JPH0815249B2 - 弾性表面波フイルタ - Google Patents
弾性表面波フイルタInfo
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- JPH0815249B2 JPH0815249B2 JP58120677A JP12067783A JPH0815249B2 JP H0815249 B2 JPH0815249 B2 JP H0815249B2 JP 58120677 A JP58120677 A JP 58120677A JP 12067783 A JP12067783 A JP 12067783A JP H0815249 B2 JPH0815249 B2 JP H0815249B2
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- Acoustics & Sound (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数応答特性が中心周波数に対し非対称
でかつ入出力インピーダンスの高い弾性表面波フイルタ
に関する。
でかつ入出力インピーダンスの高い弾性表面波フイルタ
に関する。
従来、単一のインターデイジタルトランスジューサー
で非対称の周波数応答特性を得る方法の１つとしては、
隣接する電極フインガーの中心間の距離（以下電極ピツ
チという）および電極の交差幅を弾性表面波伝播方向に
沿つて変化させる手法が知られている。いわゆる可変ピ
ツチ形インターデイジタル電極で、次に述べるようなも
のである。すなわち、周波数応答特性をフーリエ逆変換
すると、例えば、第１図に示すようなインパルス応答が
得られる。このインパルス応答は、周波数応答特性が非
対称であるため、フーリエ逆変換の結果虚数部を含み、
虚数部が零となる各ピーク点間の時間間隔が不均一とな
る。そして、得られたインパルス応答に対応させてイン
ターデイジタル電極を形成すれば、この電極で所期の周
波数応答特性が実現できる。その対応のさせ方は、隣接
する電極フインガー間の交さ幅（表面波励受振領域）
を、インパルス応答における各ピーク点（矢印で示す）
の大きさに比例させ、かつ電極ピツチを、インパルス応
答におけるピーク点間の時間に比例させて行えばよい。
ところが、ピーク点間の時間が不均一であるから、イン
ターデイジタル電極の電極ピツチも不均一となり、この
結果インターデイジタル電極は可変ピツチ形となる。
で非対称の周波数応答特性を得る方法の１つとしては、
隣接する電極フインガーの中心間の距離（以下電極ピツ
チという）および電極の交差幅を弾性表面波伝播方向に
沿つて変化させる手法が知られている。いわゆる可変ピ
ツチ形インターデイジタル電極で、次に述べるようなも
のである。すなわち、周波数応答特性をフーリエ逆変換
すると、例えば、第１図に示すようなインパルス応答が
得られる。このインパルス応答は、周波数応答特性が非
対称であるため、フーリエ逆変換の結果虚数部を含み、
虚数部が零となる各ピーク点間の時間間隔が不均一とな
る。そして、得られたインパルス応答に対応させてイン
ターデイジタル電極を形成すれば、この電極で所期の周
波数応答特性が実現できる。その対応のさせ方は、隣接
する電極フインガー間の交さ幅（表面波励受振領域）
を、インパルス応答における各ピーク点（矢印で示す）
の大きさに比例させ、かつ電極ピツチを、インパルス応
答におけるピーク点間の時間に比例させて行えばよい。
ところが、ピーク点間の時間が不均一であるから、イン
ターデイジタル電極の電極ピツチも不均一となり、この
結果インターデイジタル電極は可変ピツチ形となる。
上述した従来の手法は、所期の特性を満足できるが、
電極が不等ピツチであるため、電極パターンの設計が困
難な上に、太い電極と細い電極が出来るため高周波用に
設計すると電極が短絡しやすいという欠点を有してい
る。
電極が不等ピツチであるため、電極パターンの設計が困
難な上に、太い電極と細い電極が出来るため高周波用に
設計すると電極が短絡しやすいという欠点を有してい
る。
上述の問題点を解決するため等ピツチのインターデイ
ジタル電極で非対称の周波数応答特性を得ようとする試
みがなされ、後述する奇−偶関数法ならびにミラー法又
はリフレクシヨン法という手法が提案されている。
