JPH0787701B2 - 過電流検出回路 - Google Patents
過電流検出回路Info
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- JPH0787701B2 JPH0787701B2 JP3260982A JP26098291A JPH0787701B2 JP H0787701 B2 JPH0787701 B2 JP H0787701B2 JP 3260982 A JP3260982 A JP 3260982A JP 26098291 A JP26098291 A JP 26098291A JP H0787701 B2 JPH0787701 B2 JP H0787701B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源回路の２次負荷側
の過電流を１次側で検出する過電流検出回路に関する。
の過電流を１次側で検出する過電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電源の２次負荷側の過電流を１次
側で検出する過電流検出回路について説明する。入力電
圧、例えばＡＣ１００Ｖを整流し、整流された１次側電
圧をスイッチング素子でスイッチングする。スイッチン
グによるこの１次側パルス電圧を、電圧トランスを介し
て２次側電圧に変換する。この２次側電圧を整流して負
荷に電力を供給している。負荷のショート等によって２
次側に流れる過電流を１次側で検出する場合、電流トラ
ンスを介して１次側に流れる電流を計測して２次側の過
電流を検出したり、直列に設けられた抵抗に流れる１次
側電流による電圧降下を計測して２次側の過電流を検出
したりしている。
側で検出する過電流検出回路について説明する。入力電
圧、例えばＡＣ１００Ｖを整流し、整流された１次側電
圧をスイッチング素子でスイッチングする。スイッチン
グによるこの１次側パルス電圧を、電圧トランスを介し
て２次側電圧に変換する。この２次側電圧を整流して負
荷に電力を供給している。負荷のショート等によって２
次側に流れる過電流を１次側で検出する場合、電流トラ
ンスを介して１次側に流れる電流を計測して２次側の過
電流を検出したり、直列に設けられた抵抗に流れる１次
側電流による電圧降下を計測して２次側の過電流を検出
したりしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の電源の
２次負荷側の過電流を１次側で検出する過電流検出にお
いては、入力電圧がＡＣ１００Ｖのように単一電圧の場
合には問題は無いが、ＡＣ１００Ｖ系やＡＣ２００Ｖ系
等、入力電圧が広範囲になると、入力電圧によって１次
側に流れる電流のピーク値が異なる。
２次負荷側の過電流を１次側で検出する過電流検出にお
いては、入力電圧がＡＣ１００Ｖのように単一電圧の場
合には問題は無いが、ＡＣ１００Ｖ系やＡＣ２００Ｖ系
等、入力電圧が広範囲になると、入力電圧によって１次
側に流れる電流のピーク値が異なる。
【０００４】すなわち、この種の電源は、ワールドワイ
ド入力スイッチングレギュレータ（又はユニバーサル入
力とも言う）についてのものであり、これはＡＣ１００
Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の連続入力を許容するものであ
り、入力電圧に対して回路を切換えする等の動作は一切
行われない。
ド入力スイッチングレギュレータ（又はユニバーサル入
力とも言う）についてのものであり、これはＡＣ１００
Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の連続入力を許容するものであ
り、入力電圧に対して回路を切換えする等の動作は一切
行われない。
【０００５】従って、電力変換部の高周波トランスは、
入力電圧に応じて巻線のタップを切換えするものではな
く、このトランスの１次インダクタンスは動作周波数と
スイッチング素子のＯＮ期間を中心に一定に調整された
ものであり、このことから、Ｑ１のＯＮ期間にトランス
に蓄えられた電力と２次側で消費される電力とは等しく
なることとなり、これを式に表わすと、
入力電圧に応じて巻線のタップを切換えするものではな
