JPH0787702B2 - 過電流検出回路 - Google Patents
過電流検出回路Info
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- JPH0787702B2 JPH0787702B2 JP3265190A JP26519091A JPH0787702B2 JP H0787702 B2 JPH0787702 B2 JP H0787702B2 JP 3265190 A JP3265190 A JP 3265190A JP 26519091 A JP26519091 A JP 26519091A JP H0787702 B2 JPH0787702 B2 JP H0787702B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源回路の２次負荷側
の過電流を１次側で検出する過電流検出回路に関する。
の過電流を１次側で検出する過電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電源の２次負荷側の過電流を１次
側で検出する過電流検出回路について説明する。入力電
圧、例えばＡＣ１００Ｖを整流し、整流された１次側電
圧をスイッチング素子でスイッチングする。スイッチン
グによるこの１次側パルス電圧を、電圧トランスを介し
て２次側電圧に変換する。この２次側電圧を整流して負
荷に電力を供給している。負荷のショート等によって２
次側に流れる過電流を１次側で検出する場合、電流トラ
ンスを介して１次側に流れる電流を計測して２次側の過
電流を検出したり、直列に設けられた抵抗に流れる１次
側電流による電圧降下を計測して２次側の過電流を検出
したりしている。
側で検出する過電流検出回路について説明する。入力電
圧、例えばＡＣ１００Ｖを整流し、整流された１次側電
圧をスイッチング素子でスイッチングする。スイッチン
グによるこの１次側パルス電圧を、電圧トランスを介し
て２次側電圧に変換する。この２次側電圧を整流して負
荷に電力を供給している。負荷のショート等によって２
次側に流れる過電流を１次側で検出する場合、電流トラ
ンスを介して１次側に流れる電流を計測して２次側の過
電流を検出したり、直列に設けられた抵抗に流れる１次
側電流による電圧降下を計測して２次側の過電流を検出
したりしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の電源の
２次負荷側の過電流を１次側で検出する過電流検出にお
いては、入力電圧がＡＣ１００Ｖのように単一電圧の場
合には問題は無いが、ＡＣ１００Ｖ系やＡＣ２００Ｖ系
等、入力電圧が広範囲になると、入力電圧によって１次
側に流れる電流のピーク値が異なる。
２次負荷側の過電流を１次側で検出する過電流検出にお
いては、入力電圧がＡＣ１００Ｖのように単一電圧の場
合には問題は無いが、ＡＣ１００Ｖ系やＡＣ２００Ｖ系
等、入力電圧が広範囲になると、入力電圧によって１次
側に流れる電流のピーク値が異なる。
【０００４】すなわち、この種の電源は、ワールドワイ
ド入力スイッチングレギュレータ（又はユニバーサル入
力とも言う）についてのものであり、これはＡＣ１００
Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の連続入力を許容するものであ
り、入力電圧に対して回路を切換えする等の動作は一切
行われない。
ド入力スイッチングレギュレータ（又はユニバーサル入
力とも言う）についてのものであり、これはＡＣ１００
Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の連続入力を許容するものであ
り、入力電圧に対して回路を切換えする等の動作は一切
行われない。
【０００５】従って、電力変換部の高周波トランスは、
入力電圧に応じて巻線のタイプを切換えするものではな
く、このトランスの１次インダクタンスは動作周波数と
スイッチング素子のＯＮ期間を中心に一定に調整された
ものであり、このことから、Ｑ１のＯＮ期間にトランス
に蓄えられた電力と２次側で消費される電力とは等しく
なることとなり、これを式に表わすと、
入力電圧に応じて巻線のタイプを切換えするものではな
く、このトランスの１次インダクタンスは動作周波数と
スイッチング素子のＯＮ期間を中心に一定に調整された
ものであり、このことから、Ｑ１のＯＮ期間にトランス
に蓄えられた電力と２次側で消費される電力とは等しく
なることとなり、これを式に表わすと、
