JPH0795088A - パルス幅変調装置 - Google Patents
パルス幅変調装置Info
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- JPH0795088A JPH0795088A JP23653093A JP23653093A JPH0795088A JP H0795088 A JPH0795088 A JP H0795088A JP 23653093 A JP23653093 A JP 23653093A JP 23653093 A JP23653093 A JP 23653093A JP H0795088 A JPH0795088 A JP H0795088A
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- bits
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ハードウェア部品点数を増やすことなく量子
化誤差の増加を抑えることが可能なパルス幅変調装置を
提供する。 【構成】 ディジタル信号入力の所定の上位ビットに応
じてパルス幅変調を行うパルス幅変調カウンタ3と、こ
のカウンタ3の出力であるパルス幅変調波の周期を、基
準クロックを2m 個含むサンプリング時間の1/2k とす
る時間基準発生器1と、この時間基準発生器から入力さ
れる信号を処理し、サンプリング時間内に2k 個あるパ
ルス幅変調波のパルス幅の制御信号をパルス幅変調カウ
ンタに出力するパルス幅制御手段2からパルス幅変調装
置を構成し、パルス幅制御手段がパルス幅変調波の周期
をサンプリング時間に等しくした出力に0,1,2,…2k -1
を加えた値をセーブし、各値の上位m-k ビットをサンプ
リング時間の1/2k 毎にパルス幅変調カウンタに出力し
て、演算時間を最小限に留めるようにする。
化誤差の増加を抑えることが可能なパルス幅変調装置を
提供する。 【構成】 ディジタル信号入力の所定の上位ビットに応
じてパルス幅変調を行うパルス幅変調カウンタ3と、こ
のカウンタ3の出力であるパルス幅変調波の周期を、基
準クロックを2m 個含むサンプリング時間の1/2k とす
る時間基準発生器1と、この時間基準発生器から入力さ
れる信号を処理し、サンプリング時間内に2k 個あるパ
ルス幅変調波のパルス幅の制御信号をパルス幅変調カウ
ンタに出力するパルス幅制御手段2からパルス幅変調装
置を構成し、パルス幅制御手段がパルス幅変調波の周期
をサンプリング時間に等しくした出力に0,1,2,…2k -1
を加えた値をセーブし、各値の上位m-k ビットをサンプ
リング時間の1/2k 毎にパルス幅変調カウンタに出力し
て、演算時間を最小限に留めるようにする。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はパルス幅変調装置に関
し、特に、基準クロックの周波数やアナログ−ディジタ
ル変換(D/A変換)の分解能を変えること無く、パル
ス幅変調波の周期をサンプリング時間の何分の1かに分
周して周期性を高めることにより、サーボ系の精度を向
上させることができるパルス幅変調装置に関する。
し、特に、基準クロックの周波数やアナログ−ディジタ
ル変換(D/A変換)の分解能を変えること無く、パル
ス幅変調波の周期をサンプリング時間の何分の1かに分
周して周期性を高めることにより、サーボ系の精度を向
上させることができるパルス幅変調装置に関する。
【0002】
【従来の技術】ディジタル型サーボ系で検出された誤差
情報をサーボ・モータの駆動回路にフィードバックする
ためには一旦ディジタル量をアナログ量に変換すること
が必要である。また、サーボ系におけるD/A変換では
入力と出力との関係がリニアであることが望ましく、少
なくとも単一増加性を確保する必要がある。更に、系の
精度を高めるためには量子化誤差が小さい必要があり、
誤差情報では多くのビット数を扱う。
情報をサーボ・モータの駆動回路にフィードバックする
ためには一旦ディジタル量をアナログ量に変換すること
が必要である。また、サーボ系におけるD/A変換では
入力と出力との関係がリニアであることが望ましく、少
なくとも単一増加性を確保する必要がある。更に、系の
精度を高めるためには量子化誤差が小さい必要があり、
誤差情報では多くのビット数を扱う。
【0003】このようなサーボ系には、基準クロックと
カウンタで構成したパルス幅変調装置(PWM装置)が
好適である。PWM装置では通常、基準クロックをカウ
ンタでカウントしてパルス幅変調波(PWM波)を作り
出す。即ち、PWM装置は、図示しないMPU(Micro P
rocessing Unit) の出力(例えばmビット)を読み込
み、この出力に応じて図5(a) に示す基準クロックCL
Kをカウントし、所定のPWM周期内、例えば、基準ク
ロックの2m 倍の周期(mは自然数で、この例ではm=
4)内でのカウントによって図5(b) に示すPWM波を
作り出し、この周期内でハイレベル“H”とローレベル
“L”との比を変化させており、出力を平均化すること
によってアナログ量を得ている。このため、D/A変換
時間には最低PWM波の1周期分の時間が必要となる。
カウンタで構成したパルス幅変調装置(PWM装置)が
好適である。PWM装置では通常、基準クロックをカウ
ンタでカウントしてパルス幅変調波(PWM波)を作り
出す。即ち、PWM装置は、図示しないMPU(Micro P
rocessing Unit) の出力(例えばmビット)を読み込
み、この出力に応じて図5(a) に示す基準クロックCL
Kをカウントし、所定のPWM周期内、例えば、基準ク
ロックの2m 倍の周期(mは自然数で、この例ではm=
4)内でのカウントによって図5(b) に示すPWM波を
作り出し、この周期内でハイレベル“H”とローレベル
“L”との比を変化させており、出力を平均化すること
によってアナログ量を得ている。このため、D/A変換
時間には最低PWM波の1周期分の時間が必要となる。