く、このトランスの１次インダクタンスは動作周波数と
スイッチング素子のＯＮ期間を中心に一定に調整された
ものであり、このことから、Ｑ１のＯＮ期間にトランス
に蓄えられた電力と２次側で消費される電力とは等しく
なることとなり、これを式に表わすと、
【数１】 式（１）にて、ＬＰは１次インダクタンス， Ｉ１Ｐは
１次側電流のピーク値， ｆはスイッチング周波数，
ＶＩＮは入力整流平滑電圧， ｔｏｎはスイッチング素
子のＯＮ期間， ＩＯは出力電流， ＶＯは出力電圧，
ＶＦは２次出力整流ダイオードの順方向電圧降下であ
る。
１次側電流のピーク値， ｆはスイッチング周波数，
ＶＩＮは入力整流平滑電圧， ｔｏｎはスイッチング素
子のＯＮ期間， ＩＯは出力電流， ＶＯは出力電圧，
ＶＦは２次出力整流ダイオードの順方向電圧降下であ
る。
【０００６】さらに、（１）式にて２次側電力の式 Ｉ
Ｏ・（ＶＯ＋ＶＦ）は一定に保とうとすると、入力電圧
に対して１次側のＯＮ期間を制御することになり、これ
はＰＷＭコントロールと言われ、パルス幅制御が行われ
ることになる。そして、（１）式を変形すると、
Ｏ・（ＶＯ＋ＶＦ）は一定に保とうとすると、入力電圧
に対して１次側のＯＮ期間を制御することになり、これ
はＰＷＭコントロールと言われ、パルス幅制御が行われ
ることになる。そして、（１）式を変形すると、
【数２】 が得られる。ここで、ＩＯ・（ＶＯ＋ＶＦ）＝５０Ｗ，
ＬＰ＝４００μＨ，ｆ＝１５０ＫＨｚとして（２）式
にてシミュレーションすると、ＡＣ１００Ｖ時
ＬＰ＝４００μＨ，ｆ＝１５０ＫＨｚとして（２）式
にてシミュレーションすると、ＡＣ１００Ｖ時
【数３】 ＡＣ２４０Ｖ時
【数４】 となり、このようにＡＣ１００ＶとＡＣ２４０Ｖの入力
時ではＯＮ期間（パルス幅）が異なることになる。
時ではＯＮ期間（パルス幅）が異なることになる。
【０００７】さらに、このタイプの電源では電流連続モ
ードと言っているので、実際の１次電流のピーク値は、
ードと言っているので、実際の１次電流のピーク値は、
【数５】 となり、Ｐ２は２次側出力電力， Ｔはスイッチングの
一周期， ηはトランスの変換効率で、他の項は（１）
式の説明と同じである。
一周期， ηはトランスの変換効率で、他の項は（１）
式の説明と同じである。
【０００８】他励フライバック方式のトランスでは、η
について詳細には言及しないが経験的に、入力電圧が高
くなり、ｔｏｎ期間が減少するとフェライトコアの磁束
変化量ΔＢは小さくなるが、入力電圧が上昇する分相殺
されて、鉄損自体に大幅な変化がないにしても、巻線に
流れる電流の実効値が減少するため、銅損が減少するこ
とが分かっている（さらに入力電圧が高い方がトランス
の１次〜２次の結合もよい）。このようなことから、Ａ
Ｃ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系ではトランスの変換効率
が変わる。
について詳細には言及しないが経験的に、入力電圧が高
くなり、ｔｏｎ期間が減少するとフェライトコアの磁束
変化量ΔＢは小さくなるが、入力電圧が上昇する分相殺
されて、鉄損自体に大幅な変化がないにしても、巻線に
流れる電流の実効値が減少するため、銅損が減少するこ
とが分かっている（さらに入力電圧が高い方がトランス
の１次〜２次の結合もよい）。このようなことから、Ａ
Ｃ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系ではトランスの変換効率
が変わる。
【０００９】ここで、ＡＣ１００Ｖ時のη＝０．８５，
ＡＣ２００Ｖ時のη＝０．９５，Ｐ２＝５０Ｗ， Ｔ
＝６．６７μＳ， ＬＰ＝４００μＨとして、（５）式
を用いてシミュレーションすると、ＡＣ１００Ｖ時
ＡＣ２００Ｖ時のη＝０．９５，Ｐ２＝５０Ｗ， Ｔ
＝６．６７μＳ， ＬＰ＝４００μＨとして、（５）式
を用いてシミュレーションすると、ＡＣ１００Ｖ時
【数６】 ＡＣ２４０Ｖ時
【数７】 という結果が得られる。
【００１０】以上のことより、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２
００Ｖ系でパルス幅とピーク値が異なることがわかる。
００Ｖ系でパルス幅とピーク値が異なることがわかる。
【００１１】図３はこのような１次側電流の波形を示し