ジタル電極で非対称の周波数応答特性を得ようとする試
みがなされ、後述する奇−偶関数法ならびにミラー法又
はリフレクシヨン法という手法が提案されている。
前者の奇−偶関数法は、所望周波数応答特性をリニア
表示したものをH1（ω）とすると、H1（ω−ω０）＝H2
（ω０−ω）なるH2（ω）を想定する手法である。H
1（ω）とH2（ω）との関係は第２図のようになる。こ
こで偶成分をHR（ω）、奇成分HI（ω）とし、HR（ω）
とHI（ω）を次のように定義すると、それらの関数は第
３図のようになる。
表示したものをH1（ω）とすると、H1（ω−ω０）＝H2
（ω０−ω）なるH2（ω）を想定する手法である。H
1（ω）とH2（ω）との関係は第２図のようになる。こ
こで偶成分をHR（ω）、奇成分HI（ω）とし、HR（ω）
とHI（ω）を次のように定義すると、それらの関数は第
３図のようになる。
また、H1（ω）は、式（１），（２）より H1（ω）＝HR（ω）−jHI（ω） （３） となる。
そして、インパルス応答は、式（３）をフーリエ変換
したもので、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ） （４） ∫＝HR（ω）ej(2 π ft+ φ）df−∫jHI（ω）
ej(2 π ft+ φ）df となる。
したもので、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ） （４） ∫＝HR（ω）ej(2 π ft+ φ）df−∫jHI（ω）
ej(2 π ft+ φ）df となる。
式（４）のhR（ｔ）と−jhI（ｔ）で示すインパルス
応答は で求めるとそれぞれ第４図の実線と破線のようになる。
同図のふたつのインパルス応答曲線はいずれもピーク点
間の時間が （波長で表示するとλ０/2）で均一であり、かつ両曲線
のピーク点が互いに相手側のピーク点間の真中に位置す
る。実線のインパルス応答に対応するインターデイジタ
ル電極が偶成分を構成し、破線のインパルス応答が奇成
分を構成する。
応答は で求めるとそれぞれ第４図の実線と破線のようになる。
同図のふたつのインパルス応答曲線はいずれもピーク点
間の時間が （波長で表示するとλ０/2）で均一であり、かつ両曲線
のピーク点が互いに相手側のピーク点間の真中に位置す
る。実線のインパルス応答に対応するインターデイジタ
ル電極が偶成分を構成し、破線のインパルス応答が奇成
分を構成する。
第４図のふたつのインパルス応答に基いてインターデ
イジタル電極を２段に分けて構成し、電気的に並列接続
したのが第６図の電極パターンで、これは、中村、清水
による「弾性表面波フイルタの−設計法」（1972年９月
28日発行、東北大学電気通信研究所第172回音響工学研
究会資料）に開示されている。第６図において、一方の
インターデイジタル電極１が伝播方向と直角方向に配置
された２つのインターデイジタル電極2,3で構成され、
電極３が偶成分を、電極２が奇成分を励受振するように
構成され（この逆でもよい）、２つの電極2,3の伝播路
をカバーするように他方のインターデイジタル電極４が
形成されている。
イジタル電極を２段に分けて構成し、電気的に並列接続
したのが第６図の電極パターンで、これは、中村、清水
による「弾性表面波フイルタの−設計法」（1972年９月
28日発行、東北大学電気通信研究所第172回音響工学研
究会資料）に開示されている。第６図において、一方の
インターデイジタル電極１が伝播方向と直角方向に配置
された２つのインターデイジタル電極2,3で構成され、
電極３が偶成分を、電極２が奇成分を励受振するように
構成され（この逆でもよい）、２つの電極2,3の伝播路
をカバーするように他方のインターデイジタル電極４が
形成されている。
しかし、上記第６図の電極１では、等ピツチで非対称
の周波数応答特性を実現できるが、インターデイジタル
電極を伝播方向と直角方向に２個配置するので、表面波
の励受振領域が広がり、表面波基板が広くなるという欠
点がある。また、表面波の励受振強度の大きい中心部分
が両側に分かれ、また電極の中央部が共通電極となるの
で、電極パターンとして好ましいものではない。
の周波数応答特性を実現できるが、インターデイジタル
電極を伝播方向と直角方向に２個配置するので、表面波
の励受振領域が広がり、表面波基板が広くなるという欠