【0004】ところが、このPWM装置においては、P
WM波の周期が長いので、アナログ量に変換した時に滑
らかな電圧にならず、消費電力に無駄が生じる。この消
費電力を低減するためには、PWM波の周波数を増すこ
とが望ましく、基準クロックCLKの周波数を高めるこ
とが最も簡単な方法である。しかしながら、基準クロッ
クCLKの周波数を高めるためにはカウンタの最高動作
周波数を高めなければならず、ハードウェアの面から制
限がある。
WM波の周期が長いので、アナログ量に変換した時に滑
らかな電圧にならず、消費電力に無駄が生じる。この消
費電力を低減するためには、PWM波の周波数を増すこ
とが望ましく、基準クロックCLKの周波数を高めるこ
とが最も簡単な方法である。しかしながら、基準クロッ
クCLKの周波数を高めるためにはカウンタの最高動作
周波数を高めなければならず、ハードウェアの面から制
限がある。
【0005】そこで、図5(c) に示すように、基準クロ
ックCLKの周波数を上げること無くPWM波の周期の
みを短縮することが行われている。すなわち、図5(c)
の例では、基準クロックCLKの2m 倍 (図5(c) では
m=4) あったPWM波周期を2k 分の1倍(kは自然
数で、図5(c) ではk=2)にして新PWM波周期を基
準クロックCLKの2m-k 倍(図5(c) ではm−k=
2)としている。
ックCLKの周波数を上げること無くPWM波の周期の
みを短縮することが行われている。すなわち、図5(c)
の例では、基準クロックCLKの2m 倍 (図5(c) では
m=4) あったPWM波周期を2k 分の1倍(kは自然
数で、図5(c) ではk=2)にして新PWM波周期を基
準クロックCLKの2m-k 倍(図5(c) ではm−k=
2)としている。
【0006】このようにして、基準クロックCLKの周
波数を上げること無くPWM波の周期のみを短縮する場
合は、新PWM波周期内でのハイレベル“H”とローレ
ベル“L”との比が演算される。この演算では基準クロ
ックCLKの2m 倍の周期が2k で割られ、元のPWM
波周期内でのMPUからの出力のmビットは図6に示す
ようにm−kビット(上位ビット)になり、余りに相当
するkビット(下位ビット)は切り捨てられてしまう。
すると、図5(b) に太線で示すように、MPU出力が2
n 倍(nは自然数)であれば新PWM波周期内でのハイ
レベル“H”とローレベル“L”との比は元のPWM波
周期内での比と変わらないが、図5(b)に一点鎖線で示
すように、MPU出力が2n 倍でない場合は、図6の余
りに相当するkビット分だけ新PWM波周期内でのハイ
レベル“H”とローレベル“L”との比が元のPWM波
周期内での比より小さくなってしまう、すなわ、1周期
内の基準クロックCLKのカウント数が少なくなり量子
化誤差を増すという問題があった。
波数を上げること無くPWM波の周期のみを短縮する場
合は、新PWM波周期内でのハイレベル“H”とローレ
ベル“L”との比が演算される。この演算では基準クロ
ックCLKの2m 倍の周期が2k で割られ、元のPWM
波周期内でのMPUからの出力のmビットは図6に示す
ようにm−kビット(上位ビット)になり、余りに相当
するkビット(下位ビット)は切り捨てられてしまう。
すると、図5(b) に太線で示すように、MPU出力が2
n 倍(nは自然数)であれば新PWM波周期内でのハイ
レベル“H”とローレベル“L”との比は元のPWM波
周期内での比と変わらないが、図5(b)に一点鎖線で示
すように、MPU出力が2n 倍でない場合は、図6の余
りに相当するkビット分だけ新PWM波周期内でのハイ
レベル“H”とローレベル“L”との比が元のPWM波
周期内での比より小さくなってしまう、すなわ、1周期
内の基準クロックCLKのカウント数が少なくなり量子
化誤差を増すという問題があった。
【0007】以上の問題を解決するために、特開昭59
−77721号公報に開示されたPWM装置では、カウ
ント数が少なくなるために切り捨てられる下位ビットを
基にして、上位ビットの値を変化させて量子化誤差の増
加を抑える方法を、ハードウェアを付加することにより
実現している。この手法によれば、図5(b) に一点鎖線
で示すように、元のPWM波周期内における余りに相当
するkビット分の出力が、図5(c) に一点鎖線で示すよ
うに、いくつかの新PWM波周期内において1ビットの
付加として与えられ、トータル的なハイレベル“H”と
ローレベル“L”との比の値が変わらないようにしてい
る。
−77721号公報に開示されたPWM装置では、カウ
ント数が少なくなるために切り捨てられる下位ビットを
基にして、上位ビットの値を変化させて量子化誤差の増
加を抑える方法を、ハードウェアを付加することにより
実現している。この手法によれば、図5(b) に一点鎖線
で示すように、元のPWM波周期内における余りに相当
するkビット分の出力が、図5(c) に一点鎖線で示すよ
うに、いくつかの新PWM波周期内において1ビットの
付加として与えられ、トータル的なハイレベル“H”と
ローレベル“L”との比の値が変わらないようにしてい
る。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開昭
59−77721号公報に開示されたPWM装置では、
量子化誤差の増加を抑えるために1ビット変調のための
ハードウェアが必要であり、ハードウェア構成が複雑に
なるという問題があった。そこで、本発明は前記従来の
パルス幅変調装置における課題を解消し、近年の周辺機
器等の装置に対するコストダウンの要求に応じて、量子
化誤差の増加を抑えるための1ビット変調をハードウェ
ア部品点数を増やすことなく実現可能なパルス幅変調装
置を提供することを目的とする。
59−77721号公報に開示されたPWM装置では、
量子化誤差の増加を抑えるために1ビット変調のための
ハードウェアが必要であり、ハードウェア構成が複雑に
なるという問題があった。そこで、本発明は前記従来の
パルス幅変調装置における課題を解消し、近年の周辺機
