JPH0785573B2 - カラーテレビジョン受像機のドーミング防止回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （イ） 産業上の利用分野 本発明はカラーテレビジョン受像機に採用するドーミン
グ防止に関する。

（ロ） 従来の技術 最近のカラーテレビジョン受像機では、高輝度化の要望
により、受像管を従来よりも一段と大きなビーム電流で
駆動している。

このため、当然ドーミング（doming）が発生しやすくな
る。

尚、ドーミングとは、画面上に色ずれが発生する現象で
あり、よく知られている。つまり、画面上に白等の高輝
度部が存在する場合、その高輝度部に対応する受像管の
シャドウマスクの部分が電子ビームにより次第に熱変形
を起こす。この熱変形により電子ビームにミスランデイ
ングが生じ、色ずれ（白が赤または青味がかる）が発生
する。

ドーミング現象は白色等の高輝度部分が局所的に画面上
で長時間静止することにより発生する。

従って、ドーミング現象は画面全体にわたる受像管の平
均ビーム電流が所定値以下であっても発生する。つま
り、ABL回路（自動ブライトリミッタ）またはACL回路
（自動コントラストリミッタ）では、ドーミング現象を
効果的に防止することはできない。

例えば、米国特許4,096,518は、輝度およびコントラス
トを低減することによりビーム電流を制限する構成を開
示している。この技術においては、平均電子ビームレベ
ルが検出され、この検出レベルに応じて色信号振幅制限
および輝度信号振幅制限が同時に行なわれて、過大ビー
ム電流が制限されている。

又、米国特許4,587,554は、受像管を流れる電子ビーム
電流を制限するための回路構成を開示している。この技
術においては、映像信号の黒レベルが検出され、この検
出された黒レベルに応じて輝度レベルの低減比とコント
ラストの低減比の比率が変化される。

又、米国特許4,196,446は、電子ビーム電流を、画面中
心部からの電子ビームの走査距離に応じて単調的に変化
させる構成が開示されている。この技術においては、電
子ビーム電流が画面中心部からの距離に応じて単調的に
減少される。

又、回路的に防止するのではなく、放熱性の良い又は熱
膨張係数の小さい高価なシャドウマスク（鉄とニッケル
合成からなるシャドウマスク、又は、電子ビームの反射
係数の高い金属による表面コーティングしたシャドウマ
スク）を使用して防止することも考えられている。

（ハ） 発明が解決しようとする課題 本発明は比較的簡単な回路によって、局所的な高輝度部
分が長時間続くことによるドーミング現象を確実に防止
することを目的とする。

（ニ） 課題を解決するための手段 本発明のドーミング防止回路は、映像信号中の所定面積
以上の部分的な高輝度部を検出したときに出力を発生す
る高輝度部検出回路（５、６、７、８、９、10）と、そ
の検出出力の発生時点から緩やかに変化し上記検出出力
の消滅時点で急速に復帰する制御信号を発生する輝度制
御信号発生回路（11）と、その制御信号の上記緩やかな
方向の変化に応じて画面の輝度を徐々に下げて行くよう
制御する輝度制御回路（１、60）とからなる。

そして、特に好適な実施例では前記高輝度部検出回路
が、高域成分を除去した映像信号を第１基準レベルと比
較する第１比較回路（６）と、この比較回路の出力に応
じて充放電が切換えられる充放電回路（９）と、この充
放電回路の出力を第２基準レベルと比較する第２比較回
路（10）からなる。

（ホ） 作用 ドーミング現象は、部分的な高輝度部に応答して直ちに
現われるのではなく、その高輝度部分が一定時間持続し
たときに次第に現われるものである。よって、上記の如
く輝度を徐々に低下させることによってドーミングが防
止される。

（ヘ） 実施例 第１図に本発明の一実施例を示す。第１図に於いて、
（１）は輝度／クロマ信号処理回路ブロックである。
（４）は、再生画面の高輝度部分を検出する回路ブロッ
クである。（60）は、画像の輝度およびコントラストを
制御する信号を発生する回路ブロック（60）である。

輝度／クロマ信号処理解路ブロック（１）において、
（２）はコントラスト（白レベルと黒レベルの比）を制
御するコントラスト制御回路である。（３）は画像の輝
度信号レベルを制御する輝度制御回路である。（50）
は、輝度制御回路（３）からの輝度信号（負極性の−Ｙ
信号）と色差信号とからRGBの３色の信号を導出するRGB
マトリックス（50）である。

この輝度／クロマ信号処理回路ブロック（１）は、たと
えば松下電子工業株式会社製のAN5301NK等の集積回路を
用いて構成される。RGBマトリクス（50）からのRGB信号
は受像管を駆動するドライブ回路（DR）へ与えられる。
これにより、RGB信号に応じた電子ビームが放出され
る。受像管CRTのアノードには、たとえば＋140V程度の
高圧（V_H）が抵抗（R_F）およびフライバックトランス
（FB）を介して昇圧されて印加される。

輝度／コントラスト制御ブロック（60）は、輝度制御信
号発生回路（61）と、コントラスト制御信号発生回路
（62）とを含む。この輝度制御信号発生回路（61）およ
びコントラスト制御信号発生回路（62）は共に抵抗
（R_F）とフライバックトランス（FB）との接続点の電圧
に応じて輝度およびコントラストをそれぞれ制御する信
号を発生する。すなわち、大きなビーム電流が流れた場
合、抵抗（R_F）にも大きな電流が流れ、抵抗（R_F）とフ
ライバックトランス（FB）との接続点の電位が低下す
る。この電位低下に応答して、輝度およびコントラスト
を急速に低減する制御信号を回路（61）および（62）が
発生する。これにより、いわゆるABLおよびACLによる輝
度とコントラストの制御が行なわれる。

コントラスト制御信号発生回路（62）には、高輝度検出
回路ブロック（４）からの制御信号も与えられる。これ
により、画面上に局部的に高輝度部分が発生した場合、
高輝度検出回路ブロック（４）からの制御信号に応答し
てコントラストを低減する信号がコントラスト制御信号
発生回路（62）を介してコントラスト制御回路（２）に
入力される。

高輝度部分検出回路ブロック（４）において、（５）は
ローパスフィルタである。（７）は垂直変調電圧作成回
路である。（８）は、水平変調電圧作成回路である。
（40）は、垂直変調電圧作成回路（７）および水平変調
電圧作成回路（８）出力を直流バイアス電圧に加算する
加算器である。（６）は、ローパスフィルタ（５）出力
と加算器（40）出力とを比較する第１比較器である。
（９）は、第１比較器（６）出力に応答して充放電を行
なう充放電回路である。（10）は、充放電回路（９）出
力を第２基準電圧（Vf2）と比較する第２比較器であ
る。（11）は、第２比較回路（10）出力に応答して輝度
／コントラストを徐々に低減するための制御信号を発生
する制御信号発生回路（11）である。

