石を配設すれば足りるものに比して
構成が複雑であり、コストアップや、組み付け作業の複
雑化等の弊害を伴う。また、上記従来の装置は、高い検
出精度を確保するために、較正信号が検出された時点で
出力電圧の上昇を開始する三角波発生回路と、移動信号
が検出された時点で三角波発生回路から出力されている
電圧をホールドするサンプルホールド回路とを用いてい
るが、サンプルホールド回路は、その駆動に正負電源を
要する等コストアップの要因を内包していると共に、出
力がドリフトし易いという不利益を有している。

【０００９】この意味で、上記従来の変位検出装置は、
温度の変化に対して比較的安定した特性を有してはいる
が、高い検出精度を確保するためには、大幅なコストア
ップが伴うという問題を有するものであった。本発明
は、上述の点に鑑みてなされたものであり、大幅なコス
トアップを伴うことなく、温度変化に対して安定して高
い検出精度を確保し得る変位検出装置を提供することを
目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記の目的は、請求項１
に記載する如く、磁歪線と、該磁歪線に沿って移動可能
に設けた磁石と、前記磁歪線にパルス信号を供給するパ
ルス発生手段と、前記磁石近傍で発生した歪み信号を受
信する受信手段と、前記パルス発生手段がパルス信号を
発してから前記受信回路が歪み信号を受信するまでの時
間に基づいて前記磁石の変位を検出する変位検出手段と
を備える変位検出装置において、前記変位検出手段は、
前記パルス発生手段がパルス信号を発してから前記受信
手段が歪み信号のピークを受信するまでの時間に基づい
て前記磁石の変位を検出する変位検出装置により達成さ
れる。

【００１１】また、上記の目的は、請求項２に記載する
如く、磁歪線と、該磁歪線に沿って移動可能に設けた磁
石と、前記磁歪線にパルス信号を供給するパルス発生手
段と、前記磁石近傍で発生した歪み信号を受信する受信
手段と、前記パルス発生手段がパルス信号を発してから
前記受信回路が歪み信号を受信するまでの時間に基づい
て前記磁石の変位を検出する変位検出手段とを備える変
位検出装置において、前記変位検出手段は、前記パルス
発生手段がパルス信号を発してから前記受信手段が歪み
信号を受信するまで電荷を蓄電し、その充電電荷量に基
づいて前記磁石の変位を検出する変位検出装置により達
成される。

【００１２】

【作用】請求項１記載の発明において、前記パルス発生
手段が、前記磁歪線に対してパルス信号を供給すると、
該パルス信号が前記磁石の近傍を流通する際に、前記磁
歪線には歪み信号が発生する。この歪み信号は、所定の
伝搬速度で前記磁歪線の両端に向かって進行し、前記受
信手段によって受信される。

【００１３】従って、前記受信手段には、前記パルス発
生手段がパルス信号を発した後、そのパルス信号が前記
磁石近傍に到達するのに要する伝搬時間と、前記磁石近
傍で発生した歪み信号が前記受信手段に到達するのに要
する伝搬時間とが経過した時に、前記歪み信号が検出さ
れることになる。ところで、前記受信手段に歪み信号が
到達したか否かは、前記受信手段に対して、所定のしき
い値を超える信号が入力されたか否かを基準に判断する
必要がある。

【００１４】一方、受信手段に入力される歪み信号の強
度やしきい値の大きさは、受信手段の有する温度特性で
変化する場合がある。従って、受信手段に供給される信
号がしきい値を超えた時点で歪み信号が到達したと判断
する構成、又は受信手段に供給される信号が一旦しきい
値を超え、その後しきい値を下回る時点で歪み信号が到
達したと判断する構成では、歪み信号の到達時期を温度
変化に対して安定して判断することはできない。

【００１５】これに対して、前記変位検出手段は、前記
パルス発生手段がパルス信号を発した後、前記受信手段
が歪み信号のピークを受信するまでの時間に基づいて前
記磁石の変位を検出する。この場合、歪み信号のピーク
が検出されるまでの時間は、歪み信号の強度やしきい値
の変動に影響されず、温度変化に対して安定であること
から、温度に対して安定して高い検出精度で前記磁石の
変位が検出されることになる。

【００１６】請求項２記載の発明において、前記変位検
出手段は、前記パルス発生手段がパルス信号を発した
後、前記受信手段が歪み信号を受信するまでの間、継続
的に電荷を充電し、その充電電荷量に基づいて前記磁石
の変位を検出する。この場合、その充電電荷量は、パル
ス信号が発せられてから前記受信手段が歪み信号を受信
するまでに要する時間の代用特性値として把握すること
ができ、簡単な構成で、精度良く前記磁石の変位が検出
されることになる。

【００１７】

【実施例】図１は、本発明の一実施例である変位検出装
置の全体構成図を示す。同図において磁歪線１０は、周
囲の磁界強度に応じて歪みを生ずる磁歪材料で構成され
た線状部材である。磁歪線１０には、その軸方向に移動
可能に、環状の永久磁石１２が嵌挿されている。