【数１】 式（１）にて、ＬＰは１次インダクタンス， Ｉ１Ｐは
１次側電流のピーク値， ｆはスイッチング周波数，
ＶＩＮは入力整流平滑電圧， ｔｏｎはスイッチング素
子のＯＮ期間， Ｉｏは出力電流， Ｖｏは出力電圧，
ＶＦは２次出力整流ダイオードの順方向電圧降下であ
る。
１次側電流のピーク値， ｆはスイッチング周波数，
ＶＩＮは入力整流平滑電圧， ｔｏｎはスイッチング素
子のＯＮ期間， Ｉｏは出力電流， Ｖｏは出力電圧，
ＶＦは２次出力整流ダイオードの順方向電圧降下であ
る。
【０００６】さらに、（１）式にて２次側電力の式 Ｉ
ｏ・（Ｖｏ＋ＶＦ）は一定に保とうとすると、入力電圧
に対して１次側のＯＮ期間を制御することになり、これ
はＰＷＭコントロールと言われ、パルス幅制御が行われ
ることになる。そして、（１）式を変形すると、
ｏ・（Ｖｏ＋ＶＦ）は一定に保とうとすると、入力電圧
に対して１次側のＯＮ期間を制御することになり、これ
はＰＷＭコントロールと言われ、パルス幅制御が行われ
ることになる。そして、（１）式を変形すると、
【数２】 が得られる。ここで、Ｉｏ・（Ｖｏ＋ＶＦ）＝５０Ｗ，
ＬＰ＝４００μＨ，ｆ＝１５０ＫＨｚとして（２）式
にてシミュレーションすると、ＡＣ１００Ｖ時
ＬＰ＝４００μＨ，ｆ＝１５０ＫＨｚとして（２）式
にてシミュレーションすると、ＡＣ１００Ｖ時
【数３】 ＡＣ２４０Ｖ時
【数４】 となり、このようにＡＣ１００ＶとＡＣ２４０Ｖの入力
時ではＯＮ期間（パルス幅）が異なることになる。
時ではＯＮ期間（パルス幅）が異なることになる。
【０００７】さらに、このタイプの電源では電流連続モ
ードと言っているので、実際の１次電流のピーク値は、
ードと言っているので、実際の１次電流のピーク値は、
【数５】 となり、Ｐ２は２次側出力電力， Ｔはスイッチングの
一周期， ηはトランスの変換効率で、他の項は（１）
式の説明と同じである。
一周期， ηはトランスの変換効率で、他の項は（１）
式の説明と同じである。
【０００８】他励フライバック方式のトランスでは、η
について詳細には言及しないが経験的に、入力電圧が高
くなり、ｔｏｎ期間が減少するとフェライトコアの磁束
変化量ΔＢは小さくなるが、入力電圧が上昇する分相殺
されて、鉄損自体に大幅な変化がないにしても、巻線に
流れる電流の実効値が減少するため、銅損が減少するこ
とが分かっている（さらに入力電圧が高い方がトランス
の１次〜２次の結合もよい）。このようなことから、Ａ
Ｃ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系ではトランスの変換効率
が変わる。
について詳細には言及しないが経験的に、入力電圧が高
くなり、ｔｏｎ期間が減少するとフェライトコアの磁束
変化量ΔＢは小さくなるが、入力電圧が上昇する分相殺
されて、鉄損自体に大幅な変化がないにしても、巻線に
流れる電流の実効値が減少するため、銅損が減少するこ
とが分かっている（さらに入力電圧が高い方がトランス
の１次〜２次の結合もよい）。このようなことから、Ａ
Ｃ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系ではトランスの変換効率
が変わる。
【０００９】ここで、ＡＣ１００Ｖ時のη＝０．８５，
ＡＣ２００Ｖ時のη＝０．９５，Ｐ２＝５０Ｗ， Ｔ
＝６．６７μＳ， ＬＰ＝４００μＨとして、（５）式
を用いてシミュレーションすると、ＡＣ１００Ｖ時
ＡＣ２００Ｖ時のη＝０．９５，Ｐ２＝５０Ｗ， Ｔ
＝６．６７μＳ， ＬＰ＝４００μＨとして、（５）式
を用いてシミュレーションすると、ＡＣ１００Ｖ時
【数６】 ＡＣ２４０Ｖ時
【数７】 という結果が得られる。
【００１０】以上のことより、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２
００Ｖ系でパルス幅とピーク値が異なることがわかる。
００Ｖ系でパルス幅とピーク値が異なることがわかる。
【００１１】図６はこのような１次側電流の波形を示し
ている。図において、縦軸は１次側の電流の大きさを示
し、横軸は入力電圧を示している。図からも明らかなよ
うに、ＡＣ２００Ｖ系ではＡＣ１００Ｖ系に比べて、パ
ルス幅が小さく、かつピーク値も低い。これをグラフに
表すと図７に示すような曲線となる。図において、左の
縦軸はスイッチング素子のＯＮ期間（ｔｏｎ）を示し、
右の縦軸は１次側の電流のピーク値を示し、横軸は入力
電圧を示している。従って、回路に直列に挿入した検出
素子（カレントトランス又は抵抗器）には、ほとんどリ