器等の装置に対するコストダウンの要求に応じて、量子
化誤差の増加を抑えるための1ビット変調をハードウェ
ア部品点数を増やすことなく実現可能なパルス幅変調装
置を提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成する本発
明のパルス幅変調装置は、サンプリング時間のうち最大
駆動電圧を印加する時間と駆動電圧を印加しない時間の
割合を変化させて所定の駆動電圧を出力するパルス幅変
調装置であって、ディジタル信号入力の所定の上位ビッ
トに応じてパルス幅変調を行うパルス幅変調カウンタ
と、前記パルス幅変調カウンタの出力となるパルス幅変
調波の周期を、基準クロックが2m 個が含まれるサンプ
リング時間の1/2k として定める時間基準発生器と、
この時間基準発生器から入力される信号を処理し、前記
サンプリング時間内に2k 個含まれるパルス幅変調波の
パルス幅の制御信号を前記パルス幅変調カウンタに出力
するパルス幅制御手段とを備え、前記パルス幅制御手段
は、前記パルス幅変調波の周期をサンプリング時間に等
しくした場合の出力に0,1,2,…2k −1を加えた
値をそれぞれセーブし、それぞれの値の上位m−kビッ
トをサンプリング時間の1/2k ごとに前記パルス幅変
調カウンタに出力することにより、演算時間を最小限に
とどめることを特徴としている。
明のパルス幅変調装置は、サンプリング時間のうち最大
駆動電圧を印加する時間と駆動電圧を印加しない時間の
割合を変化させて所定の駆動電圧を出力するパルス幅変
調装置であって、ディジタル信号入力の所定の上位ビッ
トに応じてパルス幅変調を行うパルス幅変調カウンタ
と、前記パルス幅変調カウンタの出力となるパルス幅変
調波の周期を、基準クロックが2m 個が含まれるサンプ
リング時間の1/2k として定める時間基準発生器と、
この時間基準発生器から入力される信号を処理し、前記
サンプリング時間内に2k 個含まれるパルス幅変調波の
パルス幅の制御信号を前記パルス幅変調カウンタに出力
するパルス幅制御手段とを備え、前記パルス幅制御手段
は、前記パルス幅変調波の周期をサンプリング時間に等
しくした場合の出力に0,1,2,…2k −1を加えた
値をそれぞれセーブし、それぞれの値の上位m−kビッ
トをサンプリング時間の1/2k ごとに前記パルス幅変
調カウンタに出力することにより、演算時間を最小限に
とどめることを特徴としている。
【0010】また、前記パルス幅制御手段が、パルス幅
変調波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の出
力に、それぞれ0,1,2,…2k −1を加えた値をそ
れぞれセーブし、それぞれの値の上位m−kビットを前
記パルス幅変調カウンタに出力する順番を、偶数番号を
先に、奇数番号を後にし、偶数の順番は0, 2k-1,2
k-2,3*2k-2 , 2k-3,5*2k-3,…とし、奇数は前記
値に1を足した値の順番とすることにより、ビット変調
のパターンが均等な間隔になるようにしても良いもので
ある。
変調波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の出
力に、それぞれ0,1,2,…2k −1を加えた値をそ
れぞれセーブし、それぞれの値の上位m−kビットを前
記パルス幅変調カウンタに出力する順番を、偶数番号を
先に、奇数番号を後にし、偶数の順番は0, 2k-1,2
k-2,3*2k-2 , 2k-3,5*2k-3,…とし、奇数は前記
値に1を足した値の順番とすることにより、ビット変調
のパターンが均等な間隔になるようにしても良いもので
ある。
【0011】
【作用】本発明のパルス幅変調装置によれば、時間基準
発生器によりパルス幅変調カウンタの出力となるパルス
幅変調波の周期が、基準クロックが2m 個が含まれるサ
ンプリング時間の1/2k として定められ、パルス幅制
御手段がこの時間基準発生器から入力される信号を処理
し、サンプリング時間内に2k 個含まれるパルス幅変調
波のパルス幅の制御信号をパルス幅変調カウンタに出力
するを備え、前記パルス幅制御手段は、前記パルス幅変
調波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の出力
に0,1,2,…2k −1を加えた値をそれぞれセーブ
し、それぞれの値の上位m−kビットをサンプリング時
間の1/2k 毎に、ディジタル信号入力の所定の上位ビ
ットに応じてパルス幅変調を行うパルス幅変調カウンタ
に出力することにより、演算時間が最小限になる。
発生器によりパルス幅変調カウンタの出力となるパルス
幅変調波の周期が、基準クロックが2m 個が含まれるサ
ンプリング時間の1/2k として定められ、パルス幅制
御手段がこの時間基準発生器から入力される信号を処理
し、サンプリング時間内に2k 個含まれるパルス幅変調
波のパルス幅の制御信号をパルス幅変調カウンタに出力
するを備え、前記パルス幅制御手段は、前記パルス幅変
調波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の出力
に0,1,2,…2k −1を加えた値をそれぞれセーブ
し、それぞれの値の上位m−kビットをサンプリング時
間の1/2k 毎に、ディジタル信号入力の所定の上位ビ
ットに応じてパルス幅変調を行うパルス幅変調カウンタ
に出力することにより、演算時間が最小限になる。
【0012】また、パルス幅制御手段により、パルス幅
変調波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の出
力に、それぞれ0,1,2,…2k −1が加えられてセ
ーブされ、それぞれの値の上位m−kビットを前記パル
ス幅変調カウンタに出力する順番が、偶数番号を先に、
奇数番号を後にし、偶数の順番は0, 2k-1,2k-2,3*
2k-2 , 2k-3,5*2k-3,…とし、奇数は前記値に1を
足した値の順番とすることにより、ビット変調のパター
ンが均等な間隔になる。