ローパスフィルタ（５）は、輝度制御回路（３）からの
負極性の輝度信号の低域成分のみを通過させる。これに
より、画面上の縦縞等の高域成分が除去される。垂直変
調電圧作成回路（７）は、垂直走査周期を有する信号に
応答して垂直走査周期でそのレベルが変化する電圧信号
を発生する。水平変調電圧作成回路（８）は水平走査周
期で変化するパルス信号に応答して、水平走査周期でそ
のレベルが変化する電圧信号を発生する。

加算器（40）は、この垂直、水平変調回路（７）（８）
からの電圧信号を直流バイアス電圧に加算して、第１基
準電圧信号（Vf1）を導出する。この垂直および水平走
査周期で変化する基準電圧信号（Vf1）を用いることに
より、画面周辺部における高輝度部分の検出感度を高め
ることができる。

第１比較器（６）は、この第１基準電圧（Vf1）とロー
パスフィルタ（５）からの輝度信号とを比較し、画面上
に所定幅以上の高輝度部分が存在するか否かを示す信号
を発生する。

充放電回路（９）は、第１比較器（６）からの検出信号
に応答して、その出力電圧の充放電を行ない、その充放
電された電圧レベルに対応する信号を発生する。この充
放電回路（９）は、第１比較器（６）からの高輝度部分
検出信号に応答して急速に放電し、それ以外の場合に
は、低速で充電する特性を持つ。

第２比較器（10）は、その充放電回路（９）からの出力
電圧と第２基準電圧（Vf2）とを比較する。第２比較器
（10）は、充放電回路（９）の出力電圧が第２基準電圧
（Vf2）より小さくなった場合には、所定面積以上の高
輝度部分が存在することを示すローレベル信号を発生す
る。

制御信号発生回路（11）は、第２比較器（10）からの信
号に応答して出力電圧の充放電を行なう。

この制御信号発生回路（11）における制御信号は、第２
比較器（10）出力からの高輝度部分検出信号に応答して
緩やかに変化し、高輝度部分が検出されなくなると、急
速で元の状態へ復帰する信号を発生する。

たとえば、制御信号発生回路（11）における充放電回路
は、充電時定数が充電時定数よりもはるかに大きく設定
される。これにより、所定面積以上の高輝度部分の検出
時において、再生画像のコントラスト（広義の輝度）が
徐々に低下するようにされる。この制御信号発生回路
（11）からの出力電圧信号はコントラスト制御信号発生
回路（62）を介してコントラスト制御回路（２）へ伝達
される。

次に第１図に示す各回路の動作をその各部の波形を示す
第２図〜第４図を参照して説明する。

まず第２図を参照して第１基準電圧（Vf1）の作成につ
いて説明する。垂直変調電圧作成回路（７）には、垂直
走査周期（1/60秒）のパルス信号またはノコギリ波状の
信号が与えられる。垂直変調電圧作成回路（７）は、こ
のパルス信号（またはノコギリ波信号）から垂直走査周
期のパラボラ波電圧信号を導出する。

大平変調電圧作成回路（８）には水平走査周期（1H:1/f
_H）のパルス信号が与えられる。水平変調電圧作成回路
（８）は、この水平走査周期のパルス信号から周期
（f_H）の正弦波信号を導出し、かつこの正弦波信号を所
定レベルでスライスして出力する。

加算器（40）は、この垂直変調電圧作成回路（７）出力
と水平変調電圧作成回路（８）出力とを加算して第１基
準電圧（Vf1）を出力する。したがって、第１基準電圧
（Vf1）は、第２図（ｅ）に示すように、垂直変調電圧
作成回路（７）の出力で水平変調電圧作成回路（８）出
力を変調した波形となる。この基準電圧（Vf1）は画面
上下および左右の部分で高くなり、その画面中心部では
低くなっている。

これにより、ドーミング現象の発生しやすい画面周辺部
における高輝度部分の検出感度が高められている。

次に、各水平走査期間ごとの回路動作について第３図を
参照して説明する。第３図（ａ）に示すように、画面に
局部的に高輝度部分（WH）が存在する場合を考える。ロ
ーパスフィルタ（５）は、輝度制御回路（３）からの負
極性の輝度信号（−Ｙ）を受け、その低域成分のみを通
過させる。

第３図（ａ）に示す水平走査線（S1）の時、また高輝度
部分（WH）は走査されていない。したがって、ローパス
フィルタ（５）からの出力信号レベルは第１基準電圧信
号（Vf1）よりも高く、比較器（６）の出力信号レベル
は“H"（ハイレベル）のままである。この場合、充放電
回路（９）は定常状態の充電状態にあり、この出力信号
レベルは第２基準電圧レベル（Vf2）よりも高く、第２
比較器（10）の出力信号レベルも“H"である。

水平走査線（S2）において、高輝度部分（WH）が初めて
走査される。ローパスフィルタ（５）からの出力信号の
うちこの高輝度部分（WH）に対応する出力信号レベルの
みが第１基準電圧（Vf1）よりも小さくなる。これによ
り、第１比較器（６）の出力信号が“L"（ローレベル）
に立下がる。充放電回路（９）は、この比較回路（６）
からの“L"の出力信号に応答して急速に放電を行ない、
その出力信号レベル少し下げる。充放電回路（９）の放
電動作は、この高輝度部分に対応する期間のみ行われる
ため、このときまだ、充放電回路（９）からの出力信号
レベルは第２基準電圧（Vf2）より小さくならない。そ
して高輝度部分以外の部分においては、充放電回路
（９）において充電動作が緩やかに行なわれその出力信
号レベルが徐々に上昇する。この高輝度部分（WH）が何
回か走査されると（第３図ｅにおいては４回）、充放電
回路（９）の出力信号レベルは、その充放電時定数の差
により、徐々に低下していき、第２基準電圧（Vf2）よ
り小さくなる。この充電放電回路（９）の出力信号が第
２基準電圧（Vf2）より小さいと、第２比較器（10）の
出力信号が“L"に立下がり、制御信号発生回路（11）に
放電を生じさせ、その出力信号レベルを徐々に低下させ
る。その制御信号発生回路（11）の制御信号はコントラ
スト制御信号発生回路（62）を介してコントラスト制御
回路（２）へ与えられる。

コントラスト制御回路（２）は、この制御信号発生回路
（11）からの制御信号のレベルに応じてコントラスト
（輝度）を徐々に低下させる。

したがって、この制御信号発生回路（11）からの制御信
号に応答して、再生画像全体のコントラスト／輝度が徐
々に低下していく。

ここで、ドーミング現象は、前述のごとく高輝度部が現
われると直ちに発生するものではなく、高輝度部分長時
間静止して存在し、シャドウマスクが次第に温度上昇す
ることによって徐々に進行し、所定時間（数十秒）後に
大きく出現する。したがって、上述のごとく、画面の輝
度／コントラストを次第に低下させていくことにより、
画面に視覚上不自然な輝度変化を与えるひことなくドー
ミング現象を確実に防止することができる。

上述の第３図に示す動作は、６水平走査期間におけるも
のであるが、次に第４図を参照して長時間（数十秒；数
十フィールド）にわたる動作について説明する。まず、
画面に高輝度受分（WH）が現われると、充放電回路の出
力信号レベルが徐々に低下する。この高輝度部分（WH）
が所定面積以上あれば、この充放電回路（９）の出力信
号レベルが第２基準電圧（Vf2）より小さくなり、第２
比較器（10）の出力信号が“L"に立下がる。制御信号発
生回路（11）の放電により、その出力信号レベルが徐々
に低下する。これにより、前述のごとく徐々に画面全体
のコントラスト／輝度が低下し、高輝度部分（WH）の輝
度も徐々に低下する。