【００１８】また、磁歪線１０は、その一端が接地され
ていると共に、他端がパルス発生回路１４に接続されて
いる。パルス発生回路１４は、磁歪線１０、及び受信回
路１６に、それぞれ所定のパルス信号を同一のタイミン
グで供給する回路である。受信回路１６は、パルス発生
回路１４から供給されるパルス信号、及び後述の如く磁
歪線１０の所定部位（以下、検出部と称す）１０ａに発
生する歪み信号を受信して増幅すると共に、伝搬時間検
出回路１８に供給する回路である。

【００１９】伝搬時間検出回路１８は、本実施例の要部
であり、受信回路１６がパルス発生回路１４から発せら
れるパルス信号を受信した後、磁歪線１０の検出部１０
ａから供給される歪み信号のピークを受信するまでに要
する時間（以下、伝搬時間と称す）を検出し、その結果
を変位検出回路２０に出力する回路である。そして、変
位検出回路２０は、伝搬時間検出回路１８において検出
された伝搬時間に基づいて、磁歪線１０上に設定した検
出部１０ａと、永久磁石１２が存在する位置との距離Ｌ
を検出し、そのＬに基づいて永久磁石１２の変位を検出
する回路である。

【００２０】尚、上述したパルス発生回路１４、及び変
位検出回路２０については、これらが本実施例の要部で
はなく、所望の機能を実現するための構成も種々のもの
が公知であるためその詳説を省略し、以下、受信回路１
６と伝搬時間検出回路１８の構成についてのみ詳細に説
明する。ところで、上述したように、磁歪線１０は外部
磁界の影響を受けて歪みを生ずる部材である。これに対
して、磁歪線１０には、当初から永久磁石１２が発する
磁界が軸方向に作用していると共に、パルス発生回路１
４からパルス信号が供給された際には、そのパルス信号
の流通に伴って磁歪線１０の円周方向にも磁界が作用す
る。

【００２１】このため、パルス信号が永久磁石１２の近
傍を流通する場合、磁歪線１０の永久磁石１２の近傍に
は、磁歪線１０の円周方向に発生する磁界とその軸方向
に発生する磁界とが重畳して作用する。そして、その結
果、磁歪線１０の当該部位には一時的な捩れ歪みが発生
する。この捩れ歪みは、磁歪線１０の永久磁石１２近傍
に瞬間的に発生し、超音波振動状の信号、すなわち上述
した歪み信号を発生させる。そして、この歪み信号は、
磁歪線１０の特性に応じた伝搬速度でその両端に向かっ
て進行し、以後上記の如く受信回路１６によって受信さ
れる。

【００２２】すなわち、図２はパルス発生回路１４が磁
歪線１０に対してパルス信号を供給した際に受信回路１
６によって受信される信号Ｖ_INの波形を示したものであ
るが、同図に示す如く受信回路１６には、磁歪線１０に
パルス信号が供給されると同時にパルス信号２２が受信
され、その後所定時間の経過後に歪み信号２４が受信さ
れる。

【００２３】ここで、歪み信号２４が検出されるまでの
所定時間は、磁歪線１０がパルス発生回路１４からパル
ス信号の供給を受けた後、その信号が永久磁石１２近傍
に到達するのに要する時間と、永久磁石１２の近傍に発
生した歪み信号が磁歪線１０を伝って検出部１０ａに伝
搬するのに要する伝搬時間との和である。尚、この場
合、パルス信号の流通速度が歪み信号の伝搬速度に比し
て十分に高速であるため、以下の記載においては上述し
た所定時間を、歪み信号が永久磁石１２の近傍から検出
部１０ａに至るまで伝搬するための時間として扱い、以
後、単に伝搬時間ｔと称す。

【００２４】ところで、磁歪線１０を歪み信号が伝搬す
る速度ｖは、磁歪線１０の物性に応じて一義的に決定さ
れる速度である。従って、伝搬速度をｖとすれば、伝搬
時間ｔに対して、永久磁石１２と検出部１０ａとの距離
Ｌを、Ｌ＝ｔ・ｖで求めることができる。ここで、受信
回路１６の受信信号Ｖ_IN中に歪み信号２４が検出されて
いるか否かを判断する手法としては、図２に示す如く歪
み信号２４の強度との関係で適当に設定したしきい値Ｖ
_thとＶ_INとを比較する手法が一般的であり、本実施例に
おいても、Ｖ_INとＶ_thとの比較により、その判断を行う
ことは可能である。

【００２５】しかしながら、図３（Ａ）中に実線及び破
線で示す如く、受信信号Ｖ_INの強度は受信回路１６の温
度特性や電源電圧の変動の影響を受けて変化し易いた
め、図３（Ｂ）に示す如くＶ_INとＶ_thとの比較に基づい
て判定信号を形成した場合、判定信号の波形も変動し易
いものとなる。また、かかる判定信号の波形変化は、伝
搬時間検出回路１８の特性が変化し、その結果しきい値
Ｖ_thが変動した場合にも生ずる。