ている。図において、縦軸は１次側の電流の大きさを示
し、横軸は入力電圧を示している。図からも明らかなよ
うに、ＡＣ２００Ｖ系ではＡＣ１００Ｖ系に比べて、パ
ルス幅が小さく、かつピーク値も低い。これをグラフに
表すと図４に示すような曲線となる。図において、左の
縦軸はスイッチング素子のＯＮ期間（ｔｏｎ）を示し、
右の縦軸は１次側の電流のピーク値を示し、横軸は入力
電圧を示している。従って、回路に直列に挿入した検出
素子（カレントトランス又は抵抗器）には、ほとんどリ
ニアにピーク電流の入力変動が反映されることとなる。
ている。図において、縦軸は１次側の電流の大きさを示
し、横軸は入力電圧を示している。図からも明らかなよ
うに、ＡＣ２００Ｖ系ではＡＣ１００Ｖ系に比べて、パ
ルス幅が小さく、かつピーク値も低い。これをグラフに
表すと図４に示すような曲線となる。図において、左の
縦軸はスイッチング素子のＯＮ期間（ｔｏｎ）を示し、
右の縦軸は１次側の電流のピーク値を示し、横軸は入力
電圧を示している。従って、回路に直列に挿入した検出
素子（カレントトランス又は抵抗器）には、ほとんどリ
ニアにピーク電流の入力変動が反映されることとなる。
【００１２】このため、入力電圧によって２次負荷側の
負荷電流値が一定でも過電流の検出レベルに差がでて、
結果として過電流による制御を開始する２次負荷側の負
荷電流値が異なってしまう。これは過電流保護が開始さ
れる負荷量が変化することを示している。汎用的に販売
されるスイッチング電源では、ユーザーが実際に使用す
る入力電圧範囲内に於いて保護動作を開始する負荷量が
定格の２００％にも達する変動があると、ユーザーのセ
ットにて異常が発生したときに不具合となるケースが多
い。このことから変動を抑制する必要がある。
負荷電流値が一定でも過電流の検出レベルに差がでて、
結果として過電流による制御を開始する２次負荷側の負
荷電流値が異なってしまう。これは過電流保護が開始さ
れる負荷量が変化することを示している。汎用的に販売
されるスイッチング電源では、ユーザーが実際に使用す
る入力電圧範囲内に於いて保護動作を開始する負荷量が
定格の２００％にも達する変動があると、ユーザーのセ
ットにて異常が発生したときに不具合となるケースが多
い。このことから変動を抑制する必要がある。
【００１３】さらに、入力電圧を電圧トランスで変換す
ると、電圧トランス，電圧切り替えスイッチ等部品点数
が増加し、コスト，スペース等の問題が生ずる。
ると、電圧トランス，電圧切り替えスイッチ等部品点数
が増加し、コスト，スペース等の問題が生ずる。
【００１４】また、入力電圧を単一にすると製品の種類
が増え、製品の汎用性が欠け、管理が膨大となるという
不都合があった。
が増え、製品の汎用性が欠け、管理が膨大となるという
不都合があった。
【００１５】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは入力がＡＣ１００Ｖ
系から２００Ｖ系まで広範囲で連続使用する電流連続モ
ード動作のスイッチングレギュレータの２次負荷側に流
れる過電流を１次側電流で検出する回路において、入力
電圧によって２次負荷側の過電流の検出レベルに差がで
ない過電流検出回路を提供することにある。
のであり、その目的とするところは入力がＡＣ１００Ｖ
系から２００Ｖ系まで広範囲で連続使用する電流連続モ
ード動作のスイッチングレギュレータの２次負荷側に流
れる過電流を１次側電流で検出する回路において、入力
電圧によって２次負荷側の過電流の検出レベルに差がで
ない過電流検出回路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の過電流検出回路は、入力電圧を整流し、整流
された１次側をスイッチング素子でスイッチングしてＡ
Ｃ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力で連続使用
する電流連続モード動作のスイッチングレギュレータの
２次負荷側に流れる過電流を１次側で検出する過電流検
出回路において、スイッチング素子Ｑ１を有する１次側
と、負荷のある２次側とを連結するトランスＴ１の３次
巻線Ｎ３からフォワード整流を行うダイオードＤ３と、
このダイオードＤ３で整流されたマイナス電圧を一定値
