JPH078012B2

JPH078012B2 - 垂直周期信号の振幅制御回路

Info

Publication number: JPH078012B2
Application number: JP16160885A
Authority: JP
Inventors: 正文菊池
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1985-07-22
Filing date: 1985-07-22
Publication date: 1995-01-30
Anticipated expiration: 2010-01-30
Also published as: JPS6221372A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、テレビジョン受像機の垂直偏向信号の振幅
を制御するのに適用される垂直周期信号の振幅制御回路
に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、垂直同期信号の周波数が変動した場合に、
垂直周期ののこぎり波を所定の振幅に制御する振幅制御
回路において、垂直周期ののこぎり波電圧の振幅レベル
を検出回路にて検出し、その垂直周期ののこぎり波電圧
の振幅が適正レベルでない場合にカウンタが計数動作を
行い、このカウンタの出力を倍率変換回路を介して垂直
発振回路に制御電流として供給し、周波数判別回路の出
力によりこの倍率変換回路の倍率を変えることにより垂
直周期ののこぎり波の振幅を所定のものに制御するもの
である。

〔従来の技術〕

最近、テレビジョン受像機はマイクロコンピュータ装置
の出力表示部としても用いられる。ところが、マイクロ
コンピュータ装置から出力される出力映像信号の垂直周
波数は、１行内の文字数等から定められ、テレビジョン
信号における標準の60Hzとは限らず、例えば50〜60Hzの
範囲で所定のものが使用されているのが現状である。

このような垂直周波数が60Hzでない映像信号をテレビジ
ョン受像機に供給した場合には、垂直リニアリティの不
良、水平糸巻歪の不良、垂直同期の外れ、垂直偏向振幅
の過不足等の問題が生じることがある。

例えば第８図Ａに示す垂直同期信号V_SYの周波数が高く
なり実線に示す標準のものから破線で示すように変化し
たとすると、第８図Ｂにおいて破線で示すように、垂直
偏向信号の振幅が小さくなる。このため、垂直偏向振幅
の不足が生じる。

そのため、例えば回路素子の値をマニュアルスイッチに
より切り換える構成をとって、NTSC方式とCCIR方式での
垂直周波数の違いによる垂直振幅の変化を補正するもの
が知られている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

かかる従来の手段によっては、マニュアルスイッチを操
作する必要があり、垂直振幅の補正を自動的に行うこと
はできない。そのため、マイクロコンピュータ装置で出
力映像信号を表示するときの垂直振幅補正には不適当で
あった。

この発明の目的のひとつは、垂直同期信号の周波数の変
化に応じて自動的に垂直振幅を所定のものに制御できる
垂直周期信号の振幅制御回路を提供することにある。

また、自動的に垂直振幅の補正を行う場合には、入力さ
れた信号の垂直周波数と対応する垂直振幅の変化を検出
する必要がある。垂直周波数の変化の検出の一例とし
て、垂直同期信号により、単安定マルチバイブレータを
トリガーし、その出力信号を積分し、積分出力のレベル
から垂直周波数を判定するものがある。しかし、垂直周
波数がかなり低いために、積分用のコンデンサの値が大
きくなり、垂直周波数が変化した時の応答性が悪い欠点
があった。

この発明の他の目的は、応答性が良く、また応答周波数
範囲が広い垂直周期信号の振幅制御回路を提供すること
にある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、垂直同期信号が供給され垂直周期ののこぎり
波信号を発生する垂直発振回路と、のこぎり波信号の振幅が略々適正なレベル範囲内にある
事を検出する検出回路と、検出回路の出力により垂直同期ののこぎり波電圧の振幅
が範囲内にない時に垂直周期信号の計数動作を行うカウ
ンタと、カウンタの出力をアナログ検出信号に変換するD/Aコン
バータと、 D/Aコンバータの出力倍率変換回路と、垂直周期信号の周波数判別回路とを有し、周波数判別回路の出力により倍率変換回路の倍率を変
え、倍率変換回路の出力により、垂直周期ののこぎり波信号
の振幅を制御するものである。