点がある。また、表面波の励受振強度の大きい中心部分
が両側に分かれ、また電極の中央部が共通電極となるの
で、電極パターンとして好ましいものではない。
上述の問題点を除去して１つの等ピツチのインターデ
イジタル電極で非対称の周波数応答特性を実現するた
め、第４図の２つのインパルス応答を第５図のように合
成し、この合成したインパルス応答に基いて第７図
（ａ），（ｂ）のように電極パターンを構成することが
できる。同図において、一方のインターデイジタル電極
５が の電極幅をもつ主電極フインガー6,7,8,9を の電極ピツチで配置し、隣接する２個の主電極フインガ
ー６および7,8および９ずつ異電位の共通部で接続しか
つこれら２個の主電極フインガーの長さを異ならせ、し
かも、各主電極フインガー6,7,8,9の遊端と対峙し、か
つ異電位の共通部に接続される の幅をもつ補助電極フインガー10,11,12,13を の電極ピツチで配置して形成される。このインターデイ
ジタル電極によれば、隣接する異電位の主電極フインガ
ー7,8が交さする領域（右上り斜線領域）で偶成分が励
受振され、隣接する主電極フインガー6,9と補助電極フ
インガー11,12が交さする領域（右下がり斜線領域）で
奇成分が上記偶成分とは の距離ずれて励受振される。このようなインターデイジ
タル電極を用いると、表面波伝播方向と直角方向の電極
幅を狭くでき、表面波基板を小さくできるが、電極フイ
ンガー６および8,7および９で交差する領域（クロス斜
線）でも表面波が励受振されるので、周波数応答特性に
誤差が生じ、またその誤差を予め考慮して設計するのは
非常に煩わしいものである。また、電極フインガー6,8
間や7,9間の励受振による影響を無視できる程度に小さ
くするため、それらの間に位置する電極フインガー７お
よび11,8および12のフインガー先端を接近させてクロス
斜線の領域を小さくすると、パターン形成時に両フイン
ガー７および11,8および12が先端で短絡してしまう危険
性が生ずる。
イジタル電極で非対称の周波数応答特性を実現するた
め、第４図の２つのインパルス応答を第５図のように合
成し、この合成したインパルス応答に基いて第７図
（ａ），（ｂ）のように電極パターンを構成することが
できる。同図において、一方のインターデイジタル電極
５が の電極幅をもつ主電極フインガー6,7,8,9を の電極ピツチで配置し、隣接する２個の主電極フインガ
ー６および7,8および９ずつ異電位の共通部で接続しか
つこれら２個の主電極フインガーの長さを異ならせ、し
かも、各主電極フインガー6,7,8,9の遊端と対峙し、か
つ異電位の共通部に接続される の幅をもつ補助電極フインガー10,11,12,13を の電極ピツチで配置して形成される。このインターデイ
ジタル電極によれば、隣接する異電位の主電極フインガ
ー7,8が交さする領域（右上り斜線領域）で偶成分が励
受振され、隣接する主電極フインガー6,9と補助電極フ
インガー11,12が交さする領域（右下がり斜線領域）で
奇成分が上記偶成分とは の距離ずれて励受振される。このようなインターデイジ
タル電極を用いると、表面波伝播方向と直角方向の電極
幅を狭くでき、表面波基板を小さくできるが、電極フイ
ンガー６および8,7および９で交差する領域（クロス斜
線）でも表面波が励受振されるので、周波数応答特性に
誤差が生じ、またその誤差を予め考慮して設計するのは
非常に煩わしいものである。また、電極フインガー6,8
間や7,9間の励受振による影響を無視できる程度に小さ
くするため、それらの間に位置する電極フインガー７お
よび11,8および12のフインガー先端を接近させてクロス
斜線の領域を小さくすると、パターン形成時に両フイン
ガー７および11,8および12が先端で短絡してしまう危険
性が生ずる。
後者のリフレクション法あるいはミラー法は、所定の
周波数特性の中心周波数をf0とすると、2f0に対して線
対称となる中心周波数が3f0の虚像を想定する手法であ
り、得られるインパルス応答は上述の奇−偶関数法の場
合と同様となり、電極パターンも第６図および第７図
（ａ），（ｂ）のものと同じように決定し、上述したと
同様の問題点を有している。
周波数特性の中心周波数をf0とすると、2f0に対して線
対称となる中心周波数が3f0の虚像を想定する手法であ
り、得られるインパルス応答は上述の奇−偶関数法の場