変調波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の出
力に、それぞれ0,1,2,…2k −1が加えられてセ
ーブされ、それぞれの値の上位m−kビットを前記パル
ス幅変調カウンタに出力する順番が、偶数番号を先に、
奇数番号を後にし、偶数の順番は0, 2k-1,2k-2,3*
2k-2 , 2k-3,5*2k-3,…とし、奇数は前記値に1を
足した値の順番とすることにより、ビット変調のパター
ンが均等な間隔になる。
【0013】
【実施例】以下添付図面を用いて本発明の実施例を詳細
に説明する。図1は本発明のパルス幅変調装置(PWM
装置)の一実施例の構成を示すブロック回路図である。
図1において、1は時間基準発生器、2はディジタル・
シグナル・プロセッサ(DSP)、3はPWMカウンタ
である。DSP2の中には、カウンタ21、1ビット変
調器22、上位m−kビット用のレジスタ23、下位k
ビット用のレジスタ24、および補正後の上位m−kビ
ット用のレジスタ25がある。
に説明する。図1は本発明のパルス幅変調装置(PWM
装置)の一実施例の構成を示すブロック回路図である。
図1において、1は時間基準発生器、2はディジタル・
シグナル・プロセッサ(DSP)、3はPWMカウンタ
である。DSP2の中には、カウンタ21、1ビット変
調器22、上位m−kビット用のレジスタ23、下位k
ビット用のレジスタ24、および補正後の上位m−kビ
ット用のレジスタ25がある。
【0014】時間基準発生器1は、基準クロックを入力
とし、ディジタル信号入力の上位mビットに対応するm
個のT型フリップ・フロップからなるバイナリ・カウン
タで構成されており、PWM波の周期を定めている。そ
して、DSP2に設けられたカウンタ21は時間基準発
生器1の出力をカウントし、通常、図5において説明し
た新PWM波周期毎に割り込み信号が得られるか、また
は立ち上がり、或いは立ち下がりの信号が得られる。そ
して、この信号を数えることにより、今回の新PWM波
周期が元のPWM波周期内の何番目の新PWM周期とな
るかが判る。
とし、ディジタル信号入力の上位mビットに対応するm
個のT型フリップ・フロップからなるバイナリ・カウン
タで構成されており、PWM波の周期を定めている。そ
して、DSP2に設けられたカウンタ21は時間基準発
生器1の出力をカウントし、通常、図5において説明し
た新PWM波周期毎に割り込み信号が得られるか、また
は立ち上がり、或いは立ち下がりの信号が得られる。そ
して、この信号を数えることにより、今回の新PWM波
周期が元のPWM波周期内の何番目の新PWM周期とな
るかが判る。
【0015】レジスタ23,24は、出力すべき値を計
算した結果を収容するものであり、この上位m−kビッ
トは、下位kビットと何番目の新PWM波周期かを考慮
して補正後の上位m−kビット用のレジスタ25に格納
される。この作業は1ビット変調器22によって行われ
る。また、PWMカウンタ3はm個のプリセット可能な
T型フリップ・フロップよりなるmビットのバイナリ・
カウンタを備えている。
算した結果を収容するものであり、この上位m−kビッ
トは、下位kビットと何番目の新PWM波周期かを考慮
して補正後の上位m−kビット用のレジスタ25に格納
される。この作業は1ビット変調器22によって行われ
る。また、PWMカウンタ3はm個のプリセット可能な
T型フリップ・フロップよりなるmビットのバイナリ・
カウンタを備えている。
【0016】次に、以上のように構成されたPWM装置
の動作を説明する。PWM装置におけるPWMカウンタ
3は、基準クロックCLKを検出するごとに出力を1増
加することにより基準クロックを計数する。そして、P
WMカウンタ3をリセットしてから、PWMカウンタ3
の出力がDSP2(MPUであっても良い)の出力に等
しくなるまで、アクチュエータに電源電圧をかける。
の動作を説明する。PWM装置におけるPWMカウンタ
3は、基準クロックCLKを検出するごとに出力を1増
加することにより基準クロックを計数する。そして、P
WMカウンタ3をリセットしてから、PWMカウンタ3
の出力がDSP2(MPUであっても良い)の出力に等
しくなるまで、アクチュエータに電源電圧をかける。
【0017】前述のように、PWM波の周期性を増すた
めに、基準クロックCLKの周波数を変えること無くP
WM波の周期のみを1/nに短縮すると、1周期分のカ
ウント数が少なくなり量子化誤差を増すことになる。一
方、PWM波の周期をサンプリング時間に等しくした場
合のPWM波周期を図5(a) に示した従来例と同様に、
基準クロックCLKの2m 倍とすると、この場合のDS
P2の出力は図2に示すようにmビットとなる。そし
て、nの値として2k を選ぶと、PWM波の周期が基準
クロックCLKの2m-k 倍となるために、PWM波の周
期をサンプリング時間に等しくした場合の出力の下位k
ビットがPWMカウンタ3には出力されなくなる。
めに、基準クロックCLKの周波数を変えること無くP
WM波の周期のみを1/nに短縮すると、1周期分のカ
ウント数が少なくなり量子化誤差を増すことになる。一
方、PWM波の周期をサンプリング時間に等しくした場
合のPWM波周期を図5(a) に示した従来例と同様に、
基準クロックCLKの2m 倍とすると、この場合のDS
P2の出力は図2に示すようにmビットとなる。そし
て、nの値として2k を選ぶと、PWM波の周期が基準
クロックCLKの2m-k 倍となるために、PWM波の周
期をサンプリング時間に等しくした場合の出力の下位k
ビットがPWMカウンタ3には出力されなくなる。
【0018】そこで、本発明では、PWM波の2k 周期
のうち下位kビットの値に等しい数のPWM波周期にだ
け上位m−kビットの値を1増すことにより、1周期の
カウント数が少なくなるために生じる量子化誤差を無く
すようにしている(なお、簡単のために2k を4 (k=
2) としている)。即ち、下位kビットの値に応じて、
その値に等しい上位m−kビットの値を以下のように1
だけ増している。