【００２６】このため、図３（Ｂ）に示す判定信号のア
ップエッジ発生時期、又はダウンエッジ発生時期を、そ
のまま歪み信号２４が検出部１０ａに到達した時期と把
握した場合、装置の検出精度が温度変化等の影響を受け
て変動し易い状況となる。一方、図３（Ａ）に示す如
く、歪み信号２４のピーク発生時期は、その信号強度が
変化した場合においても、また、しきい値Ｖ_thが変化し
た場合においても、大きく変動することはなく、ほぼ一
定の位置に検出される。

【００２７】そこで、本実施例においては、歪み信号２
４のピークが検出された時期を歪み信号２４が検出部１
０ａに到達した時期として捕らえて後の処理を実行する
こととしている。尚、本実施例の変位検出装置は、上記
図３（Ｂ）に示す判定信号のダウンエッジ検出時、及び
アップエッジ検出時の中間点を歪み信号２４のピーク検
出時とする構成である。以下、かかる機能を実現する構
成について具体的に説明する。

【００２８】図４は、本実施例の変位検出装置の受信回
路１６、及び伝搬時間検出回路１８の要部の構成を表す
回路図を示す。同図において、コイル２６は、検出部１
０ａの周囲において磁歪線１０に生ずる磁束変化を検出
するピックアップコイルである。コイル２６には、ＬＣ
Ｒ並列共振回路を構成すべくコンデンサ２８、及び抵抗
３０が並列接続されている。また、このＬＣＲ並列共振
回路には、アンプ３２が接続されている。

【００２９】ここで、ＬＣＲ並列共振回路の共振周波数
は、パルス信号が磁歪線の検出部１０ａ近傍を流通する
際、及び歪み信号が検出部１０ａに到達した際にコイル
２６で検出される磁束変化の周波数に設定されている。
従って、アンプ３２には、その周波数の磁束変化に起因
する信号のみが供給されることになる。アンプ３２の出
力端子（図４中にＡで示す端子、以下Ａ端子と称す）
は、コンパレータ３４の負極端子、及びコンパレータ３
６の正極端子に接続されている。すなわち、図５（Ａ）
は、ＬＣＲ共振回路が上記図２に示す受信信号Ｖ_INを受
信した際にＡ端子に現れる信号波形を示したものである
が、コンパレータ３４，３６には、図５（Ａ）に示す如
く、パルス信号２２と歪み信号２４とを増幅してなる信
号が供給されることになる。尚、以下の説明において
は、簡単のためこれら増幅後の信号も、単にパルス信号
２２、又は歪み信号２４と称することにする。

【００３０】コンパレータ３４の正極端子には、抵抗３
８を用いて形成した所定電圧がしきい値ＴＨ_Bとして供
給されている。このしきい値ＴＨ_Bは、図５（Ａ）に示
す如く、パルス信号２２のピーク値より低い値であり、
かつ歪み信号２４のピーク値より高い値に設定されてい
る。また、コンパレータ３４の出力端子（図４中にＢで
示す端子、以下Ｂ端子と称す）は、プルアップ抵抗４０
を介して電源電圧に接続されている。従って、Ｂ端子に
は、図５（Ｂ）に示す如く、Ａ端子にパルス信号２２が
現れた場合にのみハイレベルからローレベルとなる信号
が現れることになる。

【００３１】一方、コンパレータ３６の負極端子には、
抵抗４２を用いて、図５（Ａ）に示す如く、歪み信号２
４のピーク値より低い値に設定した電圧が、しきい値Ｔ
Ｈ_Cとして供給されている。そして、コンパレータ３６
の出力端子（図４中にＣで示す端子、以下Ｃ端子と称
す）は、プルアップ抵抗４４を介して電源電圧に接続さ
れている。

【００３２】従って、Ｃ端子には、図５（Ｃ）に示す如
く、Ａ端子にパルス信号２２が現れた場合、及びＡ端子
に歪み信号２４が現れ、かつ歪み信号２４の強度がしき
い値ＴＨ_C以上となっている場合にのみローレベルから
ハイレベルに反転する信号が現れる。このＣ端子は、そ
れぞれコンデンサ４６、４８を介してインバータ５０、
５２の入力端子に接続されている。また、コンデンサ４
６とインバータ５０との中間部は、抵抗５４、及びダイ
オード５６を介して電源電圧に接続されている。尚、ダ
イオード５６は、電源電圧側へ向かう流れのみを許容す
る向きで配設されている。

【００３３】この場合、Ｃ端子がローレベルで安定して
いれば、コンデンサ４６が充電された状態となり、抵抗
５４による電圧降下が生じないため、インバータ５０の
入力端子にはハイレベルの信号が供給された状態とな
る。また、上記の状態からＣ端子がハイレベルになる
と、コンデンサ４６に充電されていた電荷が、ダイード
５６を通って電源電圧側に放電される。この場合、抵抗
５４にはほぼ電流が流通しないため、インバータ５０の
入力端子には、やはり電源電圧が印加された状態とな
る。