〔作用〕

本発明では、垂直周期ののこぎり波電圧の振幅が適正な
レベルとなっているか否かが検出され、適正なレベルで
ないときには適正なレベルになるようにカウンタの出力
が倍率変換回路を介して垂直発振回路に制御電圧として
供給され、周波数判別回路の出力を基に倍率変換回路の
倍率が変更され、広範囲の垂直周波数に関して、垂直周
期ののこぎり波の振幅が適正レベルに制御されるもので
ある。

〔実施例〕

以下、図面を参照しながら、本発明の一実施例について
説明する。この実施例の説明に際しては、 a.全体の構成 b.周波数判別回路 c.倍率変換回路 d.応用例の順で説明する。

a.全体の構成図面中、第１図は本発明垂直周期信号の振幅制御回路の
一実施例を示す全体の構成を示すブロック図であり、こ
の第１図において、１はビデオ信号の入力端子を示し、
このビデオ信号が垂直周期信号のビデオ信号から分離す
る同期分離回路２に供給され、この同期分離回路２にお
いて分離された垂直周期信号が垂直発振回路３及び周波
数判別回路４に供給される。この垂直発振回路３に得ら
れた垂直周期の信号が、垂直ドライブ回路５に供給さ
れ、垂直偏向コイル5aに垂直偏向電流が流れ、垂直偏向
がなされる。

垂直発振回路３の出力に現れる垂直のこぎり波電圧が振
幅検出回路6,7に供給される。振幅検出回路６は、のこ
ぎり波電圧の振幅E_Vを基準電圧VT₁と比較するもので、
振幅検出回路７は、のこぎり波電圧の振幅E_Vを基準電圧
VT₂と比較するものである。振幅検出回路６は、（VT₁＞
E_V）の時に、Ｈ（ハイレベル）となり、それ以外の時
に、Ｌ（ローレベル）となる検出信号を発生する。振幅
検出回路７は、（VT₂＞E_V）の時に、Ｈとなり、それ以
外の時に、Ｌ（ローレベル）となる検出信号を発生す
る。

これらの振幅検出回路6,7の検出信号がレベル判定回路
８に供給される。レベル判定回路８には、端子９から垂
直ブランキング信号が供給されており、垂直ブランキン
グ期間でのみレベル判定回路８にてレベル判定が行われ
る。このレベル判定回路８では、垂直ブランキング期間
において、振幅検出回路6,7の検出信号の一方がＨの時
にＨとなり、検出信号が共にＬでＬとなる判定出力が発
生する。

振幅検出回路７の検出出力がアップダウンカウンタ10
に、その計数動作の方向（増加又は減少）を制御する信
号として供給される。この検出出力がＬの時にカウンタ
10が増加方向に計数動作を行い、検出出力がＨの時に、
カウンタ10が減少方向に計数動作を行う。カウンタ10に
は、ゲート回路11を介して端子９からの垂直同期信号V
_SYがクロック入力として供給されている。従って、カウ
ンタ10は、垂直同期信号V_SYによって１垂直周期ごと
に、その内容が１増加又は１減少する。

このゲート回路11は、レベル判定回路８の判定出力がＨ
の時にオンし、レベル判定回路８の判定出力がＬの時
に、オフするものである。ゲート回路11を設ける代わり
に、レベル判定回路８の判定出力をカウンタイネーブル
端子に供給しても良い。

カウンタ10の出力信号例えば４ビットの出力がD/Aコン
バータ12に供給され、アナログの制御信号に変換され
る。このアナログの制御信号は倍率変換回路13に供給さ
れる。後述するように垂直周波数の周波数範囲が50Hz〜
75Hzのときには、変換倍率が１とされ、垂直同期信号の
周波数範囲が75Hz〜112.5Hzのときには変換倍率が1.5と
されている。

また、垂直同期信号の周波数は同期分離回路２の後段に
設けた周波数判別回路４により判別され、周波数判別回
路４の出力信号によって倍率変換回路13の変換倍率が上
述のように、切り替えられる。