のうち下位kビットの値に等しい数のPWM波周期にだ
け上位m−kビットの値を1増すことにより、1周期の
カウント数が少なくなるために生じる量子化誤差を無く
すようにしている(なお、簡単のために2k を4 (k=
2) としている)。即ち、下位kビットの値に応じて、
その値に等しい上位m−kビットの値を以下のように1
だけ増している。
【0019】 下位kビットの値 1を加える上位m−kビットの数 00b 0 01b 1 10b 2 11b 3 なお、下位kビットの数字の後のbは2進数の数字を意
味している。
味している。
【0020】以上の動作は、PWM波の周期をサンプリ
ング時間に等しくした場合の出力に0,1,2,3,
…,2k −1を加えた値をそれぞれセーブし、それぞれ
の値の上位m−kビットをサンプリング時間の1/2k
ごとにPWMカウンタ3に出力するという方法により、
実現することが可能となる。またこの方法により、演算
時間を最小限に抑えることが可能となる。
ング時間に等しくした場合の出力に0,1,2,3,
…,2k −1を加えた値をそれぞれセーブし、それぞれ
の値の上位m−kビットをサンプリング時間の1/2k
ごとにPWMカウンタ3に出力するという方法により、
実現することが可能となる。またこの方法により、演算
時間を最小限に抑えることが可能となる。
【0021】以上の動作を、m=4、k=2の場合につ
いて、図2を用いて説明する。なお、m=4,k=2と
した場合には、図5で説明したように、PWM波周期が
1/4になるので、DSP2からは4つの出力が出るこ
とになり、これらを1番目〜4番目の出力と呼ぶことに
する。図2(a) は下位kビットの値が00bの場合の例
である。この場合は、PWM波の周期をサンプリング時
間に等しくした場合の4つの出力に、0,1,2,3
(=22 −1)をそれぞれ加える。この場合は、一番目
の出力の下位kビットの値が00bであるので、これに
3(=11b)を加えても上位m−kビットはいずれも
変化しない。
いて、図2を用いて説明する。なお、m=4,k=2と
した場合には、図5で説明したように、PWM波周期が
1/4になるので、DSP2からは4つの出力が出るこ
とになり、これらを1番目〜4番目の出力と呼ぶことに
する。図2(a) は下位kビットの値が00bの場合の例
である。この場合は、PWM波の周期をサンプリング時
間に等しくした場合の4つの出力に、0,1,2,3
(=22 −1)をそれぞれ加える。この場合は、一番目
の出力の下位kビットの値が00bであるので、これに
3(=11b)を加えても上位m−kビットはいずれも
変化しない。
【0022】一方、図2(b) のように下位kビットの値
が10bの場合は、PWM波の周期をサンプリング時間
に等しくした場合の4つの出力に、0,1,2,3(=
22−1)をそれぞれ加えると、1番目と2番目の出力
における上位m−kビットは変化しないが、3番目と4
番目の上位m−kビットには桁上がりによって1ビット
が加わる。
が10bの場合は、PWM波の周期をサンプリング時間
に等しくした場合の4つの出力に、0,1,2,3(=
22−1)をそれぞれ加えると、1番目と2番目の出力
における上位m−kビットは変化しないが、3番目と4
番目の上位m−kビットには桁上がりによって1ビット
が加わる。
【0023】この図2(b) の場合が、図5(b) で説明し
た場合と同じ状態であり、従来は、図5(c) に示すよう
に、最初と2番目の出力に1ビット加えることによっ
て、基準クロックCLKの周波数を変えることなくPW
M波の周期を変えた場合のアクチュエータ駆動電圧を等
しくしていた。ところが、このように1番目と2番目の
出力に1ビット加える処理では、アナログ変換後の電圧
値が滑らかにならない。この場合、1番目と3番目の出
力に1ビットを加えた方がアナログ変換後の電圧値が滑
らかになる。
た場合と同じ状態であり、従来は、図5(c) に示すよう
に、最初と2番目の出力に1ビット加えることによっ
て、基準クロックCLKの周波数を変えることなくPW
M波の周期を変えた場合のアクチュエータ駆動電圧を等
しくしていた。ところが、このように1番目と2番目の
出力に1ビット加える処理では、アナログ変換後の電圧
値が滑らかにならない。この場合、1番目と3番目の出
力に1ビットを加えた方がアナログ変換後の電圧値が滑
らかになる。
【0024】ところで、下位kビットの値が増すにつれ
て、上位m−kビットに1を加えるPWM波周期が増え
る。そこで、1を加える上位m−kビットをPWMカウ
ンタ3に出力する順番(すなわち、どのPWM波周期か
ら上位m−kビットに1を加えていくかということ。)
を工夫することにより、ビット変調のパターンをできる
だけ均等な間隔とすることが可能となる。この順番につ
いて説明する。
て、上位m−kビットに1を加えるPWM波周期が増え
る。そこで、1を加える上位m−kビットをPWMカウ
ンタ3に出力する順番(すなわち、どのPWM波周期か
ら上位m−kビットに1を加えていくかということ。)
を工夫することにより、ビット変調のパターンをできる
だけ均等な間隔とすることが可能となる。この順番につ
いて説明する。
【0025】ビット変調のパターンをほば均等な間隔に
するためには、下位ビットの値が1のときPWM波周期
(a) で上位m−kビットに1を加え、下位ビットの値が
2のときPWM波周期(a),(b) で上位m−kビットに1
を加え、下位ビットの値が3のときPWM波周期(a),
(b),(c) で上位m−kビットに1を加えれば良いという
場合を考える(但し、a〜cは0〜7)。この場合の上
位m−kビットに1を加える優先順位(a),(b),(c),…
は、以下のように規定することができる。
するためには、下位ビットの値が1のときPWM波周期
(a) で上位m−kビットに1を加え、下位ビットの値が
2のときPWM波周期(a),(b) で上位m−kビットに1
を加え、下位ビットの値が3のときPWM波周期(a),
(b),(c) で上位m−kビットに1を加えれば良いという