になるまでクランプするツェナーダイオードＤ４からな
る過電流検出補助回路を設け、制御ＩＣ１のマイナスカ
レントリミット検出端子に印加される、１次側電流の抵
抗Ｒ１での電圧降下を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧
に、前記過電流検出補助回路から出力されるマイナス電
圧をバイアスとして加え、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００
Ｖ系との差による検出レベルの差を補正することに特徴
を有している。
に本発明の過電流検出回路は、入力電圧を整流し、整流
された１次側をスイッチング素子でスイッチングしてＡ
Ｃ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力で連続使用
する電流連続モード動作のスイッチングレギュレータの
２次負荷側に流れる過電流を１次側で検出する過電流検
出回路において、スイッチング素子Ｑ１を有する１次側
と、負荷のある２次側とを連結するトランスＴ１の３次
巻線Ｎ３からフォワード整流を行うダイオードＤ３と、
このダイオードＤ３で整流されたマイナス電圧を一定値
になるまでクランプするツェナーダイオードＤ４からな
る過電流検出補助回路を設け、制御ＩＣ１のマイナスカ
レントリミット検出端子に印加される、１次側電流の抵
抗Ｒ１での電圧降下を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧
に、前記過電流検出補助回路から出力されるマイナス電
圧をバイアスとして加え、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００
Ｖ系との差による検出レベルの差を補正することに特徴
を有している。
【００１７】
【作用】ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力
を整流器で整流する。主回路の起動により２次負荷側に
電圧が発生する。負荷側がショート等により過電流が流
れると、１次側に流れる電流も増加する。抵抗Ｒ１によ
る１次側電流の電圧降下を測定し、閾値以上になると２
次負荷側の過電流として検出する。この場合、入力電圧
によって、抵抗Ｒ１に流れる１次側電流の電圧降下の値
が異なる。入力電圧が高い場合にはバイアスをかけて、
抵抗Ｒ１に流れる１次側電流の電圧降下の値を補正し、
入力電圧の低い場合に揃える。この補正回路が過電流検
出補助回路である。過電流検出補助回路は、主回路の起
動により電圧を発生する補助巻線たる３次巻線Ｎ３から
フォワード整流を行い、ダイオードＤ３で整流されたマ
イナス電圧を一定値になるまでツェナーダイオードＤ４
でクランプする。制御ＩＣ１のマイナスカレントリミッ
ト検出端子に印加される１次電流を変換した電圧に、こ
の過電流検出補助回路からのマイナス電圧をバイアスと
して加える。従って、入力の如何にかかわらず負荷側の
過電流を単一の閾値で検出できる。
を整流器で整流する。主回路の起動により２次負荷側に
電圧が発生する。負荷側がショート等により過電流が流
れると、１次側に流れる電流も増加する。抵抗Ｒ１によ
る１次側電流の電圧降下を測定し、閾値以上になると２
次負荷側の過電流として検出する。この場合、入力電圧
によって、抵抗Ｒ１に流れる１次側電流の電圧降下の値
が異なる。入力電圧が高い場合にはバイアスをかけて、
抵抗Ｒ１に流れる１次側電流の電圧降下の値を補正し、
入力電圧の低い場合に揃える。この補正回路が過電流検
出補助回路である。過電流検出補助回路は、主回路の起
動により電圧を発生する補助巻線たる３次巻線Ｎ３から
フォワード整流を行い、ダイオードＤ３で整流されたマ
イナス電圧を一定値になるまでツェナーダイオードＤ４
でクランプする。制御ＩＣ１のマイナスカレントリミッ
ト検出端子に印加される１次電流を変換した電圧に、こ
の過電流検出補助回路からのマイナス電圧をバイアスと
して加える。従って、入力の如何にかかわらず負荷側の
過電流を単一の閾値で検出できる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図１および図２に基
づいて説明する。図１は本発明の一実施例における過電