第４図ａに示す高輝度部分（WH）は輝度分布を有してお
り、この高輝度部分（WH）の破線ブロック内が最高輝度
を有する部分であれば、まず高輝度部分（WH）の最高輝
度部分を除く領域のみがまず輝度制限を受ける。これに
より、この輝度制限を受けた部分においては、充放電回
路（９）における放電動作は生じない。この高輝度部分
（破線ブロック内）が所定面積以上存在すれば、引き続
き充放電回路（９）において放電動作が行なわれること
になり、画面全体のコントラスト／輝度の低減が行なわ
れる。

画面が変化して、高輝度部分（WH）が消滅した場合に
は、充放電回路（９）における充電動作により、その出
力電圧レベルがこの基準電圧（Vf2）を越え、第２比較
器（10）の出力信号レベルが“H"に立上がる。これによ
り、制御信号発生回路（11）の出力信号は急速に定常状
態時のレベルにまで充電され、これにより画面のコント
ラスト／輝度が元の状態に復帰する。高輝度部分（WH）
が消滅した場合には、画面全体の内容が切換わっている
ため、画面のコントラスト／輝度をこのように変化させ
たとしても、視覚上不自然を感じることはない。

次に、各回路ブロックの具体的構成および動作について
説明する。第５図にドーミング防止回路の具体的構成の
一例を示す。

第５図の於いて、ローパスフィルタ（５）は、npnバイ
ポーラトランジスタ（Q1）と、トランジスタ（Q1）のエ
ミッタ出力の積分して低周波成分のみを出力する抵抗
（R10）キャパシタ（C2）と、エミッタ抵抗（R9）より
なる。

npnバイポーラトランジスタ（Q1）はそのベースに輝度
制御回路（３）からの負極性の輝度信号（−Ｙ）を受け
る。このコレクタは電源電圧（＋Vcc）に接続される。
そのエミッタは抵抗（R9）を介して接地電位に接続され
る。キャパシタ（C2）は抵抗（R10）を介して、抵抗（R
9）と並列でトランジスタ（Q1）のエミッタに接続され
る。

ローパスフィルタ（５）は、この抵抗（R10）とキャパ
シタ（C2）のそれぞれの抵抗値および容量値により決定
される周波数領域のみを通過させる。このキャパシタ
（C2）の電位は、第１比較器（６）へ伝達される。抵抗
（R9）はバイポーラトランジスタ（Q1）のエミッタ抵抗
であり、トランジスタ（Q1）に負帰還をかけることによ
り、このトランジスタの動作特性を安定化させる。

第１比較器（６）は、差動比較器を構成するnpnバイポ
ーラトランジスタ（Q2）（Q3）と、差動比較段に定電流
を供給するnpnバイポーラトランジスタ（Q4）とを含
む。

トランジスタ（Q2）はそのベースがローパスフィルタ
（５）の出力に結合される。そのコレクタが電源電位
（Vcc）に接続される。そのエミッタが抵抗（R11）を介
してトランジスタ（Q4）のコレクタに接続される。

トランジスタ（Q3）はそのベースに水平変調電圧作成回
路（８）と垂直変調電圧作成回路（７）からの出力信号
を受ける。そのコレクタが抵抗（R13）を介して電源電
位（Vcc）に接続される。そのエミッタが抵抗（R12）を
介してトランジスタ（Q4）のコレクタに接続される。

トランジスタ（Q4）はそのベースに、抵抗（R15）（R1
6）と抵抗（R17）との抵抗比により決定されたバイアス
電圧を受ける。そのエミッタが抵抗（R14）を介して設
置電位に接続される。

トランジスタ（Q3）のベースには、抵抗（R15）と、抵
抗（R16）（R17）の比により決定されるバイアス電圧が
印加される。バイポーラトランジスタ（Q3）のコレクタ
から比較結果を示す信号が導出され、充放電回路（９）
へ伝達される。

充放電回路（９）は、npnバイポーラトランジスタ（Q
9）、抵抗（R31）、ダイオード（D3）キャパシタ（C9）
から成る。

トランジスタ（Q9）のエミッタは抵抗（R30）を介して
電源電位（Vcc）に接続される。そのコレクタが接地電
位に接続され、そのベースに比較回路（６）の出力を受
ける。

キャパシタ（C9）はその一方がダイオード（D3）と抵抗
（R31）を介してトランジスタ（Q9）に接続されるとと
もに、抵抗（R32）を介して電源電位（Vcc）に接続され
る。このキャパシタ（C9）の他方は接地電位に接続され
る。

ダイオード（D3）は、そのカソードが抵抗（R31）に接
続され、そのアノードが抵抗（R32）およびキャパシタ
（C9）の一方に接続される。

抵抗（R31）は比較的小さな抵抗値を有し、抵抗（R32）
は大きな抵抗値を有している。

したがってキャパシタ（C9）は、トランジスタ（Q9）の
オフ状態の場合には、高抵抗の抵抗（R32）を介して徐
々に充電され、一方、トランジスタ（Q9）がオン状態の
場合には、低抵抗の抵抗（R31）を介して急速に放電さ
れる。

充放電回路（９）はさらに出力段にNPNバイポーラトラ
ンジスタ（Q10）を含む。バイポラトランジスタ（Q10）
はそのコレクタが電源電位（Vcc）に接続され、そのベ
ースが充放電回路（９）の出力（キャパシタC9の一方）
に結合され、そのエミッタがエミッタ抵抗（R33）を介
して接地電位に接続される。

第２比較回路（10）はオペアンプ（OP2）（演算増幅
器）を含む。演算増幅器（OP2）は、その正入力にトラ
ンジスタ（Q10）のエミッタ電圧を受ける。その負入力
に抵抗（R34）と抵抗（R35）との抵抗比により決定され
る一定の直流バイアス電圧（Vf2）を受ける。演算増幅
器（OP2）は比較的構成し、トランジスタ（Q10）のエミ
ッタ電圧が基準電圧（Vf2）よりも小さくなると“L"の
信号を出力する。

制御信号発生回路（11）は、npnバイポーラトランジス
タ（Q11）と、充放電を行なうための抵抗（R37）（R3
8）ダイオード（D4）キャパシタ（C10）と、出力用npn
バイポーラトランジスタ（Q12）とを含む。

バイポーラトランジスタ（Q11）はそのベースに演算増
幅器（OP2）出力を受ける。そのコレクタが電源電位（V
cc）に接続される。そのエミッタが抵抗（R36）を介し
て接地電位に接続される。トランジスタ（Q11）のエミ
ッタは、抵抗（R38）とダイオード（D4）を介してキャ
パシタ（C10）の一方に接続される。