場合を考える(但し、a〜cは0〜7)。この場合の上
位m−kビットに1を加える優先順位(a),(b),(c),…
は、以下のように規定することができる。
【0026】(0), (2k-1), (2k-2), (3*2k-2), (2k-3),
(5*2k-3), (3*2k-3), (7*2k-3), …(ここで、下位k
ビットの値が2k −a以上の場合に上位m−kビットの
値を1増すということは、パルス幅変調波の周期をサン
プリング時間に等しくした場合の出力に定数aを加えて
上位m−kビットを出力することと同じである。)図3
(b) はm=4、k=3の場合の例であり、この場合はP
WM波周期が1/8になるので、DSP2からは8つの
出力(1番目〜8番目)が出ることになる。そこで、こ
れらの8つの出力をDSP2からPWMカウンタ3に出
力する順番を、時刻の早い方から(0),(1),(2),…(7) と
する。
(5*2k-3), (3*2k-3), (7*2k-3), …(ここで、下位k
ビットの値が2k −a以上の場合に上位m−kビットの
値を1増すということは、パルス幅変調波の周期をサン
プリング時間に等しくした場合の出力に定数aを加えて
上位m−kビットを出力することと同じである。)図3
(b) はm=4、k=3の場合の例であり、この場合はP
WM波周期が1/8になるので、DSP2からは8つの
出力(1番目〜8番目)が出ることになる。そこで、こ
れらの8つの出力をDSP2からPWMカウンタ3に出
力する順番を、時刻の早い方から(0),(1),(2),…(7) と
する。
【0027】ここで、優先順位は次のように規定すれば
良い。まず、2k-2 で割り切れるPWM波周期について
考え、時刻の早い方からそのPWM波周期を(0),(1'),
(2'),(3')とし、優先順位を(0),(2'),(1'),(3')とす
る。次に、2k-3 で割り切れるPWM波周期について考
え、時刻の早い方からそのPWM波周期を(0),(1"),
(2"),(3"),(4"),(5"),(6"),(7")とすると、(0),(2"),
(4"),(6")の優先順位は、既に決まっているので残りの
(1"),(3"),(5"),(7") の優先順位を、(0),(1'),(2'),
(3')の場合同様に、(1"),(5"),(3"),(7") とし(6")の後
とする。
良い。まず、2k-2 で割り切れるPWM波周期について
考え、時刻の早い方からそのPWM波周期を(0),(1'),
(2'),(3')とし、優先順位を(0),(2'),(1'),(3')とす
る。次に、2k-3 で割り切れるPWM波周期について考
え、時刻の早い方からそのPWM波周期を(0),(1"),
(2"),(3"),(4"),(5"),(6"),(7")とすると、(0),(2"),
(4"),(6")の優先順位は、既に決まっているので残りの
(1"),(3"),(5"),(7") の優先順位を、(0),(1'),(2'),
(3')の場合同様に、(1"),(5"),(3"),(7") とし(6")の後
とする。
【0028】2 k =16の場合には、さらに2k-4 で割
り切れるが、2k-3 で割り切れないPWM波周期につい
て考え、2k-3 で割り切れるPWM波周期同様に優先順
位を決めて2k-3 で割り切れるPWM波周期の後とす
る。2 k が16を越える場合には、この操作を繰り返
す。具体的な実施例として、2k =8とした場合につい
て表1を用いて説明する。
り切れるが、2k-3 で割り切れないPWM波周期につい
て考え、2k-3 で割り切れるPWM波周期同様に優先順
位を決めて2k-3 で割り切れるPWM波周期の後とす
る。2 k が16を越える場合には、この操作を繰り返
す。具体的な実施例として、2k =8とした場合につい
て表1を用いて説明する。
【0029】この表1は、下位ビットの値が0(=00
0b)から7(=111b)の場合に、上位m−kビッ
トに1を加える数と、そのときのPWM波周期(0) から
(7)のどれに1を加えるかを示すものである。例えば、
下位ビットが001bであれば、PWM波周期(0) のと
き上位m−kビットに1を加え、下位ビットが010b
であれば、PWM波周期(0),(4) のとき上位m−kビッ
トに1を加えることがこの表1から分かる。そして、こ
の方法によって、ビット変調のパターンがほぼ均等な間
隔となる。
0b)から7(=111b)の場合に、上位m−kビッ
トに1を加える数と、そのときのPWM波周期(0) から
(7)のどれに1を加えるかを示すものである。例えば、
下位ビットが001bであれば、PWM波周期(0) のと
き上位m−kビットに1を加え、下位ビットが010b
であれば、PWM波周期(0),(4) のとき上位m−kビッ
トに1を加えることがこの表1から分かる。そして、こ
の方法によって、ビット変調のパターンがほぼ均等な間
隔となる。
【0030】
【表1】
【0031】例えば、下位ビットの値が2(=010
b)のときについて図2(b) の場合と同様に図3(a) を
用いて説明すると、この場合は、PWM波の周期をサン
プリング時間に等しくした場合の8つの出力に、0,
1,2,3,4,5,6,7(=23 −1)をそれぞれ
加えると、1番目〜6番目の出力における上位m−kビ
ットは変化しないが、7番目と8番目の上位m−kビッ
トには桁上がりによって1ビットが加わる。そして、前
述の優先順位の規定により、これら1番目から8番目の
出力がDSP2からPWMカウンタ3に出力される優先
順位は以下のようになる。
b)のときについて図2(b) の場合と同様に図3(a) を
用いて説明すると、この場合は、PWM波の周期をサン
プリング時間に等しくした場合の8つの出力に、0,
1,2,3,4,5,6,7(=23 −1)をそれぞれ
加えると、1番目〜6番目の出力における上位m−kビ
ットは変化しないが、7番目と8番目の上位m−kビッ
トには桁上がりによって1ビットが加わる。そして、前
述の優先順位の規定により、これら1番目から8番目の