合と同様となり、電極パターンも第６図および第７図
（ａ），（ｂ）のものと同じように決定し、上述したと
同様の問題点を有している。
本発明者は、上述した従来技術の欠点を除去した弾性
表面波フイルタを特願昭57-104391号として先に出願し
ている。この内容は、偶成分（または奇成分）を構成す
るインターデイジタル電極の包絡線に沿つて共通電極を
設け、この共通電極の片側あるいは両側に奇成分（また
は偶成分）をもつインターデイジタル電極を構成するよ
うにしたものである。
表面波フイルタを特願昭57-104391号として先に出願し
ている。この内容は、偶成分（または奇成分）を構成す
るインターデイジタル電極の包絡線に沿つて共通電極を
設け、この共通電極の片側あるいは両側に奇成分（また
は偶成分）をもつインターデイジタル電極を構成するよ
うにしたものである。
本発明は、上記先願をさらに改良したもので、先願で
得られる効果に加えて、基板寸法の縮小ならびに回折損
の抑制を達成できるとともに、入出力インピーダンスを
高くできるようにしたものである。
得られる効果に加えて、基板寸法の縮小ならびに回折損
の抑制を達成できるとともに、入出力インピーダンスを
高くできるようにしたものである。
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳述する。
第８図において、LiNbO3,PZT,ガラス基板上のZnO膜な
どからなる表面波基板20上に、入出力側インターデイジ
タル電極21,22が所定距離隔てて形成されている。一方
のインターデイジタル電極21は、第１および第２のイン
ターデイジタル電極23,24で構成されている。第１の電
極23は、第４図の偶成分を規定するインパルス応答（実
線）に基づくものであるが、その中に含まれている零振
源23dを電極指の長さ方向へずらせて分散させて、包絡
線が最大交さ幅となる振源23cの左右で（図面上）傾斜
するように交さ幅重付けが施されている。第１の電極23
の２つの共通電極部25（25a,25b）,26のうち一方26は上
記傾斜した包絡線にほぼ沿うように形成されている。第
２の電極24は、第４図の奇成分を規定するインターデイ
ジタル電極であるが、第１の電極23の最大交さ幅となる
振源23c近傍に位置する振源が零となるように予め設定
し、その周辺の電極指を省略したうえで、残りの振源の
中に含まれている零振源を電極指の長さ方向へずらせて
分散させることにより、第１の電極23の上記傾斜した包
絡線に沿うように、第１の電極23の非交さ領域であつて
電極23の伝播路上に形成されている。このように構成す
れば、第２の電極24の各振源を、電極指の長さ方向にお
いて励振強度の最大となる位置例えば中央部近傍に集中
させることができる。
どからなる表面波基板20上に、入出力側インターデイジ
タル電極21,22が所定距離隔てて形成されている。一方
のインターデイジタル電極21は、第１および第２のイン
ターデイジタル電極23,24で構成されている。第１の電
極23は、第４図の偶成分を規定するインパルス応答（実
線）に基づくものであるが、その中に含まれている零振
源23dを電極指の長さ方向へずらせて分散させて、包絡
線が最大交さ幅となる振源23cの左右で（図面上）傾斜
するように交さ幅重付けが施されている。第１の電極23
の２つの共通電極部25（25a,25b）,26のうち一方26は上
記傾斜した包絡線にほぼ沿うように形成されている。第
２の電極24は、第４図の奇成分を規定するインターデイ
ジタル電極であるが、第１の電極23の最大交さ幅となる
振源23c近傍に位置する振源が零となるように予め設定
し、その周辺の電極指を省略したうえで、残りの振源の
中に含まれている零振源を電極指の長さ方向へずらせて
分散させることにより、第１の電極23の上記傾斜した包
絡線に沿うように、第１の電極23の非交さ領域であつて
電極23の伝播路上に形成されている。このように構成す
れば、第２の電極24の各振源を、電極指の長さ方向にお
いて励振強度の最大となる位置例えば中央部近傍に集中
させることができる。
したがつて、第１の電極23の最大交さ幅の振源23cの
外側には他の振源が配置されず、その分だけ基板寸法を
小さくすることができる。しかも、第２の電極24が元々
励振強度の大きい中央部に集中するので回折損などの影