ダイオード（D4）はそのアノードが抵抗（R38）に接続
され、そのカソードがキャパシタ（C10）の一方に接続
される。

トランジスタ（Q12）は、そのコレクタが電源電位（Vc
c）に接続される。そのベースがキャパシタ（C10）の一
方電極に接続される。そのエミッタが抵抗（R39）を介
して接地電位に接続されるとともに、抵抗（R40）を介
してコントラスト制御信号発生回路（62）へ結合され
る。抵抗（R37）は比較的高抵抗を有しており、一方抵
抗（R38）は比較的小さな抵抗を有している。したがっ
て、トランジスタ（Q11）をオン状態の場合には、抵抗
（R38）を介してキャパシタ（C10）が急速に充電され、
一方トランジスタ（Q11）がオフ状態の場合には、抵抗
（R37）を介してキャパシタ（C10）は比較的緩やかに放
電される。

コントラスト制御信号発生回路（62）は、コントラスト
レベルを調整するための抵抗（R3）（R5）（R7）可変抵
抗（VR1）と、ABLを機能させるためのダイオード（D1）
（R1）を含む。抵抗（R5）可変抵抗（VR1）抵抗（R7）
は電源電位（Vcc）と接地電位との間に直列に接続され
る。

抵抗（R3）はその一方端が可変抵抗（VR1）に接続さ
れ、その他方端が端子（T1）を介してコントラスト制御
回路（２）へ接続される。

また、制御信号発生回路（11）からの信号線（L1）を介
した制御信号は抵抗（R3）の他方端に結合され、同様に
端子（T1）を介してコントラスト制御回路（２）へ伝達
される。抵抗（R3）の他方端と接地電位との間に直列に
ダイオード（D1）抵抗（R1）キャパシタ（C1）が接続さ
れる。キャパシタ（C1）の一方は、フライバックトラン
スの高圧巻線（第１図参照）へ接続される。

輝度制御信号圧発生回路（61）は、電源電位（Vcc）と
接地電位との間に直列に接続された抵抗（R8）、可変抵
抗（VR2）抵抗（R6）と、輝度レベルを規定するための
抵抗（R4）と、輝度ABLをかけるための、ダイオード（D
2）、抵抗（R2）を含む。

抵抗（R4）の一方端は可変抵抗（VR2）に接続され、そ
の他方端は端子（T2）を介して輝度制御回路（３）へ接
続される。抵抗（R4）の他方端とキャパシタ（C1）の一
方との間にダイオード（D2）抵抗（R2）が直列に接続さ
れる。

垂直変調電圧作成回路（７）は、npnバイポーラトラン
ジスタ（Q5）（Q6）と、キャパシタ（C5）（C3）を含
む。

トランジスタ（Q5）はそのベースに端子（T4）を介して
与えられる垂直走査周期の鋸歯状の電圧信号を受け、そ
のコレクタが電源電位（Vcc）に接続される。そして、
そのエミッタが抵抗（R20）を介して接地電位に接続さ
れるとともに、抵抗（R19）を介してトランジスタ（Q
6）のベースに接続される。

トランジスタ（Q6）はそのコレクタが電源電位（Vcc）
に接続される。そして、エミッタがキャパシタ（C3）に
接続されるとともに、抵抗（R18）を介して接地電位に
接続される。トランジスタ（Q6）と接地電位との間にキ
ャパシタ（C5）が設けられる。

バイポーラトランジスタ（Q5）はエミッタフォロワで動
作する。トランジスタ（Q5）がオン状態の場合には、抵
抗（R19）とキャパシタ（C5）からなる積分回路によ
り、このトランジスタ（Q5）のエミッタ出力（ノコギリ
波電圧信号）が積分されて、トランジスタ（Q6）のベー
スへ伝達される。

バイポーラトランジスタ（Q6）はエミッタフォロワで動
作し、このベース電圧に応答した電圧をキャパシタ（C
3）へ伝達する。

鋸歯状の垂直周期の信号が抵抗（R19）およびキャパシ
タ（C5）からなる積分回路により、パイボラ波電圧に変
換される。このパラボラ波電圧はエミッタフォロワトラ
ンジスタ（Q6）のエミッタより出力され、容量結合用キ
ャパシタ（C3）を介して変調出力電圧として出力され
る。

水平変調電圧作成回路（８）は、演算増幅器（OP1）、
水平周波数を共振周波数とする共振回路（LC）、npnバ
イポーラトランジスタ（Q7）npnバイポーラトランジス
タ（Q8）を含む。

演算増幅器（OP1）は、その正入力に端子（T5）を介し
て与えられる水平走査周期のフライバックパルスを抵抗
（R29）、キャパシタ（C8）、抵抗（R27）を介して受け
る。

キャパシタ（C8）の一方と接地電位との間に抵抗（R2
8）が接続される。

演算増幅器（OP1）の正入力と出力との間にフィードバ
ック抵抗（R24）が接続される。

演算増幅器（OP1）の負入力には、抵抗（R25）と抵抗
（R26）との抵抗比により決定される基準電圧が印加さ
れる。

演算増幅器（OP1）の出力はカップリングキャパシタ（C
7）を介してトランジスタ（Q7）のベースへ結合され
る。

トランジスタ（Q7）のベースへは抵抗（R70）および（R
71）の抵抗比で決定される直流バイアス電圧が印加され
る。

トランジスタ（Q7）のコレクタはコイルとキャパシタ
（C6）からなる共振回路（LC）と抵抗（R22）を介して
電源電圧（Vcc）に接続される。そのエミッタは抵抗（R
23）を介して接地電位に接続される。さらに、このトラ
ンジスタ（Q7）のコレクタはトランジスタ（Q8）のベー
スに接続される。

トランジスタ（Q8）のエミッタは抵抗（R21）を介して
電源電圧（Vcc）に接続されるとともに、キャパシタ（C
4）の一方に接続される。コレクタは接地電位に接続さ
れる。

そして、キャパシタ（C4）より水平変調出力電圧が出力
される。

端子（T5）へ与えられる水平フライバックパルス（FB
P）は、抵抗（R28）と抵抗（R29）の分圧抵抗により分
圧された後、結合コンデンサ（C8）と入力抵抗（R27）
を介して演算増幅器（OP1）の正入力へ与えられる。

演算増幅器（OP1）は、正入力電圧を基準抵抗（R25）と
（R26）により与えられる基準電圧と正入力電圧とを比
較し、その比較結果を増幅して出力し、キャパシタ（C
7）を介してトランジスタ（Q7）のベースへ伝達する。

トランジスタ（Q7）と共振回路（LC）とは水平周波数f_H
を共振周波数とする同調アンプを構成しており、この演
算増幅器（OP1）からの信号を正弦波電圧に変換する。