出力がDSP2からPWMカウンタ3に出力される優先
順位は以下のようになる。
【0032】 1番目の出力は、(7*2k-3)=(7) へ出力 2番目の出力は、(3*2k-3)=(3) へ出力 3番目の出力は、(5*2k-3)=(5) へ出力 4番目の出力は、(2k-3) =(1) へ出力 5番目の出力は、(3*2k-2)=(6) へ出力 6番目の出力は、(2k-2) =(2) へ出力 7番目の出力は、(2k-1) =(4) へ出力 8番目の出力は、 (0) =(0) へ出力 このように、優先順位は桁上がりによって1ビットが加
わる上位m−kビットの最終出力から順に遡って付され
る。
わる上位m−kビットの最終出力から順に遡って付され
る。
【0033】図4(a) はk=2の場合の優先順位を説明
するものであり、この場合はPWM波周期が1/4にな
るので、DSP2からは4つの出力(1番目〜4番目)
が出ることになる。そして、これらの4つの出力の上位
m−kビットに1を加える優先順位は、1,3,2,4
番目となる。図4(b) はk=3の場合の優先順位を説明
するものであり、この場合はPWM波周期が1/8にな
るので、DSP2からは8つの出力(1番目〜8番目)
が出ることになる。そして、これらの8つの出力の上位
m−kビットに1を加える優先順位は、1,5,3,
7,2,6,4,8番目となる。
するものであり、この場合はPWM波周期が1/4にな
るので、DSP2からは4つの出力(1番目〜4番目)
が出ることになる。そして、これらの4つの出力の上位
m−kビットに1を加える優先順位は、1,3,2,4
番目となる。図4(b) はk=3の場合の優先順位を説明
するものであり、この場合はPWM波周期が1/8にな
るので、DSP2からは8つの出力(1番目〜8番目)
が出ることになる。そして、これらの8つの出力の上位
m−kビットに1を加える優先順位は、1,5,3,
7,2,6,4,8番目となる。
【0034】図4(c) はk=4の場合の優先順位を説明
するものであり、この場合はPWM波周期が1/16に
なるので、DSP2からは16個の出力(1番目〜16
番目)が出ることになる。そして、これらの16個の出
力の上位m−kビットに1を加える優先順位は、1,
9,5,13,3,11,7,15,2,10,6,1
4,4,12,8,16番目となる。
するものであり、この場合はPWM波周期が1/16に
なるので、DSP2からは16個の出力(1番目〜16
番目)が出ることになる。そして、これらの16個の出
力の上位m−kビットに1を加える優先順位は、1,
9,5,13,3,11,7,15,2,10,6,1
4,4,12,8,16番目となる。
【0035】なお、この優先順位は逆にしても良く、ま
たPWM波周期をローテーションしても良い。つまり、
時刻の早い方からPWM波周期を、 (2k-1-C), (2k-1-C+1), …, (2k-1-1),(0), (1),…, (2
k-1-C-1) として、以上で述べた優先順位で上位m−kビットに1
を加えても良い。
たPWM波周期をローテーションしても良い。つまり、
時刻の早い方からPWM波周期を、 (2k-1-C), (2k-1-C+1), …, (2k-1-1),(0), (1),…, (2
k-1-C-1) として、以上で述べた優先順位で上位m−kビットに1
を加えても良い。
【0036】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
量子化誤差を増すことなくPWM波の周期性を増すため
にビット変調を、1ビット変調のためのハードウェアを
追加することなく実現することができるという効果があ
る。また演算時間を最小限に留めつつ、ビット変調のパ
ターンをできるだけ均等な間隔とすることができる。
量子化誤差を増すことなくPWM波の周期性を増すため
にビット変調を、1ビット変調のためのハードウェアを
追加することなく実現することができるという効果があ
る。また演算時間を最小限に留めつつ、ビット変調のパ
ターンをできるだけ均等な間隔とすることができる。
【図1】本発明のパルス幅変調装置の一実施例のの構成
を示す構成図である。
を示す構成図である。
【図2】(a) は下位kビットが2ビットの場合で、PW
M波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の4つ
の出力に、0,1,2,3をそれぞれ加えても上位m−
kビットがいずれも変化しない場合のパルス幅制御回路
内の演算を説明する図、(b) は下位kビットが2ビット
の場合で、PWM波の周期をサンプリング時間に等しく
した場合の4つの出力に、0,1,2,3をそれぞれ加
えた時に、1番目と2番目の出力における上位m−kビ
ットは変化しないが、3番目と4番目の上位m−kビッ
トには桁上がりによって1ビットが加わる場合のパルス
幅制御回路内の演算を説明する図である。
M波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の4つ
の出力に、0,1,2,3をそれぞれ加えても上位m−
kビットがいずれも変化しない場合のパルス幅制御回路
内の演算を説明する図、(b) は下位kビットが2ビット
の場合で、PWM波の周期をサンプリング時間に等しく
した場合の4つの出力に、0,1,2,3をそれぞれ加
えた時に、1番目と2番目の出力における上位m−kビ
ットは変化しないが、3番目と4番目の上位m−kビッ
トには桁上がりによって1ビットが加わる場合のパルス
幅制御回路内の演算を説明する図である。
【図3】(a) は下位kビットが3ビットの場合で、PW
M波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の8つ
の出力に、0〜7をそれぞれ加えた時に、1番目から6
番目の出力における上位m−kビットは変化しないが、
7番目と8番目の上位m−kビットには桁上がりによっ
て1ビットが加わる場合のパルス幅制御回路内の演算を
説明する図、(b) はPWMカウンタに出力される8つの