響がなく、計算誤差が少なくなる。
外側には他の振源が配置されず、その分だけ基板寸法を
小さくすることができる。しかも、第２の電極24が元々
励振強度の大きい中央部に集中するので回折損などの影
響がなく、計算誤差が少なくなる。
第２の電極24は、第１の電極23の共通電極部26と、第
１の電極23の最大交さ幅の振源23cに接近して形成され
た別個の共通電極部27（27a,27b）とから電極指を交互
に突出させて構成されている。
１の電極23の最大交さ幅の振源23cに接近して形成され
た別個の共通電極部27（27a,27b）とから電極指を交互
に突出させて構成されている。
さらに、上記第１および第２の電極23,24はそれぞ
れ、表面波伝播方向に、すなわち電極指方向と直角方向
に２個の部分電極に分割され、互いに電気的に直列接続
されている。具体的には、第１の電極23は、一方の共通
電極部25を２個の共通電極部25a,25bに分割したうえ
で、その分割個所における電極指の長さ、位相関係を考
慮することにより２個の電極に分割されている。第２の
電極24も、第１の電極23と同様に、一方の共通電極部27
を２個の共通電極部27a,27bに分割することにより行わ
れている。このように電極23,24を分割しかつその分割
された部分電極を直列接続することにより、端子間の容
量が小さくなり、インピーダンスを高くすることができ
る。
れ、表面波伝播方向に、すなわち電極指方向と直角方向
に２個の部分電極に分割され、互いに電気的に直列接続
されている。具体的には、第１の電極23は、一方の共通
電極部25を２個の共通電極部25a,25bに分割したうえ
で、その分割個所における電極指の長さ、位相関係を考
慮することにより２個の電極に分割されている。第２の
電極24も、第１の電極23と同様に、一方の共通電極部27
を２個の共通電極部27a,27bに分割することにより行わ
れている。このように電極23,24を分割しかつその分割
された部分電極を直列接続することにより、端子間の容
量が小さくなり、インピーダンスを高くすることができ
る。
端子28,29,30,31は、電極21,22の所定の共通電極部に
接続されている。
接続されている。
次に、第２電極24における第１電極23の最大交さ幅の
振源23c近傍に位置する振源を零にする方法について簡
単に述べる。
振源23c近傍に位置する振源を零にする方法について簡
単に述べる。
前述したように、所望の周波数特性を式（３）であら
わすと、そのインパルス応答は、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ） ＝∫HR（ω）ej(2 π ft+ φ）df＋∫−jH
I（ω）ej(2 π ft+ φ）df （４） となり、第10図に示すような特性となる。第10図は説明
の便宜上第1,4,5図とは必ずしも一致させていない。リ
フレクシヨン法などの手法によれば、第10図において の時間間隔でデータをサンプリングし（実線矢印）、偶
数番目に相当するデータに基いて偶成分のインターデイ
ジタル電極23を構成し、奇数番目に相当するデータに基
いて奇成分のインターデイジタル電極24を構成してい
る。奇−偶関数法についても同じ電極構成となる。しか
し、本実施例では、サンプリングの時間間隔をわずかに
変えることにより、偶成分や奇成分を変え、例えば偶成
分の最大値近傍での奇成分の振源を小さくする。すなわ
ち、 の時間間隔でサンプリングすると第10図の破線のように
奇成分の振源が小さくなつていく。さらに、励振強度の
最大値を相対尺度で１とすると、例えば0.02以下の振源
を強制的に零に設定する。もちろん、強制的に振源を零
にした場合には他の振源で補正しておく。このように構
成することにより、従来の電極パターンから第８図の電
極構成となり、これが上述した一実施例である。
わすと、そのインパルス応答は、 ｈ（ｔ）＝hR（ｔ）−jhI（ｔ） ＝∫HR（ω）ej(2 π ft+ φ）df＋∫−jH
I（ω）ej(2 π ft+ φ）df （４） となり、第10図に示すような特性となる。第10図は説明
の便宜上第1,4,5図とは必ずしも一致させていない。リ
フレクシヨン法などの手法によれば、第10図において の時間間隔でデータをサンプリングし（実線矢印）、偶
数番目に相当するデータに基いて偶成分のインターデイ