トランジスタ（Q8）は、この同調アンプ（トランジスタ
Q7）の出力をそのエミッタ抵抗（R21）により規定され
るレベルでスライスして出力する。

そして、キャパシタ（C4）を介して、変調出力電圧が出
力される。

このキャパシタ（C3）および（C4）の和が水平垂直走査
周期で変化する第１基準電圧（Vf1）となる。

次に、各回路の動作についてその動作波形図を参照して
再度説明する。

まず、第６図を参照して、ローパスフィルタ（５）、第
１比較器（６）、充放電回路（９）の動作について説明
する。

第６図に示すように画面において高輝度部分（WH）を有
する部分が走査線Ｓ−Ｓ′で走査された場合を考える。
輝度制御回路（３）から端子（T3）を介して負極性の輝
度信号（−Ｙ）がローパスフィルタ（５）へ伝達され
る。この負極性の輝度信号（−Ｙ）に応答して、エミッ
タフォロワトラジスタ（Q1）が、この負極性の輝度信号
に対応する信号を導出する。このトランジスタ（Q1）か
らの出力信号は抵抗（R10）とキャパシタ（C2）で高域
成分が除去され、低域成分のみが抽出される。

このローパスフィルタ（５）の出力は第６図（ｂ）に示
すように、画面の高輝度部分（WH）に対応する部分のみ
が基準電圧（Vf1）よりも小さいレベルとなる。ここ
で、説明の便宜上基準電圧（Vf1）は一定電圧であると
して説明する。

このローパスフィルタ（５）の出力電圧は、トランジス
タ（Q2）（Q3）（Q4）からなる差動比較段において基準
電圧（Vf1）と比較される。

したがって、高輝度部分（WH）に対応する部分において
は、トランジスタ（Q3）がオン状態となり、一方、それ
以外の部分においては、トランジスタ（Q2）がオン状態
となる。その結果、トランジスタ（Q3）がオン状態とな
る高輝度部分に対応する期間の間、第１比較回路（６）
からは“L"の信号が出力されて充放電回路（９）へ伝達
される。

このトランジスタ（Q3）のコレクタ電圧はpnpトランジ
スタ（Q9）のベースへ伝達されている。したがって、高
輝度部分（WH）に対応する期間においてのみ、トランジ
スタ（Q9）がオン状態となり、低抵抗（R31）を介して
急速にキャパシタ（C9）の電圧を放電する。一方、それ
以外の部分（BL）に対応する期間においては、トランジ
スタ（Q9）はオフ状態であるため、キャパシタ（C9）は
抵抗（R32）を介して比較的緩やかに充電される。

ここで、充放電回路（９）の放電時定数は、充電時定数
のたとえば約100倍とされている。

この高輝度部分に対応する部分におけるキャパシタ（C
9）の放電により、キャパシタ（C9）の電位レベルが低
下する。高輝度部分（WH）が所定幅以上あれば、この充
放電回路（９）における充放電が繰返し行なわれること
により、キャパシタ（C9）の電圧が徐々に低下する。こ
こで第６図（ｃ）において高輝度部分（WH）が何回が走
査されて後の充放電回路（９）出力の状態が示される。

高輝度部分（WH）が一定面積以下の場合には、この充放
電回路（９）の出力レベルは第２基準電圧（Vf2）以上
であるが、一定面積以上の高輝度部分（WH）が存在する
場合には、このトランジスタ（Q10）のエミッタ出力が
第２基準電圧（Vf2）以下になる。比較回路（10）は、
このトランジスタ（Q10）のエミッタ出力を、抵抗（R3
4）と（R35）で規定される第２基準電圧（Vf2）と比較
する。

したがって、このバイポーラトラジスタ（Q10）のエミ
ッタ出力が基準電圧（Vf2）よりも小さい場合には“L"
レベルの信号を出力し、一方トランジスタ（Q10）の出
力が基準電圧（Vf2）を越えると、“H"レベルの信号を
出力する。

すなわち、この第２比較回路（10）からは、画面上に所
定面積以上の局部的な高輝度部分（WH）が存在するとき
のみ、この演算増幅器（OP2）出力は“L"レベルとなる
（第７図参照）。この演増幅器（OP2）出力は制御信号
発生回路（11）の入力トランジスタ（Q11）のベースへ
与えられる。トランジスタ（Q11）は演算増幅器（OP2）
の出力が“H"レベルの時、オン状態となり、抵抗（R3
8）を介して急速にキャパシタ（C10）を充電する。

所定面積以上の高輝度部分（WH）が存在すれば、演算増
幅器（OP2）の出力信号レベルは“L"レベルになるた
め、トランジスタ（Q11）はオフ状態になる。したがっ
て、キャパシタ（C10）は高抵抗（R37）と抵抗（R36）
を介して徐々に放電され、その電位レベルが徐々に低下
する。このキャパシタ（C10）の電圧レベルはエミッタ
フォロワトランジスタ（Q12）および抵抗（R40）を介し
て端子（T1）へ伝達される。この制御信号発生回路（1
1）からの制御信号レベルを徐々に低下させることによ
り、抵抗（R3）（R5）（R7）可変抵抗（VR1）からなる
コントラスト制御レベルにかかわらず、制御端子（T1）
へ印加される電圧を徐々に低下させ画面のコントラスト
（輝度）を徐々に低減する。

一方、この高輝度部分（WH）が消滅した場合には、充放
電回路（９）からの出力、すなわち、トランジスタ（Q1
0）のエミッタ出力電圧は基準電圧（Vf2）を越える。し
たがって、演算増幅器（OP2）出力は“H"レベルとな
り、それによりトランジスタ（Q11）がオン状態とな
る。この結果、キャパシタ（C10）が高速で抵抗（R38）
およびダイオード（D4）を介して充電される。このキャ
パシタ（C10）の定常状態時（高輝度部分が存在しない
時）の充電電圧はトランジスタ（Q12）を介しておよび
抵抗（R40）を介して端子（T1）へ伝達され、コントラ
スト（輝度）は元に状態に復帰する。

ここで、抵抗（R37）（R38）を介するキャパシタ（C1
0）の放電の時定数と、抵抗（R38）を介する充電の時定
数は、たとえば約400対１に設定されている。

尚、ここで、制御信号発生回路（11）からの制御信号の
電圧レベルの低下に応じて端子（T1）へ与えられる信号
電圧レベルが徐々に低下するのは以下の理由による。可
変抵抗（VR1）を適当な位置に調節することにより、抵
抗（R3）を介して端子（T1）には所定のコントラスト比
を与える制御電圧が印加されている。定常状態において
は、キャパシタ（C10）の飽和充電電圧がエミッタフォ
ロアトランジスタ（Q12）抵抗（R40）を介して端子（T
1）へも伝達されている。このとき、定常状態時におけ
る回路（11）からの制御信号電圧レベルが、抵抗（R3）
からのコントラスト制御信号電圧レベルよりも高けれ
ば、この制御信号電圧レベルは、抵抗（R3）、可変抵抗
（VR1）および抵抗（R7）を介して放電され、可変抵抗
（VR1）により設定されたコントラスト制御信号電圧レ
ベルに保持される。一方、この回路（11）からの制御信
号電圧レベルが徐々に低下し、可変抵抗（VR1）により
設定されているコントラスト比制御信号電圧レベルより
低下すれば、この端子（T1）の電圧レベルは抵抗（R4
0）および抵抗（R39）を介して放電されることになり、
制御端子（T1）へ伝達される信号電圧レベルが低下す
る。これにより、設定されたコントラスト比にかかわり
なく、所定面積以上の高輝度部分（WH）が存在する場合
には、制御信号発生回路（11）からの制御信号に応答し
てコントラスト比を低減することができる。