流検出回路を有する電源の回路構成図であり、図２は制
御ＩＣのマイナスカレントリミット検出端子における検
出端子電圧と、入力電圧及びバイアス電圧との関係を示
す図である。まず、図１において、Ｄ１は整流器であ
り、広範囲の入力電圧（ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系）
を整流する。１は制御ＩＣであり、主スイッチング素子
であるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ１を制御し、マイナ
スカレントリミット検出端子Ａを有する。Ｔ１はトラン
スであり、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２及び３次巻線Ｎ
３を有する。Ｃ１〜Ｃ５はコンデンサ、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ
５はダイオード、Ｄ４はツェナーダイオード、Ｒ１〜Ｒ
６は抵抗である。但し、制御ＩＣ１を起動させる起動電
圧回路は省略してある。過電流検出補助回路は、ダイオ
ード７Ｄ３，ツェナーダイオードＤ４，抵抗Ｒ１〜Ｒ５
から構成されている。
づいて説明する。図１は本発明の一実施例における過電
流検出回路を有する電源の回路構成図であり、図２は制
御ＩＣのマイナスカレントリミット検出端子における検
出端子電圧と、入力電圧及びバイアス電圧との関係を示
す図である。まず、図１において、Ｄ１は整流器であ
り、広範囲の入力電圧（ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系）
を整流する。１は制御ＩＣであり、主スイッチング素子
であるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ１を制御し、マイナ
スカレントリミット検出端子Ａを有する。Ｔ１はトラン
スであり、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２及び３次巻線Ｎ
３を有する。Ｃ１〜Ｃ５はコンデンサ、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ
５はダイオード、Ｄ４はツェナーダイオード、Ｒ１〜Ｒ
６は抵抗である。但し、制御ＩＣ１を起動させる起動電
圧回路は省略してある。過電流検出補助回路は、ダイオ
ード７Ｄ３，ツェナーダイオードＤ４，抵抗Ｒ１〜Ｒ５
から構成されている。
【００１９】次に動作について説明する。入力ＡＣ１０
０Ｖ〜ＡＣ２００Ｖが整流され、制御ＩＣ１はスイッチ
ング素子であるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ１を制御
し、このＮチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ１は１次側にかか
る１次側電圧をスイッチングする。１次側に直列に挿入
された抵抗Ｒ１に流れる１次側電流Ｉの電圧降下を抵抗
Ｒ２とＲ３とで分圧する。この分圧された電圧は制御Ｉ
Ｃ１のマイナスカレントリミット検出端子Ａに印加さ
れ、１次側電流が監視される。このマイナス電圧の閾値
は２次負荷側の検出すべき過電流値によって決められて
いる。
０Ｖ〜ＡＣ２００Ｖが整流され、制御ＩＣ１はスイッチ
ング素子であるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ１を制御
し、このＮチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ１は１次側にかか
る１次側電圧をスイッチングする。１次側に直列に挿入
された抵抗Ｒ１に流れる１次側電流Ｉの電圧降下を抵抗
Ｒ２とＲ３とで分圧する。この分圧された電圧は制御Ｉ
Ｃ１のマイナスカレントリミット検出端子Ａに印加さ
れ、１次側電流が監視される。このマイナス電圧の閾値
は２次負荷側の検出すべき過電流値によって決められて
いる。
【００２０】図２において、入力がＡＣ１００Ｖ系の場
合は、制御ＩＣ１のマイナスカレントリミット検出端子
Ａに印加される電圧は、Ｖ１であり、閾値ＶｔまではＶ
ｔ−Ｖ１の余裕がある。しかし、入力がＡＣ２００Ｖ系
の場合は、制御ＩＣ１のマイナスカレントリミット検出