出力と1ビットが加わる上位m−kビットの場所を説明
する図である。
M波の周期をサンプリング時間に等しくした場合の8つ
の出力に、0〜7をそれぞれ加えた時に、1番目から6
番目の出力における上位m−kビットは変化しないが、
7番目と8番目の上位m−kビットには桁上がりによっ
て1ビットが加わる場合のパルス幅制御回路内の演算を
説明する図、(b) はPWMカウンタに出力される8つの
出力と1ビットが加わる上位m−kビットの場所を説明
する図である。
【図4】(a) はk=2の場合の4つの出力の上位m−k
ビットに1を加える優先順位を説明する図、(b) はk=
3の場合の8つの出力の上位m−kビットに1を加える
優先順位を説明する図、(c) はk=4の16個の出力の
上位m−kビットに1を加える優先順位を説明する図で
ある。
ビットに1を加える優先順位を説明する図、(b) はk=
3の場合の8つの出力の上位m−kビットに1を加える
優先順位を説明する図、(c) はk=4の16個の出力の
上位m−kビットに1を加える優先順位を説明する図で
ある。
【図5】(a) は基準クロックの波形を示す線図、(b) は
従来のPWM装置の時刻とアクチュエータ駆動電圧の関
係を示す線図、(c) はPWM波の周期を1/4として、
下位2ビットの値に応じて上位ビットの値を変化させた
場合の様子を示す線図である。
従来のPWM装置の時刻とアクチュエータ駆動電圧の関
係を示す線図、(c) はPWM波の周期を1/4として、
下位2ビットの値に応じて上位ビットの値を変化させた
場合の様子を示す線図である。
【図6】PWM波の周期を1/kにする場合の上位ビッ
トm−kと下位ビットとの関係を示す図である。
トm−kと下位ビットとの関係を示す図である。
1…時間基準発生器 2…DSP(ディジタル・シグナル・プロセッサ) 3…PWMカウンタ 21…カウンタ 22…1ビット変調器 23…上位m−kビット用のレジスタ 24…下位kビット用のレジスタ 25…補正後の上位m−kビット用のレジスタ
Claims (2)
- 【請求項1】 サンプリング時間のうち最大駆動電圧を
印加する時間と駆動電圧を印加しない時間の割合を変化
させて所定の駆動電圧を出力するパルス幅変調装置であ
って、 ディジタル信号入力の所定の上位ビットに応じてパルス
幅変調を行うパルス幅変調カウンタと、 前記パルス幅変調カウンタの出力となるパルス幅変調波
の周期を、基準クロックが2m 個が含まれるサンプリン
グ時間の1/2k として定める時間基準発生器と、 この時間基準発生器から入力される信号を処理し、前記
サンプリング時間内に2k 個含まれるパルス幅変調波の
パルス幅の制御信号を前記パルス幅変調カウンタに出力
するパルス幅制御手段とを備え、 前記パルス幅制御手段は、前記パルス幅変調波の周期を
サンプリング時間に等しくした場合の出力に0,1,
2,…2k −1を加えた値をそれぞれセーブし、それぞ
れの値の上位m−kビットをサンプリング時間の1/2
k ごとに前記パルス幅変調カウンタに出力することによ
り、演算時間を最小限にとどめることを特徴とするパル
ス変調装置。 - 【請求項2】 請求項1に記載のパルス幅変調装置であ
って、前記パルス幅制御手段が、パルス幅変調波の周期
をサンプリング時間に等しくした場合の出力にそれぞれ
0,1,2,…2k −1を加えた値をそれぞれセーブ
し、それぞれの値の上位m−kビットを前記パルス幅変
調カウンタに出力する順番を、偶数番号を先に、奇数番
号を後にし、偶数の順番は0, 2k-1,2k-2,3*2
k-2 , 2k-3,5*2k-3,…とし、奇数は前記値に1を足
した値の順番とすることにより、ビット変調のパターン
ができるだけ均等な間隔とすることを特徴とするパルス
幅変調装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23653093A JPH0795088A (ja) | 1993-09-22 | 1993-09-22 | パルス幅変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23653093A JPH0795088A (ja) | 1993-09-22 | 1993-09-22 | パルス幅変調装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0795088A true JPH0795088A (ja) | 1995-04-07 |
Family
ID=17002053
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP23653093A Withdrawn JPH0795088A (ja) | 1993-09-22 | 1993-09-22 | パルス幅変調装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0795088A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6181266B1 (en) | 1997-11-14 | 2001-01-30 | Nec Corporation | D/A conversion method and a D/A converter using pulse width modulation |
-
1993
- 1993-09-22 JP JP23653093A patent/JPH0795088A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6181266B1 (en) | 1997-11-14 | 2001-01-30 | Nec Corporation | D/A conversion method and a D/A converter using pulse width modulation |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20001128 |