ニアにピーク電流の入力変動が反映されることとなる。
ている。図において、縦軸は１次側の電流の大きさを示
し、横軸は入力電圧を示している。図からも明らかなよ
うに、ＡＣ２００Ｖ系ではＡＣ１００Ｖ系に比べて、パ
ルス幅が小さく、かつピーク値も低い。これをグラフに
表すと図７に示すような曲線となる。図において、左の
縦軸はスイッチング素子のＯＮ期間（ｔｏｎ）を示し、
右の縦軸は１次側の電流のピーク値を示し、横軸は入力
電圧を示している。従って、回路に直列に挿入した検出
素子（カレントトランス又は抵抗器）には、ほとんどリ
ニアにピーク電流の入力変動が反映されることとなる。
【００１２】このため、入力電圧によって２次負荷側の
負荷電流値が一定でも過電流の検出レベルに差がでて、
結果として過電流による制御を開始する２次負荷側の負
荷電流値が異なってしまう。これは過電流保護が開始さ
れる負荷量が変化することを示している。汎用的に販売
されるスイッチング電源では、ユーザーが実際に使用す
る入力電圧範囲内に於いて保護動作を開始する負荷量が
定格の２００％にも達する変動があると、ユーザーのセ
ットにて異常が発生したときに不具合となるケースが多
い。このことから変動を抑制する必要がある。
負荷電流値が一定でも過電流の検出レベルに差がでて、
結果として過電流による制御を開始する２次負荷側の負
荷電流値が異なってしまう。これは過電流保護が開始さ
れる負荷量が変化することを示している。汎用的に販売
されるスイッチング電源では、ユーザーが実際に使用す
る入力電圧範囲内に於いて保護動作を開始する負荷量が
定格の２００％にも達する変動があると、ユーザーのセ
ットにて異常が発生したときに不具合となるケースが多
い。このことから変動を抑制する必要がある。
【００１３】さらに、入力電圧を電圧トランスで変換す
ると、電圧トランス，電圧切り替えスイッチ等部品点数
が増加し、コスト，スペース等の問題が生ずる。
ると、電圧トランス，電圧切り替えスイッチ等部品点数
が増加し、コスト，スペース等の問題が生ずる。
【００１４】また、入力電圧を単一にすると製品の種類
が増え、製品の汎用性が欠け、管理が膨大となるという
不都合があった。
が増え、製品の汎用性が欠け、管理が膨大となるという
不都合があった。
【００１５】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは入力がＡＣ１００Ｖ
系から２００Ｖ系まで広範囲で連続使用する電流連続モ
ード動作のスイッチングレギュレータの２次負荷側に流
れる過電流を１次側電流で検出する回路において、入力
電圧によって２次負荷側の過電流の検出レベルに差がで
ない過電流検出回路を提供することにある。
のであり、その目的とするところは入力がＡＣ１００Ｖ
系から２００Ｖ系まで広範囲で連続使用する電流連続モ
ード動作のスイッチングレギュレータの２次負荷側に流
れる過電流を１次側電流で検出する回路において、入力
電圧によって２次負荷側の過電流の検出レベルに差がで
ない過電流検出回路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の過電流検出回路は、入力電圧を整流し、整流
された１次側をスイッチング素子でスイッチングして、
ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力で連続使
用する電流連続モード動作のスイッチングレギュレータ
の２次負荷側に流れる過電流を１次側で検出する過電流
検出回路において、入力を整流し抵抗Ｒ１，Ｒ２と調整
抵抗ＶＲとで分圧して得られる電圧と基準電圧を比較
し、反転増幅するアンプＡ１と、１次側電流を抵抗Ｒ７
で変換した電圧と、前記アンプＡ１の出力電圧を比較す
るアンプＡ２とを備え、入力電圧に応じて整流し、分圧
して得られる電圧を反転増幅した電圧を過電流検出の閾
値とし、前記入力電圧に対応した閾値と１次側電流を比
較して２次負荷側の過電流を検出し、この検出信号に基
づいてスイッチング素子を制御するスイッチング素子ド
ライブ回路を制御することに特徴を有している。
に本発明の過電流検出回路は、入力電圧を整流し、整流
された１次側をスイッチング素子でスイッチングして、
ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力で連続使
用する電流連続モード動作のスイッチングレギュレータ
の２次負荷側に流れる過電流を１次側で検出する過電流
検出回路において、入力を整流し抵抗Ｒ１，Ｒ２と調整
抵抗ＶＲとで分圧して得られる電圧と基準電圧を比較