【００３４】このようにしてコンデンサ４６が放電状態
となった後、再度Ｃ端子がローレベルとなると、コンデ
ンサ４６の充電が完了するまで、抵抗５４には電流が流
通する。このため、インバータ５０の入力端子には、コ
ンデンサ４６の充電が完了するまでの間、抵抗５４を流
通する電流値に応じて降下した電圧が供給されることに
なる。

【００３５】すなわち、インバータ５０の入力端子に
は、Ｃ端子がハイレベルからローレベルに反転した後、
所定期間だけ過渡的に電圧が降下する信号が供給される
ことになる。従って、インパータ５０の出力端子（図４
中にＤで示す端子、以下Ｄ端子と称す）には、図５
（Ｄ）に示す如く、Ｃ端子に生ずる信号のダウンエッジ
を捕らえて一時的にハイレベルとなる信号が現れる。

【００３６】また、コンデンサ４８とインバータ５２と
の中間部は、抵抗５８、及びダイオード６０を介して接
地されている。尚、ダイオード６０は、接地側からコン
デンサ４８とインバータ５２との中間部へ向かう流れの
みを許容する向きに配設されている。従って、Ｃ端子が
ローレベルで安定していれば、コンデンサ４８の両端に
電位差が生じず、コンデンサ４８は放電状態となる。そ
して、その状態からＣ端子がハイレベルになると、コン
デンサ４８への充電が開始される。

【００３７】この際、ダイオード６０は、充電に伴う電
荷の流れを阻止すべく機能するため、充電電流は全て抵
抗５８を流れる。このため、インバータ５２の入力端子
の電圧は、コンデンサ４８の充電が完了するまでの間一
時的にハイレベルに上昇する。このようにしてコンデン
サ４８の充電が完了した後、再度Ｃ端子がローレベルと
なると、コンデンサ４８の放電が開始される。この場
合、接地側からコンデンサ４８に向けて電流が流通する
ことになるが、その電流は主にダイオード６０を流通す
る。このため、抵抗５８の両端に電位差が生ずることは
なく、インバータ５２の入力端子には、やはり接地レベ
ルの電圧が供給されることになる。

【００３８】このように、インバータ５２の入力端子に
は、Ｃ端子がローレベルからハイレベルに反転した後、
所定期間だけ過渡的にハイレベルの信号が供給される。
従って、インパータ５２の出力端子（図４中にＥで示す
端子、以下Ｅ端子と称す）には、図５（Ｅ）に示す如
く、Ｃ端子に生ずる信号のアップエッジを捕らえて一時
的にハイレベルとなる信号が現れる。

【００３９】ところで、上述したＢ端子の信号は、フリ
ップフロップ６２，６４のセットバー端子に接続されて
いる。また、Ｄ端子の信号、及びＥ端子の信号は、それ
ぞれ、フリップフロップ６２，６４のクロック端子に接
続されている。ここで、フリップフロップ６２、６４
は、セットバー端子にダウンエッジが検出されると、出
力Ｑをローレベルからハイレベルに反転させると共に、
セットバー端子がハイレベルである場合にクロック端子
にクロック信号が入力されると、出力Ｑをハイレベルか
らローレベルに反転させる機能を有している。

【００４０】従って、フリップフロップ６２の出力端子
（図４中にＦで示す端子、以下Ｆ端子と称す）には、図
５（Ｆ）に示す如く、パルス信号２２が立ち上がった際
にローレベルからハイレベルに反転し、その後歪み信号
２４が立ち下がるまで、すなわち、歪み信号２４の強度
がしきい値ＴＨ_Cを下回るまでハイレベルを維持する信
号が現れることになる。

【００４１】また、フリップフロップ６４の出力端子
（図４中にＧで示す端子、以下Ｇ端子と称す）には、図
５（Ｇ）に示す如く、パルス信号２２が立ち上がった際
にローレベルからハイレベルに反転し、その後歪み信号
２４が立ち上がるまでハイレベルを維持する信号が現れ
ることになる。従って、以後、例えばＦ端子に現れる信
号（以下、Ｆ信号と称す）がハイレベルを維持した時間
と、Ｇ端子に現れる信号（以下、Ｇ信号と称す）がハイ
レベルを維持した時間との平均を求めれば、ほぼ正確
に、パルス信号２２が立ち上がった後、歪み信号２４の
ピークが検出されるまでの時間を求めることができる。

【００４２】ところで、Ｆ端子又はＧ端子にコンデンサ
を接続し、それらの端子にハイレベルの信号が出力され
ている間だけ電荷を充電することとすれば、Ｆ信号がハ
イレベルを維持した時間、及びＧ信号がハイレベルを維
持した時間は、コンデンサの充電電荷量、すなわちコン
デンサの端子間電圧として検出することができる。しか
しながら、Ｆ信号又はＧ信号がハイレベルを維持する時
間は極めて短時間であり、その間にコンデンサが充電で
きる電荷量は極めて少量である。従って、一旦充電を終
えたコンデンサに、その後長期間に渡って電荷をホール
ドさせることとすれば、リーク電流の影響が無視できな
い状態となる。