上述のこの発明の一実施例の振幅制御動作について第２
図を参照して説明する。

第２図Ａは、垂直周波数がFV₁で垂直偏向信号の振幅が
適正な状態を示すもので、（VT₁＞E_V＞VT₂）のレベル関
係が垂直ブランキング期間内で成立している。この時
は、振幅検出回路6,7の検出出力がＬでゲート回路11が
オンせず、カウンタ10の内容は変化しない。

垂直周波数がFV₁より上昇してFV₂になると、第２図Ｂに
示すように、垂直振幅E_Vが小となる。この時は、垂直ブ
ランキング期間で、基準電圧VT₁，VT₂により、垂直振幅
E_Vが大となる。従って、振幅検出回路６の検出出力がＨ
となり、振幅検出回路７の出力がＬとなり、レベル判定
回路８の判定出力がＨとなる。この判定出力によって、
ゲート回路11がオンとなり、垂直同期信号V_SYがカウン
タ10により、計数される。また、振幅検出回路６の検出
出力がＬのため、カウンタ10は、上昇方向に計数動作を
行い、その内容が１増加し、D/Aコンバータ12からの制
御電流が大きくなる。

そして、次の垂直ブランキング期間で垂直振幅E_Vが適正
かどうかが同様に判定され、もしも未だ振幅が小さいと
きには、、カウンタ10が垂直同期信号V_SYを計数し、制
御電流がより上昇する。この制御電流を増加する動作を
繰り返すことにより垂直振幅E_Vが適正なものにされる。

また逆に、垂直周波数がFV₁より下降してFV₃になると、
第２図Ｃに示すように、垂直振幅E_Vが大となる。この時
は、垂直ブランキング期間で、基準電圧VT₁，VT₂より、
垂直振幅E_Vが小となる。従って、振幅検出回路６の検出
出力がＬで、振幅検出回路７の出力がＨとなり、レベル
判定回路８の判定出力がＨとなる。この判定出力によっ
て、ゲート回路11がオンとなり、垂直同期信号V_SYがカ
ウンタ10により計数される。また、振幅検出回路７の検
出回路７の検出出力がＨのため、カウンタ10は、減少方
向に計数動作を行い、その内容が１減少し、D/Aコンバ
ータ12からの制御電流が小さくなる。

次の垂直ブランキング期間で垂直振幅E_Vが適正かどうか
が同様に判定され、もしも未だ振幅が大きいときには、
カウンタ10が垂直同期信号V_SYを計数し、制御電流がよ
り下降する。この動作を繰り返すことにより垂直振幅E_V
が適正なものにされる。

垂直振幅E_Vと垂直発振器３のコンデンサの充電に寄与す
る制御電流との関係は、垂直振幅E_Vが適正な振幅値E_VO
を中心とする所定範囲内では、制御電流が変化せず、こ
の所定範囲を外れると、制御電流が垂直振幅E_Vと対応し
て変わる。

制御電流I_Cと充電用の定電流Ｉとの関係は、第３図に示
すものとなり、D/Aコンバータ12の後段に設けられた倍
率変換回路13により50Hz〜75Hzの周波数範囲については
初期値をI₁としてg₁で示すような出力電流Ｉが形成され
る。また、75Hz〜112.5Hzの周波数範囲については、1.5
倍の変換倍率が設定されることにより、g₂で示すように
初期値をI₂とし、変化の傾きがg₁の1.5倍とされた出力
電流Ｉが形成される。

従って、第３図に示すように倍率変換回路13からのg₁で
示す変化の制御電流Ｉにより、垂直同期信号V_SYの周波
数範囲（50Hz〜75Hz）において垂直振幅E_Vの振幅が所定
振幅に制御される場合、倍率変換回路13の変換倍率が１
から1.5に変更されると、垂直振幅E_Vを所定振幅とする
周波数範囲は、（75Hz〜112.5Hz）に変化する。その結
果、この発明の一実施例によれば、（50Hz〜112.5Hz）
の広範囲の垂直同期信号V_SYの周波数に応答して垂直振
幅E_Vを所定の振幅に制御できる。

b.周波数判別回路第５図は周波数判別回路４を全体として示すものであ
る。この第５図において、20は垂直同期信号V_SYの入力
端子で、この入力端子20は抵抗器21及び抵抗器22との直
列回路を介して接地されている。23はnpn型トランジス
タを示し、このトランジスタ23のベースに抵抗を介して
抵抗器21と抵抗器22の接続点が接続され、このトランジ
スタ23のコレクタが抵抗器24を介して電源端子25に接続
され、トランジスタ23のエミッタが接地されている。