次に、上述の説明において一定であるとして説明した第
１基準電圧（Vf1）を発生するための回路（８）（７）
の動作について説明する。

まず第８図を参照して水平変調電圧作成回路（８）の動
作について説明する。端子（T5）へは、第８図（ａ）に
示す水平フライバックパルス（FBP）が与えられる。こ
の水平フライバックパルス（FBP）は、抵抗（R29）抵抗
（R28）で分圧された後、カップリングキャパシタ（C
8）、抵抗（C8）、抵抗（R27）を介して演算増幅器（OP
1）へ伝達される。演算増幅器（OP1）は、この正入力に
与えられたパルス信号を、抵抗（R25）（R26）で規定さ
れる基準電圧と比較し、その比較結果を増幅してカップ
リングキャパシタ（C7）を介してトランジスタ（Q7）の
ベースへ伝達する。トランジスタ（Q7）のベースには抵
抗（R70）（R71）による直流バイアス電圧が印加されて
いる。抵抗（R22）共振回路（LC）トランジスタ（Q7）
は水平周期を中心周波数とする同調アンプを構成してい
る。したがって、この演算増幅器（OP1）からのパルス
信号は、この同調アンプにより、第８図（ｂ）に示すよ
うな水平走査周期を有する正弦波に変換され、トランジ
スタ（Q8）のベースに印加される。トランジスタ（Q8）
は、そのベースーエミッタ間が順方向にバイアスされた
ときにオン状態となる。これにより、このトランジスタ
（Q8）のベースーエミッタ間の電位差を利用して、正弦
波電圧（第８図（ｂ）参照）の上部ピーク部付近をトラ
ンジスタ（Q8）をオフ状態とすることによりスライスす
る。このスライスされた後の電圧信号（第８図（ｃ）参
照）はキャパシタ（C4）を介して出力され、変調出力電
圧として出力される。この正弦波電圧のスライスレベル
は、抵抗（R21）により決定される。このスライスによ
り高輝度部の検出／判定レベルが調整される。

次に、垂直変調電圧作成回路（７）の動作について説明
する。端子（T4）を介して垂直走査周期の鋸歯状信号
（たとえば第２図（ａ）参照）がトランジスタ（Q5）の
ベースに与えられる。トランジスタ（Q5）は、鋸歯状信
号をエミッタフォロワ態様で通過させて積分回路（R1
9、C5）へ伝達する。積分回路（R19、C5）は、このトラ
ンジスタ（Q5）からの鋸歯状電圧を積分し、パラボラ波
電圧（第２図（ｂ）参照）に変換した後、トランジスタ
（Q6）のベースへ伝達する。トランジスタ（Q6）はエミ
ッタフォロワでこのパラボラ波電圧をキャパシタ（C3）
を介して出力する。

このキャパシタ（C3）とキャパシタ（C4）からのそれぞ
れの変調波電圧が直流バイアス電圧に加算され、第１基
準電圧（Vf1）として出力される。

前述のごとく、ドーミング現象は画面の中央部よりも画
面の周辺部（正確には、画面周辺部よりもやや少し内側
の部分）で生じやすい傾向がある。このため、水平、垂
直変調電圧作成回路（８）（７）の各出力電圧を一定の
直流バイアス電圧に重畳したものを基準電圧（Vf1）と
して用いることにより、水平および垂直方向における各
周辺部において画面中央部よりも高輝度部分に対する検
出感度を高めることができ、より正確なドーミング防止
動作を行なうことができる。

なお画面の大部分が白色になるような高輝度部分が存在
する場合においては、電子ビーム電流が過大に流れるこ
とになる。このとき、第１図に示す抵抗（R_F）を流れる
電流が増大し、このフライバックトランス（FB）の高圧
巻線の電圧が低下し、キャパシタ（C1）の放電が生じ
る。このキャパシタ（C1）の強制的な放電により、ダイ
オード（D1）（D2）が共にオン状態となり、輝度制御回
路（３）およびコントラスト生後回路（２）へ与えられ
制御信号レベルが急速に低下し、それによりコントラス
トと輝度を急速に大きく低減する。

したがってこのようなABL/ACLが動作した場合、輝度制
御回路（３）から端子（T3）を介して出力される負極性
の輝度信号のレベルは常に第１比較回路（６）の第１基
準電圧（Vf1）以上となる。したがって、この状態にお
いては高輝度部検出回路（４）では高輝度部分の検出は
行なわれない。すなわち、この高輝度部分検出回路
（４）は、上述のABL/ACL動作およびローパスフィルタ
（６）の作用が相俟ってドーミングが生じる一定面積以
上の部分的な高輝度部分のみを検出し、この検出された
高輝度部分に対応してコントラスト／輝度を徐々に低減
している。

なお、第５図に示す水平変調電圧作成回路（８）に代え
て、第９図に示すような構成を用いてもよい。第９図に
示す構成は、演算増幅器（OP3）を含む。演算増幅器（O
P3）の負入力と出力部との間に、キャパシタ（C12）抵
抗（R42）が並列に接続される。これにより、キャパシ
タ（C12）、抵抗（R42）演算増幅器（OP3）はミラー積
分形の積分回路を構成する。演算増幅器（OP3）の正入
力は基準電圧（Vr）に接続される。また演算増幅器（OP
3）の負入力には、端子（T5）を介して抵抗（R40）とキ
ャパシタ（C11）とからなる積分回路と抵抗（R41）を介
して入力信号が与えられる。演算増幅器（OP3）出力
は、抵抗（R43）カップリングキャパシタ（C13）を介し
て伝達される。このカップリングキャパシタ（C13）か
らの出力信号が水平変調電圧を与える。

次に動作についてその動作波形図である第10図を参照し
て説明する。端子（T5）へは水平走査同期のフライバッ
クパルス（第10図（ａ）参照）が与えられる。抵抗（R4
0）およびキャパシタ（C11）からなる積分回路はこのパ
ルス信号を積分し、鋸歯電圧（第１図（ｂ））を導出
し、演算増幅器（OP3）の負入力へ与える。演算増幅器
（OP3）は、キャパシタ（C12）と抵抗（R42）により、
この鋸歯電圧を積分しパラボラ波電圧を導出する（第10
図（ｃ）参照）。これにより、所望の水平走査同期を有
するパラボラ波電圧電圧を得ることができる。

なお第９図に示す回路構成は抵抗（R40）キャパシタ（C
11）を除いて端子（T4）に結合させれば、垂直変調電圧
を作成するための回路（７）としても用いることができ
る。

さらに、第９図の回路構成を用いれば、端子（T4）へ与
えられる電圧信号を垂直走査同期を有する鋸歯状の電圧
信号とする必要はなく、単に垂直走査周期のパルス信号
を用いることもできる。

なお上記実施例においては、負極性の輝度信号を用いて
高輝度部分を検出する構成としている。しかしながら、
これに代えて正極性の輝度信号を用いて高輝度部分を検
出することも可能である。