【００４３】一方、本実施例に係る変位検出装置が、継
続的に変位を表す信号を出力するためには、Ｆ信号又は
Ｇ信号がハイレベルを維持した時間に相当する信号が継
続的に検出できなければならず、そのためには、電荷が
ホールドされたコンデンサへのアクセスが常時可能でな
ければならない。これに対して、Ｆ信号又はＧ信号がハ
イレベルである間電荷を充電するコンデンサをそれぞれ
２系統づつ設け、２つの系統に交互に電荷を充電、ホー
ルドさせることとすれば、コンデンサに長期間継続的に
電荷をホールドさせることなく、常にコンデンサへのア
クセスが可能な状態を作ることができる。

【００４４】図６は、フリップフロップ６２が発するＦ
信号について上記の機能を実現すべく構成された回路の
回路図を示す。フリップフロップ６２の出力端子である
Ｆ端子には、スイッチ６６，６８を構成するＦＥＴのド
レイン端子、及びコンデンサ７０が接続されている。ま
た、コンデンサ７０には、上記図４に示すコンデンサ４
６に対するインバータ５０、抵抗５４、及びダイオード
５６と同様に機能するインバータ７２、抵抗７４、及び
ダイオード７６が接続されている。

【００４５】従って、インバータ７２の出力端子（図６
中にＨで示す端子、以下Ｈ端子と称す）には、図７
（Ｈ）に示す如く、Ｆ信号のダウンエッジを捕らえて一
時的にハイレベルとなる信号（以下、Ｈ信号と称す）が
現れる。インバータ７２の出力端子であるＨ端子には、
フリップフロップ７８のクロック端子が接続されてい
る。このフリップフロップ７８は、一般的なＤフリップ
フロップであり、そのＱバー端子をＤ端子に接続した状
態で用いられる。

【００４６】この場合、Ｑ端子（図６中にＩで示す端
子、以下Ｉ端子と称す）、及びＱバー端子（図６中にＪ
で示す端子、以下Ｊ端子と称す）には、図７（Ｉ），
（Ｊ）に示す如く、互いに背反し、かつＨ信号が立ち上
がる毎にハイ・ローの反転する信号が現れることにな
る。上述の如くスイッチ６６，６８を構成するＦＥＴの
ソース端子には、それぞれ抵抗８０，８２が接続されて
いる。また、抵抗８０の他端には、コンデンサ８４、及
びオペアンプ８６の非反転入力端子が、抵抗８２の他端
には、コンデンサ８８、及びオペアンプ９０の非反転入
力端子がそれぞれ接続されている。

【００４７】ここで、オペアンプ８６，９０は、その出
力端子（図６中にＫ又はＬで示す端子、以下それぞれＫ
端子、Ｌ端子と称す）に現れる電圧を、抵抗９２，９
４、又は抵抗９６，９８で分圧して反転入力端子に帰還
することにより、非反転増幅回路として用いられてい
る。従って、それらＫ端子、及びＬ端子には、それぞれ
コンデンサ８４又は８８の端子間電圧を適当に増幅して
なる信号が現れる。

【００４８】また、これらＫ端子、及びＬ端子は、それ
ぞれスイッチ１００、１０２を構成するＦＥＴのドレイ
ン端子に接続されている。そして、スイッチ１００、１
０２の出力端子、すなわちＦＥＴのソース端子は、互い
に接続されて図６中にＭで示す端子（以下、Ｍ端子と称
す）を構成している。ところで、上述した、スイッチ６
６、又はスイッチ１０２を構成するＦＥＴのゲート端子
には、フリップフロップ７８のＩ端子が接続されてい
る。また、スイッチ６８、又はスイッチ１００を構成す
るＦＥＴのゲート端子には、フリップフロップ７８のＪ
端子が接続されている。

【００４９】従って、図７に示す如く、時刻ｔ₁におけ
るＦ信号のダウンエッジを受けて、フリップフロップ７
８が、Ｉ端子にハイレベル、Ｊ端子にローレベルを出力
した場合、以後、スイッチ６６及び１０２が導通状態、
スイッチ６８及び１００が遮断状態となる。このため、
時刻ｔ₂においてＦ信号が立ち上がると、徐々にコンデ
ンサ８４に電荷が充電され、図７（Ｋ）に示す如く、Ｆ
信号が立ち下がる時刻ｔ₃までの間、Ｋ端子の電圧が所
定の時定数に従って上昇する。ただし、この間は、Ｍ端
子に通じるスイッチ１００が遮断されているため、充電
現象がＭ端子に出力されることはない。

【００５０】また、上記の状況においては、スイッチ６
８が遮断されているため、時刻ｔ₁においてコンデンサ
８８に蓄えられていた電荷は、Ｆ信号がローレベルに反
転した後もそのままホールドされる。このため、オペア
ンプ９０の出力端子であるＬ端子には、図７（Ｌ）に示
す如く、時刻ｔ₃まではほぼ安定して時刻ｔ₁において
コンデンサ８８に蓄えられていた電荷量に応答する電圧
が出力される。そして、この間は、スイッチ１０２が導
通状態であるため、Ｌ端子の電圧がそのままＭ端子に出
力される。