し、反転増幅するアンプＡ１と、１次側電流を抵抗Ｒ７
で変換した電圧と、前記アンプＡ１の出力電圧を比較す
るアンプＡ２とを備え、入力電圧に応じて整流し、分圧
して得られる電圧を反転増幅した電圧を過電流検出の閾
値とし、前記入力電圧に対応した閾値と１次側電流を比
較して２次負荷側の過電流を検出し、この検出信号に基
づいてスイッチング素子を制御するスイッチング素子ド
ライブ回路を制御することに特徴を有している。
【００１７】
【作用】ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力
を整流器で整流する。主回路の起動により２次負荷側に
電圧が発生する。負荷側がショート等により過電流が流
れると、１次側に流れる電流も増加する。抵抗による１
次側電流の電圧降下を測定し、閾値以上になると２次負
荷側の過電流として検出する。この場合、入力電圧によ
って、抵抗に流れる１次側電流の電圧降下の値が異なる
ので、入力電圧に対応した閾値を作る。先ず、入力電圧
を整流して得られる電圧をアンプＡ１で反転増幅した出
力電圧を閾値とする。次に、この出力電圧（閾値）と１
次側電流を変換した電圧と比較する。１次側電流を変換
した電圧が閾値を越えた場合は２次負荷側に流れる過電
流を１次側で検出したことになる。後は、検出信号でス
イッチング素子ドライブ回路を制御し、スイッチング素
子は１次側電流を制御する。従って、入力の如何にかか
わらず２次負荷側の過電流を入力電圧に対応した閾値で
ばらつきなく検出できる。
を整流器で整流する。主回路の起動により２次負荷側に
電圧が発生する。負荷側がショート等により過電流が流
れると、１次側に流れる電流も増加する。抵抗による１
次側電流の電圧降下を測定し、閾値以上になると２次負
荷側の過電流として検出する。この場合、入力電圧によ
って、抵抗に流れる１次側電流の電圧降下の値が異なる
ので、入力電圧に対応した閾値を作る。先ず、入力電圧
を整流して得られる電圧をアンプＡ１で反転増幅した出
力電圧を閾値とする。次に、この出力電圧（閾値）と１
次側電流を変換した電圧と比較する。１次側電流を変換
した電圧が閾値を越えた場合は２次負荷側に流れる過電
流を１次側で検出したことになる。後は、検出信号でス
イッチング素子ドライブ回路を制御し、スイッチング素
子は１次側電流を制御する。従って、入力の如何にかか
わらず２次負荷側の過電流を入力電圧に対応した閾値で
ばらつきなく検出できる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図１〜図５に基づい
て説明する。図１は本発明の一実施例における過電流検
出回路を有する電源の回路構成図であり、先ず、図１に
おいて、Ｄ１は整流器であり、広範囲の入力電圧（ＡＣ
１００Ｖ系，２００Ｖ系）を整流する。アンプＡ１には
反転入力端子（−）、非反転入力端子（＋）、出力端子
があり、アンプＡ２も同様である。１はスイッチング素
子ドライブ回路であり、スイッチング素子であるＮチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴＱ１を制御する。２はインバータで
あり、アンプＡ２の出力を反転する。３はＰＷＭコント
ロールであり、スイッチング素子ドライブ回路１にパル
ス幅変調されたパルス信号を出力する。Ｔ１はトランス
であり、１次側巻線Ｎ１及び２次側巻線Ｎ２を有する。
４は発振器、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサ、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ
４はダイオード、Ｅ１，Ｅ２は基準電源、Ｒ１〜Ｒ７は
抵抗、ＶＲは調整抵抗である。
て説明する。図１は本発明の一実施例における過電流検
出回路を有する電源の回路構成図であり、先ず、図１に
おいて、Ｄ１は整流器であり、広範囲の入力電圧（ＡＣ
１００Ｖ系，２００Ｖ系）を整流する。アンプＡ１には
反転入力端子（−）、非反転入力端子（＋）、出力端子
があり、アンプＡ２も同様である。１はスイッチング素
子ドライブ回路であり、スイッチング素子であるＮチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴＱ１を制御する。２はインバータで
あり、アンプＡ２の出力を反転する。３はＰＷＭコント
ロールであり、スイッチング素子ドライブ回路１にパル
ス幅変調されたパルス信号を出力する。Ｔ１はトランス
であり、１次側巻線Ｎ１及び２次側巻線Ｎ２を有する。