ジタル電極23を構成し、奇数番目に相当するデータに基
いて奇成分のインターデイジタル電極24を構成してい
る。奇−偶関数法についても同じ電極構成となる。しか
し、本実施例では、サンプリングの時間間隔をわずかに
変えることにより、偶成分や奇成分を変え、例えば偶成
分の最大値近傍での奇成分の振源を小さくする。すなわ
ち、 の時間間隔でサンプリングすると第10図の破線のように
奇成分の振源が小さくなつていく。さらに、励振強度の
最大値を相対尺度で１とすると、例えば0.02以下の振源
を強制的に零に設定する。もちろん、強制的に振源を零
にした場合には他の振源で補正しておく。このように構
成することにより、従来の電極パターンから第８図の電
極構成となり、これが上述した一実施例である。
第９図は他の実施例を示し、上記実施例との相違点
は、TTE除去の効果をもたせるために、電極23,24をスプ
リツト電極形に構成したことにある。この実施例によれ
ば、スプリツト電極の対の電極指を同一長さで構成で
き、従来のミラー法（又はリフレクシヨン法）と比較し
て計算誤差が少なくなる。このスプリツト電極を用いた
実施例では、零振源の数が少ない場合、あるいは電極を
大きくずらせたい場合には、対のスプリツト電極指の長
さも変えることにより、電極を大幅にずらせることがで
き、実際上非常に有効な手段である。
は、TTE除去の効果をもたせるために、電極23,24をスプ
リツト電極形に構成したことにある。この実施例によれ
ば、スプリツト電極の対の電極指を同一長さで構成で
き、従来のミラー法（又はリフレクシヨン法）と比較し
て計算誤差が少なくなる。このスプリツト電極を用いた
実施例では、零振源の数が少ない場合、あるいは電極を
大きくずらせたい場合には、対のスプリツト電極指の長
さも変えることにより、電極を大幅にずらせることがで
き、実際上非常に有効な手段である。
上記各実施例における電極は非常にシンプルな包絡線
をもつものを例示しているが、本発明はいかなる包絡線
をもつ電極であつても適用可能なものである。また、本
明細書でいうところの偶成分および奇成分は、奇−偶関
数法における偶成分および奇成分、リフレクシヨン法に
おける対称成分および非対称成分などを総称している。
さらに、位相が補正されて設計される場合には、交差幅
の最大値が奇関数側にある場合もあり、その場合には偶
関数の方で上述の手法をとればよい。さらにまた、上記
各実施例においては、第１および第２の電極23,24とも
に部分電極に分割しかつ直列接続しているが、本発明に
よれば、いずれか一方の電極、特に電極指の長い方の電
極のみを分割処理するようにしてもよい。
をもつものを例示しているが、本発明はいかなる包絡線
をもつ電極であつても適用可能なものである。また、本
明細書でいうところの偶成分および奇成分は、奇−偶関
数法における偶成分および奇成分、リフレクシヨン法に
おける対称成分および非対称成分などを総称している。
さらに、位相が補正されて設計される場合には、交差幅
の最大値が奇関数側にある場合もあり、その場合には偶
関数の方で上述の手法をとればよい。さらにまた、上記
各実施例においては、第１および第２の電極23,24とも
に部分電極に分割しかつ直列接続しているが、本発明に
よれば、いずれか一方の電極、特に電極指の長い方の電
極のみを分割処理するようにしてもよい。
以上説明したように、本発明によれば、ミラー法と同
程度又はそれ以下の基板寸法でもつて、所望周波数特性
が誤差なく確実に得られ、また設計時の煩雑な計算も軽
減され、しかもシングル電極でもスプリット電極でも構
成でき、さらには回折損の影響も極力小さくすることが
でき、さらにまた、トランスジユーサのインピーダンス
を高くすることもできる。
程度又はそれ以下の基板寸法でもつて、所望周波数特性
が誤差なく確実に得られ、また設計時の煩雑な計算も軽
減され、しかもシングル電極でもスプリット電極でも構
成でき、さらには回折損の影響も極力小さくすることが
でき、さらにまた、トランスジユーサのインピーダンス
を高くすることもできる。
第１図は従来の可変ピツチ型電極におけるインパルス応
答特性図、第２〜５図は従来例及び本発明の説明に用い
る図で、第２図はH1（ω）とH2（ω）の周波数特性図、
第３図はHR（ω）とjHI（ω）の周波数特性図、第４図
はHR（ω）とjHI（ω）のインパルス応答特性図、第５