端子Ａに印加される電圧は、Ｖ２と閾値Ｖｔに対してか
なり小さな値となるため、バイアス電圧Ｖｂを加えてＶ
１と同じ電圧にしている。もし、バイアスＶｂがない場
合は閾値ＶｔまではＶｔ−Ｖ２となり、過電流の検出に
差が生じることとなる。このバイアスを作る回路が過電
流検出補助回路である。
合は、制御ＩＣ１のマイナスカレントリミット検出端子
Ａに印加される電圧は、Ｖ１であり、閾値ＶｔまではＶ
ｔ−Ｖ１の余裕がある。しかし、入力がＡＣ２００Ｖ系
の場合は、制御ＩＣ１のマイナスカレントリミット検出
端子Ａに印加される電圧は、Ｖ２と閾値Ｖｔに対してか
なり小さな値となるため、バイアス電圧Ｖｂを加えてＶ
１と同じ電圧にしている。もし、バイアスＶｂがない場
合は閾値ＶｔまではＶｔ−Ｖ２となり、過電流の検出に
差が生じることとなる。このバイアスを作る回路が過電
流検出補助回路である。
【００２１】図１において、トランスＴ１の３次巻線Ｎ
３に発生する電圧をダイオードＤ２でフライバック整流
している為、入力電圧の変化は余り受けない。同じよう
に、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３に発生する電圧をダイ
オードＤ３でフォワード整流してマイナス電圧を作る。
ツェナーダイオードＤ４はこの整流されたマイナス電圧
からツェナー電圧を差し引いた電圧を制御ＩＣ１のマイ
ナスカレントリミット検出端子Ａに印加している。つま
り、フォワード整流することにより、入力電圧にほぼ比
例したマイナス電圧を作り、入力がＡＣ１００Ｖ系の場
合には、ダイオードＤ３でフォワード整流して作られる
マイナス電圧とツェナーダイオードＤ４のツェナー電圧
とが等しくなり、バイアス電圧は０Ｖとなる。入力がＡ
Ｃ２００Ｖ系の場合には、ダイオードＤ３でフォワード
整流して作られるマイナス電圧とツェナーダイオードＤ
４のツェナー電圧との差分がバイアス電圧となる。従っ
て、このバイアスによって、入力電圧の如何にかかわら
ず、２次側負荷の過電流を一定のレベルで検出すること
ができる。
３に発生する電圧をダイオードＤ２でフライバック整流
している為、入力電圧の変化は余り受けない。同じよう
に、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３に発生する電圧をダイ
オードＤ３でフォワード整流してマイナス電圧を作る。
ツェナーダイオードＤ４はこの整流されたマイナス電圧
からツェナー電圧を差し引いた電圧を制御ＩＣ１のマイ
ナスカレントリミット検出端子Ａに印加している。つま
り、フォワード整流することにより、入力電圧にほぼ比
例したマイナス電圧を作り、入力がＡＣ１００Ｖ系の場
合には、ダイオードＤ３でフォワード整流して作られる
マイナス電圧とツェナーダイオードＤ４のツェナー電圧
とが等しくなり、バイアス電圧は０Ｖとなる。入力がＡ
Ｃ２００Ｖ系の場合には、ダイオードＤ３でフォワード
整流して作られるマイナス電圧とツェナーダイオードＤ
４のツェナー電圧との差分がバイアス電圧となる。従っ
て、このバイアスによって、入力電圧の如何にかかわら
ず、２次側負荷の過電流を一定のレベルで検出すること
ができる。
【００２２】図５に過電流保護開始出力負荷量と入力電
圧の関係を表す。図から明らかなように、従来の回路で
は過電流保護開始出力負荷量は入力電圧が高くなると増
加してしまうが、本発明の回路では入力電圧に応じた閾
値による制御を行い、ピーク値に対して閾値を下げて、
ピーク値にほぼ追従するよう補正を行っているので、電
圧が高くなっても過電流保護開始出力負荷量は増加しな
いことがわかる。
圧の関係を表す。図から明らかなように、従来の回路で
は過電流保護開始出力負荷量は入力電圧が高くなると増
加してしまうが、本発明の回路では入力電圧に応じた閾
値による制御を行い、ピーク値に対して閾値を下げて、
ピーク値にほぼ追従するよう補正を行っているので、電
圧が高くなっても過電流保護開始出力負荷量は増加しな
いことがわかる。
【００２４】なお、過電流を検出する検出素子と制御用
のアンプの入力端子の間には、図６（ａ）の如きローパ
スフィルタによってスパイク状のノイズによる制御回路
の誤動作防止を行っており、現在市販の制御ＩＣにおい
ては必要不可欠となっている。このことから本実施例に