【００５１】これに対して、時刻ｔ₃において、Ｆ信号
のダウンエッジを受けてＩ端子及びＪ端子の出力が反転
すると、以後、スイッチ６６及び１０２が遮断状態、ス
イッチ６８及び１００が導通状態となる。この場合、コ
ンデンサ８４に蓄えられていた電荷がその後ホールドさ
れ、かつそのようにホールドされた電荷量に対応してＫ
端子に現れる電圧がＭ端子に出力されると共に、コンデ
ンサ８８に蓄えられていた電荷が、一旦Ｆ端子に向けて
放電される。

【００５２】そして、以後時刻ｔ₄においてＦ信号が立
ち上がると、Ｆ信号が立ち下がる時刻ｔ₅までの間、充
電現象をＭ端子に出力することなく、Ｆ信号がハイレベ
ルを維持する時間に応じた電荷が、新たにコンデンサ８
８に充電される。すなわち、図６に示す回路によれば、
コンデンサ８４，８８の一方が、Ｆ端子がハイレベルに
維持される時間中電荷を充電するコンデンサとして、他
方が、充電した電荷を表示するコンデンサとして機能す
ると共に、Ｆ信号が立ち上がる毎にそれらの機能が相互
に入れ換えられる。

【００５３】この場合、Ｍ端子には、常に充電直後のコ
ンデンサ８４の端子間電圧、又はコンデンサ８８の端子
間電圧に相当する信号が継続的に出力されることにな
り、コンデンサ８４，８８に充電される電荷量が微小で
ある場合においても、精度良く、かつ継続的に、Ｆ端子
がハイレベルに維持される時間に対応する信号が出力で
きる。

【００５４】ところで、上記図６に示す回路は、継続的
に、かつ精度良くＦ信号がハイレベルに維持される時間
に相当する信号を出力するための回路であるが、全く同
様に、継続的に、かつ精度良くＧ信号について同様の機
能を実現する回路を構成することができる。従って、上
記図４に示す回路と、上記図６に示す回路とを組み合わ
せれば、継続的に、かつ精度良くＦ信号がハイレベルに
維持される時間、及びＧ信号がハイレベルに維持される
時間に相当する信号を出力し得る回路が実現でき、更に
公知の構成を加設することで、Ｆ信号がハイレベルに維
持される時間とＧ信号がハイレベルに維持される時間と
の平均時間に相当する信号を出力し得る回路を実現する
ことができる。

【００５５】図８は、かかる機能を実現すべく構成した
回路の回路図を示す。尚、上記図４に示す回路について
は、上記の機能を実現するに当たって変更する点がない
ため、図８には、上記図６に示す回路を主体とする部分
のみを表示する。また、図８中、上記図６と同一の構成
部分については、同一の符号を付してその説明を省略す
る。

【００５６】図８に示す回路において、フリップフロッ
プ６４のＧ端子には、スイッチ１０４、スイッチ１０
６、及びコンデンサ１０８が接続されている。コンデン
サ１０８の他端には、上述した抵抗７４、ダイオード７
６、及びフリップフロップ７８と同様に機能する抵抗１
１０、ダイオード１１２、及びフリップフロップ１１４
が接続されている。

【００５７】従って、フリップフロップ１１４のＱ端子
（図８中にＯで示す端子、以下Ｏ端子と称す）、及びＱ
バー端子（図８中にＰで示す端子、以下Ｐ端子と称す）
には、図９（Ｏ），（Ｐ）に示す如く、相互に背反する
と共に、Ｇ信号（図９（Ｇ））のダウンエッジを受けて
反転する信号が出力される。スイッチ１０４は、フリッ
プフロップ７８のＩ端子にハイレベルが出力されている
場合に導通状態となるスイッチであり、フリップフロッ
プ１１４のＯ端子にハイレベルが出力されている場合に
導通状態となるスイッチ１１６が直列に接続されてい
る。更にスイッチ１１６は、抵抗１１８を介して、一端
が接地されたコンデンサ１２０、及びオペアンプ８６の
非反転入力端子に接続されている。

【００５８】従って、スイッチ１０４，１１６が共に導
通状態である場合に、すなわちＩ端子、及びＯ端子に共
にハイ出力である場合に、更にＧ端子がハイ出力となる
と、コンデンサ１２０には適当に電荷が供給される。そ
して、オペアンプ８６の非反転入力端子には、上述した
コンデンサ８４に向けて供給された電荷に起因する電圧
と、コンデンサ１２０に向けて供給された電荷に起因す
る電圧との平均値に相当する電圧が供給されることにな
る。

【００５９】また、スイッチ１０６は、フリップフロッ
プ７８のＪ端子にハイレベルが出力されている場合に導
通状態となるスイッチであり、フリップフロップ１１４
のＰ端子にハイレベルが出力されている場合に導通状態
となるスイッチ１２２が直列に接続されている。更にス
イッチ１２２は、抵抗１２４を介して、一端が接地され
たコンデンサ１２６、及びオペアンプ９０の非反転入力
端子に接続されている。