４は発振器、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサ、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ
４はダイオード、Ｅ１，Ｅ２は基準電源、Ｒ１〜Ｒ７は
抵抗、ＶＲは調整抵抗である。
【００１９】次に動作について説明する。入力ＡＣ１０
０Ｖ〜ＡＣ２００Ｖが整流され、この整流された電圧は
抵抗Ｒ１，Ｒ２と調整抵抗ＶＲで分圧され、基準電源Ｅ
１からの電圧と合わせてアンプＡ１の（−）端子に印加
される。従って、アンプＡ１の（−）端子には、入力電
圧に応じた電圧が印加されることになる。基準電電Ｅ１
からの電圧と調整抵抗ＶＲで調整された電圧は、入力電
圧の変化による整流された電圧の変化を緩和する。アン
プＡ１はアンプＡ１の（−）端子に入力された電圧（Ｖ
１）と（＋）端子に印加されている基準電源Ｅ２の基準
電圧から電圧Ｖ１を反転増幅し、出力する。この出力電
圧Ｖ０はダイオードＤ２，Ｄ３や抵抗Ｒ５によって次段
入力電圧に適したレベルに調節されている。この調整さ
れた電圧Ｖ０１が入力電圧に対応した可変の閾値であ
る。
０Ｖ〜ＡＣ２００Ｖが整流され、この整流された電圧は
抵抗Ｒ１，Ｒ２と調整抵抗ＶＲで分圧され、基準電源Ｅ
１からの電圧と合わせてアンプＡ１の（−）端子に印加
される。従って、アンプＡ１の（−）端子には、入力電
圧に応じた電圧が印加されることになる。基準電電Ｅ１
からの電圧と調整抵抗ＶＲで調整された電圧は、入力電
圧の変化による整流された電圧の変化を緩和する。アン
プＡ１はアンプＡ１の（−）端子に入力された電圧（Ｖ
１）と（＋）端子に印加されている基準電源Ｅ２の基準
電圧から電圧Ｖ１を反転増幅し、出力する。この出力電
圧Ｖ０はダイオードＤ２，Ｄ３や抵抗Ｒ５によって次段
入力電圧に適したレベルに調節されている。この調整さ
れた電圧Ｖ０１が入力電圧に対応した可変の閾値であ
る。
【００２０】アンプＡ２の（−）端子に閾値である電圧
Ｖ０１が印加され、（＋）端子には、１次側を流れる電
流を抵抗Ｒ７で電圧降下させた電圧を抵抗Ｒ６とコンデ
ンサＣ３で構成されるフィルターを介して印加される。
この電圧降下の電圧Ｖ２と閾値である電圧Ｖ０１が比較
され、電圧Ｖ２が電圧Ｖ０１を越えると過電流を検出し
たことになり、検出信号としてインバータ２を介してＬ
を出力する。ＰＷＭコントロール３はこの検出信号を受
けてパルス信号の出力を停止する。スイッチング素子ド
ライブ回路１はスイッチング素子であるＮチャッネルＭ
ＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングを停止させ、１次側に電
流が流れないようにする。このアンプＡ２の入出力回路
は１つの例示であって、例えば、（−）端子に１次側電
流を変換した電圧Ｖ２を加え、（＋）端子に閾値である
電圧Ｖ０１を加えるとインバータ２は不要となる。
Ｖ０１が印加され、（＋）端子には、１次側を流れる電
流を抵抗Ｒ７で電圧降下させた電圧を抵抗Ｒ６とコンデ
ンサＣ３で構成されるフィルターを介して印加される。
この電圧降下の電圧Ｖ２と閾値である電圧Ｖ０１が比較
され、電圧Ｖ２が電圧Ｖ０１を越えると過電流を検出し
たことになり、検出信号としてインバータ２を介してＬ
を出力する。ＰＷＭコントロール３はこの検出信号を受
けてパルス信号の出力を停止する。スイッチング素子ド
ライブ回路１はスイッチング素子であるＮチャッネルＭ
ＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングを停止させ、１次側に電
流が流れないようにする。このアンプＡ２の入出力回路
は１つの例示であって、例えば、（−）端子に１次側電
流を変換した電圧Ｖ２を加え、（＋）端子に閾値である
電圧Ｖ０１を加えるとインバータ２は不要となる。
【００２１】図２は本発明の実施例におけるＡＣ入力電
圧に対するアンプＡ１の入出力端子電圧を示している。
（ａ）はＡＣ入力電圧とアンプＡ１における入力端子電
圧との関係を示している。図において、縦軸はアンプＡ
１の（−）端子における入力端子電圧Ｖ１を、横軸はＡ
Ｃ入力電圧を示している。図が示すように、入力電圧が
ＡＣ１００Ｖの時よりＡＣ２００Ｖの方が高い電圧を示
している。（ｂ）はＡＣ入力電圧とアンプＡ１における
出力端子電圧との関係を示している。図において、縦軸
はアンプＡ１の出力端子電圧Ｖ０を、横軸はＡＣ入力電
圧を示している。図が示すように、入力電圧がＡＣ１０
０Ｖの時よりＡＣ２００Ｖの方が低い電圧を示してい