おいても実際は図５（ｂ）のように、遅れを伴った波形
となる。ローパスフィルタの定数は一般的に入力電圧に
よって切換えしないため、同一の減衰量ではパルス幅が
狭く、ピーク値の小さい場合は余計に過電流保護開始が
遅れる傾向にある。このため、このようなローバスフィ
ルタを使用した場合、本発明のようにピーク値にほぼ追
従するよう補正を行う過電流検出回路が過電流保護対策
としてより効果的である。
のアンプの入力端子の間には、図６（ａ）の如きローパ
スフィルタによってスパイク状のノイズによる制御回路
の誤動作防止を行っており、現在市販の制御ＩＣにおい
ては必要不可欠となっている。このことから本実施例に
おいても実際は図５（ｂ）のように、遅れを伴った波形
となる。ローパスフィルタの定数は一般的に入力電圧に
よって切換えしないため、同一の減衰量ではパルス幅が
狭く、ピーク値の小さい場合は余計に過電流保護開始が
遅れる傾向にある。このため、このようなローバスフィ
ルタを使用した場合、本発明のようにピーク値にほぼ追
従するよう補正を行う過電流検出回路が過電流保護対策
としてより効果的である。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明の過電流検出
回路は、 スイッチング素子Ｑ１を有する１次側と、負
荷のある２次側とを連結するトランスＴ１の３次巻線Ｎ
３からフォワード整流を行うダイオードＤ３と、このダ
イオードＤ３で整流されたマイナス電圧を一定値になる
までクランプするツェナーダイオードＤ４からなる過電
流検出補助回路を設け、制御ＩＣ１のマイナスカレント
リミット検出端子に印加される、１次側電流の抵抗Ｒ１
での電圧降下を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧に、前記
過電流検出補助回路から出力されるマイナス電圧をバイ
アスとして加え、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との
差による検出レベルの差を補正することととしたので、
僅かの部品からなる過電流検出補助回路を追加するだけ
で、入力がＡＣ１００Ｖ系から２００Ｖ系まで広範囲で
連続使用する電流連続モード動作のスイッチングレギュ
レータの２次負荷側に流れる過電流を１次側で同じレベ
ルで検出できる過電流検出回路を容易に作成することが
でき、入力電圧の異なる多くの国々で使用される電源に
同じ仕様で安価に信頼性の高い過電流保護対策を施すこ
とができる。
回路は、 スイッチング素子Ｑ１を有する１次側と、負
荷のある２次側とを連結するトランスＴ１の３次巻線Ｎ
３からフォワード整流を行うダイオードＤ３と、このダ
イオードＤ３で整流されたマイナス電圧を一定値になる
までクランプするツェナーダイオードＤ４からなる過電
流検出補助回路を設け、制御ＩＣ１のマイナスカレント
リミット検出端子に印加される、１次側電流の抵抗Ｒ１
での電圧降下を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧に、前記
過電流検出補助回路から出力されるマイナス電圧をバイ
アスとして加え、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との
差による検出レベルの差を補正することととしたので、
僅かの部品からなる過電流検出補助回路を追加するだけ
で、入力がＡＣ１００Ｖ系から２００Ｖ系まで広範囲で
連続使用する電流連続モード動作のスイッチングレギュ
レータの２次負荷側に流れる過電流を１次側で同じレベ
ルで検出できる過電流検出回路を容易に作成することが
でき、入力電圧の異なる多くの国々で使用される電源に
同じ仕様で安価に信頼性の高い過電流保護対策を施すこ
とができる。
【図１】本発明の一実施例における過電流検出回路を備
えた電源回路の回路構成図である。
えた電源回路の回路構成図である。
【図２】制御ＩＣのマイナスカレントリミット端子にお
ける検出端子電圧と、入力電圧及びバイアス電圧との関
係を示す図である。
ける検出端子電圧と、入力電圧及びバイアス電圧との関
係を示す図である。
【図３】１次側電流波形を示す図である。
【図４】過電流保護開始出力負荷量と入力電圧の関係を
表した図である。