すなわち、第11図に示すように、Ｒ信号、Ｂ信号Ｇ信号
をマトリクス処理して輝度信号Ｙを出力するマトリクス
回路（50）′と、このマトリクス回路（50）′からの輝
度信号（Ｙ）の低域成分のみを通過させるローパスフィ
ルタ（５）′と、このローパスフィルタ（５）′出力の
第１基準電圧（Vf1）と比較する第１比較回路（６）′
とを用いる構成としても上記実施例と同様の効果を得る
ことができる。

この場合、垂直変調回路（７）水平変調回路（８）充放
電回路（９）第２比較回路（10）および制御信号発生回
路（11）の構成は、第１図に示すものと同様でよい。こ
の第11図に示すマトリクス回路（50）′ローパスフィル
タ（５）′第１比較回路（６）′の具体的構成の一例を
第12図に示す。

マトリクス回路（50）′とローパスフィルタ（５）′
は、npnバイポーラトランジスタ（Q30）（Q31）（Q32）
を含む。トランジスタ（Q30）そのコレクタが電源電位
（＋12V）に接続され、そのベースにＢ信号を受け、そ
のエミッタが抵抗（R30）を介して接地電位に接続され
る。トランジスタ（Q31）はそのコレクタが電源電位
（＋12V）に接続され、そのベースにＧ信号を受け、そ
のエミッタが抵抗（R31）を介して接地電位に接続され
る。トランジスタ（Q32）はそのコレクタが電源電位
（＋12V）に接続され、そのベースにＲ信号を受け、エ
ミッタが抵抗（R32）を介して接続される。

ローパスフィルタ回路部分は、抵抗（R33）（R34）（R3
5）とキャパシタ（C30）とを含む。この抵抗（R33）（R
34）および（R35）の抵抗値を適当な比に設定すること
により、BGR信号をキャパシタ（C30）により加算して正
極性の輝度信号（Ｙ）を導出することができる。また、
抵抗（R33）（R34）および（R35）とキャパシタ（C30）
とはローパスフィルタを構成しており、この導出された
Ｙ信号のうち高域成分を除去して低域成分の輝度信号の
みを導出する。

第１比較器（６）′は、差動比較段を構成するnpnバイ
ポーラトランジスタ（Q33）（Q34）（Q35）を含む。

バイポーラトランジスタ（Q33）のコレクタは抵抗（R4
0）を介して電源電位（＋12V）に接続され、そのエミッ
タが抵抗（R42）を介してトランジスタ（Q35）のコレク
タに接続される。

トランジスタ（Q34）はそのコレクタが抵抗（R41）を介
して＋12Vの電源電位に接続される。そのエミッタが抵
抗（R43）を介してトランジスタ（Q35）のコレクタに接
続される。そのベースにキャパシタ（C41）を介して変
調電圧回路（7,8）の出力電圧が印加されるとともに、
抵抗（R46）可変抵抗（VR10）抵抗（R47）抵抗（R48）
により直流バイアス電圧が印加される。

トランジスタ（Q35）はそのコレクタが抵抗（R42）（R4
3）を介してそれぞれトランジスタ（Q33）（Q34）のエ
ミッタに接合される。そのエミッタが抵抗（R45）を介
して接地電位に接続される。そのベースに抵抗（R46）
可変抵抗（VR10）抵抗（R47）（R48）により規定される
直流バイアス電圧が印加される。またこのトランジスタ
（Q35）のベースには、ベース電圧を保持するためのキ
ャパシタ（C40）が抵抗（R48）と並列に接続される。

出力段を構成するpnpバイポーラトランジスタ（Q36）は
そのベースが抵抗（R49）を介してトランジスタ（Q33）
のコレクタに接続される。そのエミッタが抵抗（R50）
を介して電源電位（＋V12）に接続される。そして、そ
のコレクタが接地電位に接続される。トランジスタ（Q3
6）のエミッタより、比較結果を示す信号が導出され、
充放電回路（９）へ与えられる。

次に動作について簡単に説明する。Ｂ信号Ｇ信号Ｒ信号
がそれぞれトランジスタ（Q30）（Q31）（Q32）を介し
てエミッタフォロワでキャパシタ（C30）で伝達され、
正極性の輝度信号（Ｙ）が導出される。トランジスタ
（Q33）のベースへはこの正極性の輝度信号Ｙの低域成
分が与えられる。一方トランジスタ（Q34）のベースへ
は、キャパシタ（C41）を介して変調電圧が与えられる
とともに抵抗（R40）（VR10）（R47）および（R48）で
規定される直流バイアス電圧が印加されている。

したがって、この正極性の輝度信号Ｙの低域成分がトラ
ンジスタ（Q34）のベースへ印加される基準電圧（Vf1）
よりも高くなると、トランジスタ（Q33）がオン状態と
なり、そのコレクタ電位が“L"に下がる。一方、輝度信
号（Ｙ）のレベルが第１基準電圧（Vf1）よりも小さい
場合には、トランジスタ（Q33）がオフ状態となり、そ
のコレクタ電圧レベルが“H"レベルに立上がる。

npnトランジスタ（Q36）はそのベース電圧がベースーエ
ミッタ間の順方向飽和電圧よりも高くなるとオン状態、
低くなるとオフ状態となる。

したがって、トランジスタ（Q33）がオン状態の場合
に、バイポーラトランジスタ（Q36）がオン状態とな
り、“L"レベルの信号を出力し、一方トランジスタ（Q3
3）がオフ状態の場合には、トランジスタ（Q36）がオフ
状態となり、“H"レベルの信号を出力する。

つまり、輝度信号（Ｙ）が基準電位（Vf1）よりも高く
なった場合、すなわち高輝度部分が存在する場合には、
トランジスタ（Q33）および（Q36）が共にオン状態とな
って“L"レベルの信号が導出され、充放電回路（９）に
おける放電が行なわれる。一方、輝度信号（Ｙ）が基準
電位（Vf1）よりも低い場合には、トランジスタ（Q36）
のエミッタ電圧が“H"レベルとなって、充放電回路
（９）における充電動作が行なわれる。したがって、こ
の回路構成により、正極性の輝度信号（Ｙ）を用いても
第５図の回路と同様に高輝度部分を検出し、ドーミング
現象を防止する回路を得ることができる。

なお、上記実施例においては、画面の周辺部における高
輝度部分の検出感度を上げるために、基準電圧（Vf1）
としては、水平および垂直周期でそのレベルが変化する
変調電圧が用いられている。しかしながら、これに代え
て、水平変調電圧のみを直流バイアス電圧に重畳して基
準電圧（Vf1）として用いるようにしても上記実施例と
同様の効果を得ることができる。これは、ドーミング現
象が画面上下サイドより画面両サイドにおいて通常よく
発生するからである。

また上記実施例においては、制御信号発生回路（11）か
らの制御信号は、コントラスト制御回路（２）のみに与
えられている。しかしながら、この制御信号発生回路
（11）からの制御信号は輝度制御回路（３）へ与えても
よく、またこの輝度およびコントラスト両者の制御回路
（２、３）へ与える構成としても上記実施例と同様の効
果を得ることができる。