る。これはアンプＡ１で入力が反転されて出力されてい
るからである。
圧に対するアンプＡ１の入出力端子電圧を示している。
（ａ）はＡＣ入力電圧とアンプＡ１における入力端子電
圧との関係を示している。図において、縦軸はアンプＡ
１の（−）端子における入力端子電圧Ｖ１を、横軸はＡ
Ｃ入力電圧を示している。図が示すように、入力電圧が
ＡＣ１００Ｖの時よりＡＣ２００Ｖの方が高い電圧を示
している。（ｂ）はＡＣ入力電圧とアンプＡ１における
出力端子電圧との関係を示している。図において、縦軸
はアンプＡ１の出力端子電圧Ｖ０を、横軸はＡＣ入力電
圧を示している。図が示すように、入力電圧がＡＣ１０
０Ｖの時よりＡＣ２００Ｖの方が低い電圧を示してい
る。これはアンプＡ１で入力が反転されて出力されてい
るからである。
【００２２】図３（ａ）はＡＣ入力電圧とアンプＡ２に
おける入力端子電圧との関係を示している。図におい
て、縦軸はアンプＡ２の（＋）端子における入力端子電
圧Ｖ２を、横軸はＡＣ入力電圧を示している。図が示す
ように、入力電圧がＡＣ２００Ｖの時よりＡＣ１００Ｖ
の方が高いパルスのピーク電圧を示している。（ｂ）は
ＡＣ入力電圧により変化するアンプＡ２の入力波形を示
している。アンプＡ２（−）入力は閾値であり、アンプ
Ａ２（＋）入力波形は図３（ａ）と同じである。図にお
いて、縦軸は入力端子電圧を、横軸はＡＣ入力電圧を示
している。アンプＡ２（＋）入力が閾値を越えるとアン
プＡ２の出力は反転する。入力電圧がＡＣ１００Ｖの時
は、ＡＣ２００Ｖの時よりも閾値もパルスのピーク電圧
もともに高く、入力電圧に応じた閾値により入力電圧に
よる差のない過電流の検出ができることを示している。
通常はアンプＡ２（インバータ２を含む）はＨの出力で
あり、過電流を検出するとＬを出力する。従って、この
可変閾値によって、入力電圧の如何にかかわらず２次負
荷側の過電流を一定のレベルで検出することができる。
（ｃ）はアンプＡ２の出力を示している。図におけるパ
ルスはアンプＡ２（＋）入力が閾値を越えた時に出力さ
れる。（ｄ）はＰＷＭコントロール３における出力を示
している。アンプＡ２の出力パルスによりＰＷＭコント
ロール３から出力されていたパルスは出力されなくな
る。
おける入力端子電圧との関係を示している。図におい
て、縦軸はアンプＡ２の（＋）端子における入力端子電
圧Ｖ２を、横軸はＡＣ入力電圧を示している。図が示す
ように、入力電圧がＡＣ２００Ｖの時よりＡＣ１００Ｖ
の方が高いパルスのピーク電圧を示している。（ｂ）は
ＡＣ入力電圧により変化するアンプＡ２の入力波形を示
している。アンプＡ２（−）入力は閾値であり、アンプ
Ａ２（＋）入力波形は図３（ａ）と同じである。図にお
いて、縦軸は入力端子電圧を、横軸はＡＣ入力電圧を示
している。アンプＡ２（＋）入力が閾値を越えるとアン
プＡ２の出力は反転する。入力電圧がＡＣ１００Ｖの時
は、ＡＣ２００Ｖの時よりも閾値もパルスのピーク電圧
もともに高く、入力電圧に応じた閾値により入力電圧に
よる差のない過電流の検出ができることを示している。
通常はアンプＡ２（インバータ２を含む）はＨの出力で
あり、過電流を検出するとＬを出力する。従って、この
可変閾値によって、入力電圧の如何にかかわらず２次負
荷側の過電流を一定のレベルで検出することができる。
（ｃ）はアンプＡ２の出力を示している。図におけるパ
ルスはアンプＡ２（＋）入力が閾値を越えた時に出力さ
れる。（ｄ）はＰＷＭコントロール３における出力を示
している。アンプＡ２の出力パルスによりＰＷＭコント
ロール３から出力されていたパルスは出力されなくな
る。
【００２３】図４に過電流保護開始出力負荷量と入力電
圧の関係を表す。図から明らかなように、従来の回路で
は過電流保護開始出力負荷量は入力電圧が高くなると増
加してしまうが、本発明の回路では入力電圧に応じた閾
値による制御を行い、ピーク値に対して閾値を下げて、
ピーク値にほぼ追従するよう補正を行っているので、電
圧が高くなっても過電流保護開始出力負荷量は増加しな
いことがわかる。
圧の関係を表す。図から明らかなように、従来の回路で
は過電流保護開始出力負荷量は入力電圧が高くなると増
加してしまうが、本発明の回路では入力電圧に応じた閾
値による制御を行い、ピーク値に対して閾値を下げて、
ピーク値にほぼ追従するよう補正を行っているので、電
圧が高くなっても過電流保護開始出力負荷量は増加しな
いことがわかる。
【００２４】なお、過電流を検出する検出素子と制御用
のアンプの入力端子の間には、図５（ａ）の如きローパ