表した図である。
【図５】（ａ）はローパスフイルタ、（ｂ）はこのロー
パスフイルタを通過した波形を表した図である。
パスフイルタを通過した波形を表した図である。
【図６】入力電圧とスイッチング素子のＯＮ時間及び１
次電流ピーク値の関係を示した図である。
次電流ピーク値の関係を示した図である。
１ 制御ＩＣ Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ Ｄ１ 整流器 Ｄ２，Ｄ３，Ｄ５ ダイオード Ｄ４ ツェナーダイオード Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３ トランスの巻線 Ｑ１ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗 Ｔ１ トランス
Claims (1)
- 【請求項１】 入力電圧を整流し、整流された１次側を
スイッチング素子でスイッチングしてＡＣ１００Ｖ系か
らＡＣ２００Ｖ系までの入力で連続使用する電流連続モ
ード動作のスイッチングレギュレータの２次負荷側に流
れる過電流を１次側で検出する過電流検出回路におい
て、スイッチング素子（Ｑ１）を有する１次側と、負荷のあ
る２次側とを連結するトランス（Ｔ１）の３次巻線（Ｎ
３） からフォワード整流を行うダイオード（Ｄ３）と、 このダイオード（Ｄ３）で整流されたマイナス電圧を一
定値になるまでクランプするツェナーダイオード（Ｄ
４）からなる過電流検出補助回路を設け、 制御ＩＣ（１）のマイナスカレントリミット検出端子に
印加される、１次側電流の抵抗（Ｒ１）での電圧降下を
抵抗（Ｒ２，Ｒ３）で分圧した電圧に、前記過電流検出
補助回路から出力されるマイナス電圧をバイアスとして
加え、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との差による検
出レベルの差を補正したことを特徴とする過電流検出回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3260982A JPH0787701B2 (ja) | 1991-09-12 | 1991-09-12 | 過電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3260982A JPH0787701B2 (ja) | 1991-09-12 | 1991-09-12 | 過電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0576185A JPH0576185A (ja) | 1993-03-26 |
| JPH0787701B2 true JPH0787701B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=17355438
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3260982A Expired - Lifetime JPH0787701B2 (ja) | 1991-09-12 | 1991-09-12 | 過電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787701B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6084972A (ja) * | 1983-10-14 | 1985-05-14 | Toshiba Corp | インバ−タの保護装置 |
-
1991
- 1991-09-12 JP JP3260982A patent/JPH0787701B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6084972A (ja) * | 1983-10-14 | 1985-05-14 | Toshiba Corp | インバ−タの保護装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0576185A (ja) | 1993-03-26 |
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