【００６０】従って、スイッチ１０６，１２２が共に導
通状態である場合に、すなわちＪ端子及びＰ端子が共に
ハイ出力である場合に、更にＧ端子がハイ出力となる
と、コンデンサ１２６には適当に電荷が供給される。こ
の場合、オペアンプ９０の非反転入力端子には、上述し
たコンデンサ８８に向けて供給された電荷に起因する電
圧と、コンデンサ１２６に向けて供給された電荷に起因
する電圧との平均値に相当する電圧が供給されることに
なる。

【００６１】このため、図９に示す如く、時刻Ｔ₁にお
いて、Ｉ端子及びＯ端子がハイ出力、Ｊ端子及びＰ端子
がロー出力である状況下でＦ信号及びＧ信号が立ち上が
ると、その後、時刻Ｔ₂においてＧ信号が立ち下がるま
では、コンデンサ８４及び１２０に共に電荷が供給され
る状態が形成される。そして、時刻Ｔ₂においてＧ信号
が立ち下がると、その時点でコンデンサ１２０へ向かう
電荷の流れが遮断され、以後時刻Ｔ₃においてＦ信号が
立ち下がるまでは、コンデンサ８４に向かう電荷の流れ
のみが許容された状態となる。

【００６２】このため、オペアンプ８６の出力端子であ
るＫ端子には、図９（Ｋ）に示す如く、時刻Ｔ₁からＴ
₂にかけて比較的急激に上昇し、その後時刻Ｔ₃までは
比較的緩やかに上昇する電圧が出力されることになる。
この場合、時刻Ｔ₃においてＫ端子に現れる電圧は、Ｆ
信号がハイ出力を維持する時間と、Ｇ信号がハイ出力を
維持する時間との平均値に相当しており、時刻Ｔ₃以
降、Ｋ端子の出力がＭ端子に供給されることにより、Ｍ
端子には、Ｆ信号がハイ出力を維持する時間と、Ｇ信号
がハイ出力を維持する時間との平均値に相当する信号が
精度良く出力されることになる。

【００６３】同様に、その後時刻Ｔ₄において、Ｉ端子
及びＯ端子がロー出力、Ｊ端子及びＰ端子がハイ出力で
ある状況下でＦ信号及びＧ信号が立ち上がると、今回は
時刻Ｔ₅においてＧ信号が立ち下がるまでは、コンデン
サ８８及び１２６に共に電荷が供給される状態が形成さ
れる。そして、時刻Ｔ₅においてＧ信号が立ち下がる
と、その時点でコンデンサ１２６へ向かう電荷の流れが
遮断され、以後時刻Ｔ₆においてＦ信号が立ち下がるま
では、コンデンサ８８に向かう電荷の流れのみが許容さ
れた状態となる。

【００６４】このため、オペアンプ９０の出力端子であ
るＬ端子には、図９（Ｌ）に示す如く、時刻Ｔ₄からＴ
₅にかけて比較的急激に上昇し、その後時刻Ｔ₆までは
比較的緩やかに上昇する電圧が出力されることになる。
この場合、時刻Ｔ₆においてＬ端子に現れる電圧は、Ｆ
信号がハイ出力を維持する時間と、Ｇ信号がハイ出力を
維持する時間との平均値に相当しており、時刻Ｔ₆以
降、Ｌ端子の出力がＭ端子に供給されることにより、Ｍ
端子には、Ｆ信号がハイ出力を維持する時間と、Ｇ信号
がハイ出力を維持する時間との平均値に相当する信号が
精度良く出力されることになる。

【００６５】以後、Ｆ信号のダウンエッジを受けてＩ端
子及びＪ端子の出力が反転する度に、またＧ信号のダウ
ンエッジを受けてＯ端子及びＰ端子の出力が反転する度
に、Ｍ端子には、電荷が充電された直後におけるコンデ
ンサ８４又はコンデンサ８８の端子間電圧に相当する信
号が、継続的に出力される。この場合、コンデンサ８
４，８８の端子間電圧、すなわちＦ信号がハイ出力を維
持する時間と、Ｇ信号がハイ出力を維持する時間との平
均値に相当する端子間電圧は、上述の如く、磁歪線１０
にパルス信号が供給された後、磁歪線１０の検出部１０
ａに歪み信号のピークが到達するまでに要する時間に相
当している。

【００６６】そして、磁歪線１０にパルス信号が供給さ
れた後、磁歪線１０の検出部１０ａに歪み信号のピーク
が到達するまでの時間は、温度特性による回路の特性変
化に起因してしきい値ＴＨ_C、又は歪み信号の強度等が
変化した場合に、その影響を受け難い時間である。従っ
て、上記図４及び図８に示す回路を用いて上記図１に示
す受信回路１６及び伝搬時間検出回路１８を構成した本
実施例の変位検出装置によれば、温度変化の影響を受け
ることなく、高い検出精度で永久磁石１２の変位を表す
信号を継続的に出力でき、変位検出回路２０で高精度な
変位検出が行えることになる。