スフィルタによってスパイク状のノイズによる制御回路
の誤動作防止を行っており、現在市販の制御ＩＣにおい
ては必要不可欠となっている。このことから本実施例に
おいても実際は図５（ｂ）のように、遅れを伴った波形
となる。ローパスフィルタの定数は一般的に入力電圧に
よって切換えしないため、同一の減衰量ではバルス幅が
狭く、ピーク値の小さい場合は余計に過電流保護開始が
遅れる傾向にある。このため、このようなローパスフィ
ルタを使用した場合、本発明のようにピーク値にほぼ追
従するよう補正を行う過電流検出回路が過電流保護対策
としてより効果的である。
のアンプの入力端子の間には、図５（ａ）の如きローパ
スフィルタによってスパイク状のノイズによる制御回路
の誤動作防止を行っており、現在市販の制御ＩＣにおい
ては必要不可欠となっている。このことから本実施例に
おいても実際は図５（ｂ）のように、遅れを伴った波形
となる。ローパスフィルタの定数は一般的に入力電圧に
よって切換えしないため、同一の減衰量ではバルス幅が
狭く、ピーク値の小さい場合は余計に過電流保護開始が
遅れる傾向にある。このため、このようなローパスフィ
ルタを使用した場合、本発明のようにピーク値にほぼ追
従するよう補正を行う過電流検出回路が過電流保護対策
としてより効果的である。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明の過電流検出
回路は、入力を整流し抵抗Ｒ１，Ｒ２と調整抵抗ＶＲと
で分圧して得られる電圧と基準電圧を比較し、反転増幅
するアンプＡ１と、１次側電流を抵抗Ｒ７で変換した電
圧と、前記アンプＡ１の出力電圧を比較するアンプＡ２
とを備え、入力電圧に応じて整流し、分圧して得られる
電圧を反転増幅した電圧を過電流検出の閾値とし、前記
入力電圧に対応した閾値と１次側電流を比較して２次負
荷側の過電流を検出し、この検出信号に基づいてスイッ
チング素子を制御するスイッチング素子ドライブ回路を
制御するので、入力がＡＣ１００Ｖ系から２００Ｖ系ま
で広範囲で連続使用する電流連続モード動作のスイッチ
ングレギュレータの２次負荷側に流れる過電流を１次側
で入力電圧による差を伴わず検出することができる。な
お、アンプＡ１、アンプＡ２やスイッチング素子ドライ
ブ回路等をＩＣ化することにより、容易に過電流検出回
路を作成することができ、入力電圧の異なる多くの国々
で使用される電源に同じ仕様で安価に信頼性の高い過電
流保護対策を施すことができる。
回路は、入力を整流し抵抗Ｒ１，Ｒ２と調整抵抗ＶＲと
で分圧して得られる電圧と基準電圧を比較し、反転増幅
するアンプＡ１と、１次側電流を抵抗Ｒ７で変換した電
圧と、前記アンプＡ１の出力電圧を比較するアンプＡ２
とを備え、入力電圧に応じて整流し、分圧して得られる
電圧を反転増幅した電圧を過電流検出の閾値とし、前記
入力電圧に対応した閾値と１次側電流を比較して２次負
荷側の過電流を検出し、この検出信号に基づいてスイッ
チング素子を制御するスイッチング素子ドライブ回路を
制御するので、入力がＡＣ１００Ｖ系から２００Ｖ系ま
で広範囲で連続使用する電流連続モード動作のスイッチ
ングレギュレータの２次負荷側に流れる過電流を１次側
で入力電圧による差を伴わず検出することができる。な
お、アンプＡ１、アンプＡ２やスイッチング素子ドライ
ブ回路等をＩＣ化することにより、容易に過電流検出回
路を作成することができ、入力電圧の異なる多くの国々
で使用される電源に同じ仕様で安価に信頼性の高い過電
流保護対策を施すことができる。
【図１】本発明の一実施例における過電流検出回路を備
えた電源回路の回路構成図である。
えた電源回路の回路構成図である。
【図２】（ａ）はＡＣ入力電圧とアンプＡ１における入
力端子電圧との関係を示し、（ｂ）はＡＣ入力電圧とア
ンプＡ１における出力端子電圧との関係を示す図であ
る。
力端子電圧との関係を示し、（ｂ）はＡＣ入力電圧とア
ンプＡ１における出力端子電圧との関係を示す図であ
る。
【図３】（ａ）はＡＣ入力電圧とアンプＡ２における入
力端子電圧との関係を示し、（ｂ）はＡＣ入力電圧とア
ンプＡ２の入力波形との関係を示し、（ｃ）はアンプＡ
２の出力を示し、（ｄ）はＰＷＭコントロールの出力を
示す図である。
力端子電圧との関係を示し、（ｂ）はＡＣ入力電圧とア
ンプＡ２の入力波形との関係を示し、（ｃ）はアンプＡ
２の出力を示し、（ｄ）はＰＷＭコントロールの出力を
示す図である。
【図４】過電流保護開始出力負荷量と入力電圧の関係を
表した図である。
表した図である。
【図５】（ａ）はローパスフイルタ、（ｂ）はこのロー