以上のようにこの発明によれば、再生画面上に高輝度部
分が所定面積以上あるか否かを検出し、この検出信号に
応じて画面の輝度（コントラスト／輝度）を徐々に低下
させるように構成しているので、不自然な輝度変化を伴
なうことなくドーミング現象を確実に防止することが可
能となる。

つまり、ドーミングは、高輝度部が現われると直ちに発
生するのではなく、シャドウマスクが次第に温度上昇す
ることによって徐々に進行し一定時間（数10秒）後に大
きく現われるのであるから、本実施例のような画面の輝
度を次第に低下させて行くことによって、画面に急激に
不自然な輝度変化を与えることなく、ドーミングを確実
に防止できるのである。そして、高輝度部（WH）が消滅
したときに、前記制御端子（T1）の電圧を急速に元の状
態まで上げて明るい画面に速く復帰させるが、高輝度部
（WH）が消滅したときは画面全体の内容が切換わってい
るので、このときに輝度を上記の如く急に変化させても
不自然なはならない。

（ト） 発明の効果 以上の如く本発明に依れば、画面上の部分的な高輝度部
での色ずれとして現われるドーミングを不自然な輝度変
化を伴なうことなく確実に防止できるので、特に高輝度
化を図ったカラーテレビジョン受像機に実施すれば大き
な効果を期待できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図、第３図、
第４図はその動作を説明するための波形図である。 第５図は具体的回路図、第６図、第７図、第８図はその
動作を説明するための波形図である。 第９図、第10図は他の基準電圧作成回路の例を示す図で
ある。 第11図、第12図は他の実施例を示す図である。 （５、６、７、８、９、10、）……高輝度検出回路、判
別手段、 （50′、５′、６′、７、８、９、10、）……高輝度検
出回路、判別手段、 （11、１、60）……低域手段、 （１、60）……広義の輝度制御回路、変化手段、 （２）……コントラスト制御回路、 （３）……輝度制御回路、 （５）（５）′……ローパスフィルタ、 （６）（６）′……第１比較回路、比較手段、 （７）……垂直変調電圧作成回路、 （８）……水平変調電圧作成回路、 （９）……充放電回路、面積検出手段、 （10）……第２比較回路、判定手段、 （11）……制御信号発生回路、輝度制御信号発生回路、
電圧変化手段、 （60）……輝度／コントラスト制御ブロック、 （61）……輝度制御信号発生回路、 （62）……コントラスト制御信号発生回路、 （Vf1）……第１基準電圧、 （Vf2）……第２基準電圧。

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】映像信号中の所定面積以上の部分的な高輝
   度部を検出したときに検出出力を発生する高輝度部検出
   回路（５、６、７、８、９、10）と、 この検出出力の発生時点から緩やかに変化しこの検出出
   力の消滅時点で急速に復帰する制御信号を発生する輝度
   制御信号発生回路（11）と、 その制御信号の上記緩やかな方向の変化に応じて画面の
   輝度を徐々に下げて行くよう制御する輝度制御回路
   （１、60）と、 からなるカラーテレビジョン受像機のドーミング防止回
   路。
2. 【請求項２】前記高輝度部検出回路は、その検出感度が
   画面の中央部で低く、周辺部で高くなるよう設定されて
   いることを特徴とする請求項１のカラーテレビジョン受
   像機のドーミング防止回路。
3. 【請求項３】前記高輝度部検出回路（５、６、９、10）
   は、 高域成分を除去した映像信号を第１基準レベル（Vf1）
   と比較する第１比較回路（５、６）と、 この比較回路の出力に応じて充放電が切換えられる充放
   電回路（９）と、 この充放電回路の出力を第２の基準レベルと比較する第
   ２比較回路（10）と、 からなることを特徴とする請求項１のカラーテレビジョ
   ン受像機のドーミング防止回路。
4. 【請求項４】前記第１比較回路（６、６′）に印加され
   る第１の基準レベル（Vf1）が画面の中央部と周辺部と
   でレベル変化する周期的な電圧であることを特徴とする
   請求項３のカラーテレビジョン受像機のドーミング防止
   回路。
5. 【請求項５】カラーテレビジョン受像機のドーミング防
   止回路であって、 輝度信号に応答して、画面上に所定面積以上の高輝度部
   分が存在するか否か判別して高輝度部分存在検出信号を
   出力するする判別手段（５、６、７、８、９、10;5′、
   ６′、７、８、９、10）と、 この判別手段からの前記高輝度部分存在検出信号に応答
   して前記画面の輝度又はコントラストの少くとも一方の
   徐々に低減する低減手段（11、60、１）とを、 備えることを特徴とするカラーテレビジョ受像機のドー
   ミング防止回路。
6. 【請求項６】前記判別手段は、 前記輝度信号を第１基準電圧（Vf1）と比較する比較手
   段（６、６′）と、 この比較手段の出力に応答して、前記画面上の高輝度部
   分の面積を検出する面積検出手段（９）と、 この面積検出手段の出力を第２基準電圧（Vf2）と比較
   して、前記検出された面積が予め定められた面積以上あ
   るか否かを判定する判定手段（10）と、 を備える請求項５のカラーテレビジョン受像機のドーミ
   ング防止回路。
7. 【請求項７】前記面積検出手段（９）は、 前記比較手段（６、６′）の出力が前記高輝度部分の存
   在を示しているときに急速にその出力電圧を第１の方向
   に変化させ、かつ前記比較手段（６、６′）の出力が前
   記高輝度部分の不存在を示しているときに比較的緩やか
   に第２の方向にその出力電圧を変化させる手段（Q9、R3
   0、R31、R32、D3、C9） を備れる請求項６のカラーテレビジョン受像機のドーミ
   ング防止回路。
8. 【請求項８】前記判定手段（10）は、前記面積検出手段
   （９）出力を第２の基準電圧（Vf2）と比較する手段（O
   P2）を備える請求項５のカラーテレビジョン受像機のド
   ーミング防止回路。
9. 【請求項９】前記低減手段（11、60、１）は、 前記判別手段（５、６、７、８、９、10）の出力が前記
   所定面積以上の高輝度部分の存在を示しているときにそ
   の出力電圧を緩やかに第１の方向に変化させ、かつ前記
   判別手段出力が前記所定面積以上の高輝度部分の不存在
   を示していることに応答して急速に第２の方向にその出
   力電圧を変化させる電圧変化手段（11）と、 前記電圧変化手段（11）の出力に応答して、前記画面の
   コントラストおよび輝度の少なくとも一方を変化させる
   変化手段（60、１）とを備え、 前記変化手段（60、１）は前記電圧変化手段（11）の出
   力の前記第１の方向への変化に応答して前記コントラス
   トおよび輝度の少なくとも一方を徐々に低減することを
   特徴とする請求項５のドーミング防止回路。
10. 【請求項１０】前記判別手段（５、６、７、８、９、1
    0）は、前記画面の中央部よりも周辺部に対する高輝度
    部分の検出感度が高くされている請求項５のドーミング
    防止回路。
11. 【請求項１１】前記判別手段（５、６、７、８、９、1
    0）は、その入力段に前記輝度信号を受けてその所定の
    低域成分のみを通過させる低域通過手段（５、５′）を
    備える請求項５のドーミング防止回路。