図はHR（ω）とjHI（ω）とを合成したインパルス応答
特性図、第６図は従来のフイルタを示す図、第７図
（ａ）は他の従来フイルタを示す図、同図（ｂ）は部分
拡大図、第８図および第９図はそれぞれ本発明によるフ
イルタを示す図、第10図は本発明の説明に用いるインパ
ルス応答特性図である。
答特性図、第２〜５図は従来例及び本発明の説明に用い
る図で、第２図はH1（ω）とH2（ω）の周波数特性図、
第３図はHR（ω）とjHI（ω）の周波数特性図、第４図
はHR（ω）とjHI（ω）のインパルス応答特性図、第５
図はHR（ω）とjHI（ω）とを合成したインパルス応答
特性図、第６図は従来のフイルタを示す図、第７図
（ａ）は他の従来フイルタを示す図、同図（ｂ）は部分
拡大図、第８図および第９図はそれぞれ本発明によるフ
イルタを示す図、第10図は本発明の説明に用いるインパ
ルス応答特性図である。
Claims (1)
- 【請求項１】中心周波数に対し非対称の周波数応答特性
を得るための、少なくとも入出力側電極を有する弾性表
面波フイルタであって、 少なくとも一方の電極は、交さ幅重付けを施して周波数
応答特性の偶成分（または奇成分）を規定する第１のイ
ンターデイジタル電極と、主として、上記第１のインタ
ーデイジタル電極の表面波伝播路内であって、かつ非交
さ領域に配置される、交さ幅重付けを施して周波数応答
特性の奇成分（または偶成分）を規定する第２のインタ
ーデイジタル電極とで構成され、 前記第２のインターデイジタル電極は、前記第１のイン
ターデイジタル電極の最大交さ幅となる振源近傍に存す
る、少なくとも１個の振源が零となるように設定され、
かつ、残りの振源が、前記第１のインターデイジタル電
極の表面波伝播方向と直交する方向において励振強度の
最大となる位置へ近付けて配置されているとともに、 前記第１及び第２のインターデイジタル電極のうち少な
くとも一方の電極は、表面波伝播方向に複数個に分割さ
れかつ電気的に直列に接続されていることを特徴とする
弾性表面波フイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58120677A JPH0815249B2 (ja) | 1983-07-01 | 1983-07-01 | 弾性表面波フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58120677A JPH0815249B2 (ja) | 1983-07-01 | 1983-07-01 | 弾性表面波フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6012812A JPS6012812A (ja) | 1985-01-23 |
| JPH0815249B2 true JPH0815249B2 (ja) | 1996-02-14 |
Family
ID=14792206
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58120677A Expired - Lifetime JPH0815249B2 (ja) | 1983-07-01 | 1983-07-01 | 弾性表面波フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0815249B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6058413B2 (ja) * | 1980-04-01 | 1985-12-19 | 株式会社前川製作所 | 捲線型誘導機を用いた電気動力計の制御装置 |
-
1983
- 1983-07-01 JP JP58120677A patent/JPH0815249B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 中村、清水「弾性表面波フィルタの設計法」（１９７２．９．２８東北大学電気通信研究所第１７２回音響研究会資料） |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6012812A (ja) | 1985-01-23 |
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