パスフイルタを通過した波形を表した図である。
パスフイルタを通過した波形を表した図である。
【図６】１次側電流波形を示す図である。
【図７】入力電圧とスイッチング素子のＯＮ時間及び１
次電流ピーク値の関係を示した図である。
次電流ピーク値の関係を示した図である。
１ スイッチング素子ドライブ回路 ２ インバータ ３ ＰＷＭコントロール ４ 発振器 Ａ１，Ａ２ アンプ Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ Ｄ１ 整流器 Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード Ｅ１ 基準電源 Ｅ２ 基準電源 Ｎ１，Ｎ２ トランスの巻線 Ｑ１ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｒ１〜Ｒ７ 抵抗 Ｔ１ トランス ＶＲ 調整抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 入力電圧を整流し、整流された１次側を
スイッチング素子でスイッチングしてＡＣ１００Ｖ系か
らＡＣ２００Ｖ系までの入力で連続使用する電流連続モ
ード動作のスイッチングレギュレータの２次負荷側に流
れる過電流を１次側で検出する過電流検出回路におい
て、 入力を整流し抵抗（Ｒ１，Ｒ２）と調整抵抗（ＶＲ）と
で分圧して得られる電圧と基準電圧を比較し、反転増幅
するアンプ（Ａ１）と、 １次側電流を抵抗（Ｒ７）で変換した電圧と、前記アン
プ（Ａ１）の出力電圧を比較するアンプ（Ａ２）とを備
え、 入力電圧に応じて整流し、分圧して得られる電圧を反転
増幅した電圧を過電流検出の閾値とし、前記入力電圧に
対応した閾値と１次側電流を比較して２次負荷側の過電
流を検出し、この検出信号に基づいてスイッチング素子
を制御するスイッチング素子ドライブ回路を制御するこ
とを特徴とする過電流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3265190A JPH0787702B2 (ja) | 1991-09-17 | 1991-09-17 | 過電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3265190A JPH0787702B2 (ja) | 1991-09-17 | 1991-09-17 | 過電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05122945A JPH05122945A (ja) | 1993-05-18 |
| JPH0787702B2 true JPH0787702B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=17413810
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3265190A Expired - Lifetime JPH0787702B2 (ja) | 1991-09-17 | 1991-09-17 | 過電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787702B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6141206B2 (ja) * | 2014-01-06 | 2017-06-07 | 三菱電機株式会社 | 保護継電装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6084972A (ja) * | 1983-10-14 | 1985-05-14 | Toshiba Corp | インバ−タの保護装置 |
-
1991
- 1991-09-17 JP JP3265190A patent/JPH0787702B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6084972A (ja) * | 1983-10-14 | 1985-05-14 | Toshiba Corp | インバ−タの保護装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05122945A (ja) | 1993-05-18 |
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