【００６７】更に、本実施例の変位検出装置は、サンプ
ルホールド回路を用いることなく永久磁石１２の変位を
表す信号を出力する構成である。このため、サンプルホ
ールド回路の駆動に必要とされる高価な正負電源が不要
であり、また、サンプルホールド回路において生じ易い
出力ドリフトの問題が生ずることもない。この意味で、
本実施例の変位検出装置は、温度変化に対して安定であ
り、かつ容易に高い検出精度を確保することができ、か
つ低コストで実現することができるという利益を有して
いることになる。

【００６８】ところで、上記実施例は、検出部１０ａに
歪み信号のピークが到達した時刻を、歪み信号がしきい
値ＴＨ_Cを超えた時刻と、その後歪み信号がしきい値Ｔ
Ｈ_Cを下回った時刻との平均を求めることで特定する構
成であるが、その時刻を特定する手法はこれに限るもの
ではなく、例えば歪み信号の増減傾向からピークを検出
し、その検出時刻をピーク到達時刻とすることも可能で
ある。

【００６９】また、上記実施例は、伝搬時間検出回路１
８をハードウェアで構成するものであるが、かかる構成
に限定するものではなく、上述した機能をマイクロコン
ピュータ等を用いてソフト的に実現することも可能であ
る。尚、上記実施例においては、パルス発生回路１４が
前記したパルス発生手段を、受信回路１６が前記した受
信手段を、また伝搬時間検出回路１８及び変位検出回路
２０が、前記した変位検出手段を構成している。

【００７０】

【発明の効果】上述の如く、請求項１記載の発明によれ
ば、受信手段が歪み信号のピークを受信した際に歪み信
号が到達したと判断するため、磁石の近傍で発生した歪
み信号が受信手段に到達するのに要する時間から、受信
手段の温度特性の影響を排除することができる。

【００７１】従って、本発明に係る変位検出装置によれ
ば、２つの磁石を配設する等の複雑な構成を採ることな
く、大幅なコストアップを伴わずに、温度変化に対して
安定して高い検出精度を確保することができる。また、
請求項２記載の発明によれば、パルス信号が発せられた
後、歪み信号が検出されるまでの間継続的に電荷を充電
する機構と、その充電電荷量を検出する機構とで、サン
プルホールド回路を用いることなく変位検出手段を実現
することができる。

【００７２】この場合、サンプルホールド回路の駆動に
必要とされる高価な正負電源が不要であると共に、サン
プルホールド回路が有する出力ドリフトの問題が生ずる
ことがなく、比較的低コストで、温度変化に対して安定
して高い検出精度を確保し得るという効果が得られるこ
とになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例である変位検出装置の構成概
念図である。

【図２】本実施例の変位検出装置において受信回路が受
信する信号の波形である。

【図３】本実施例の変位検出装置において受信回路が受
信する信号の波形を拡大して表した図である。

【図４】本実施例の変位検出装置の一部の回路図であ
る。

【図５】本実施例の変位検出装置の動作を説明するため
のタイムチャート（その１）である。

【図６】本実施例の変位検出装置において安定出力を得
るために用いる回路の基本回路の回路図である。

【図７】本実施例の変位検出装置において安定出力を得
るために用いる回路の基本回路の動作を説明するための
タイムチャートである。

【図８】本実施例の変位検出装置において安定出力を得
るために用いる回路の回路図である。

【図９】本実施例の変位検出装置の動作を説明するため
のタイムチャート（その２）である。

【符号の説明】

１０磁歪線１０ａ検出部１２永久磁石１４パルス発生回路１６受信回路１８伝搬時間検出回路２０変位検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】磁歪線と、該磁歪線に沿って移動可能に
設けた磁石と、前記磁歪線にパルス信号を供給するパル
ス発生手段と、前記磁石近傍で発生した歪み信号を受信
する受信手段と、前記パルス発生手段がパルス信号を発
してから前記受信回路が歪み信号を受信するまでの時間
に基づいて前記磁石の変位を検出する変位検出手段とを
備える変位検出装置において、前記変位検出手段は、前記パルス発生手段がパルス信号
を発してから前記受信手段が歪み信号のピークを受信す
るまでの時間に基づいて前記磁石の変位を検出すること
を特徴とする変位検出装置。
【請求項２】磁歪線と、該磁歪線に沿って移動可能に
設けた磁石と、前記磁歪線にパルス信号を供給するパル
ス発生手段と、前記磁石近傍で発生した歪み信号を受信
する受信手段と、前記パルス発生手段がパルス信号を発
してから前記受信回路が歪み信号を受信するまでの時間
に基づいて前記磁石の変位を検出する変位検出手段とを
備える変位検出装置において、前記変位検出手段は、前記パルス発生手段がパルス信号
を発してから前記受信手段が歪み信号を受信するまで電
荷を蓄電し、その充電電荷量に基づいて前記磁石の変位
を検出することを特徴とする変位検出装置。