27はnpn型トランジスタを示し、このトランジスタ27の
ベースが抵抗器26を介してトランジスタ23のコレクタに
接続されると共に、トランジスタ27のベースが抵抗器24
を介して電源端子25に接続されている。トランジスタ27
のコレクタが抵抗器28を介して電源端子25に接続され、
トランジスタ27のエミッタは接地されている。

また29及び30はそれぞれnpn型トランジスタを示し、こ
れらトランジスタ29及び30によりフリップフロップ回路
が構成されている。

31はnpn型トランジスタを示し、トランジスタ31のエミ
ッタが接地されると共に、抵抗器38,39,36,39の直列回
路を介して接地されているnpn型トランジスタ37のエミ
ッタに接続されている。トランジスタ31のベースは、抵
抗器38と抵抗器35との接続線と接続され、トランジスタ
31のコレクタが抵抗器32を介して電源端子25に接続され
ている。またトランジスタ37のエミッタは接地されると
共にトランジスタ37のコレクタはトランジスタ27のベー
スに接続されている。トランジスタ37のベースは抵抗器
36と抵抗器39との接続点に接続されている。

また33はnpn型トランジスタを示し、このトランジスタ3
3のベースはトランジスタ31のコレクタに接続され、ト
ランジスタ33のコレクタが出力端子34として導出され
る。この出力端子34に倍率変換回路13の切換信号が取り
出される。

また40はnpn型トランジスタを示し、このトランジスタ4
0のベースが抵抗器41を介してトランジスタ23のコレク
タと抵抗器26との接続点と接続されている。トランジス
タ40のコレクタは抵抗器42を介して電源端子25と接続さ
れている。

46はコンデンサを示し、このコンデンサ46の両端はそれ
ぞれトランジスタ40のコレクタ及びエミッタと接続さ
れ、トランジスタ40のエミッタが接地されて、いわゆる
のこぎり波を発生させる回路が形成されている。

43及び44はnpn型トランジスタを示し、これらのトラン
ジスタ43,44はシュミットトリガー回路を形成し、トラ
ンジスタ43のベースはトランジスタ40のコレクタに接続
され、トランジスタ43及びトランジスタ44のエミッタの
共通接続点が抵抗器45を介して電源端子25にに接続され
ている。また、電源端子25及び接地端子間に抵抗器47,
可変抵抗器48及び抵抗器49の直列回路が挿入される。ま
た、トランジスタ43のコレクタが可変抵抗器48及び抵抗
器49の接続点に接続されている。トランジスタ44のベー
スが抵抗器47及び可変抵抗器48の接続点に接続されてい
る。また、トランジスタ44のコレクタはコンデンサ50を
介して接地され，このコンデンサ50と並列にツェーナダ
イオード51が接続されている。トランジスタ44のコレク
タ及びコンデンサ50の接続点が前述の抵抗35及び36の接
続点に接続されている。

次に周波数判別回路４の動作について説明する。

第６図は、第６図Ａに示すように垂直周期がT₁からT
₂（T₂＞T₁）に変化した場合の各部波形図である。

トランジスタ29及び30により構成されるフリップフロッ
プは、トランジスタ37がオフのときにトランジスタ28を
介して第６図Ａに示す垂直周期パルスによりトリガーさ
れる。即ち、垂直周期パルスによりトランジスタ29がオ
ンで、トランジスタ30がオフのリセット状態とされる。
リセット状態ではトランジスタ30のコレクタ出力が第６
図Ｅに示すようにハイレベル‘H'電源電圧となる。従っ
て、トランジスタ33がオンし、出力電圧は、第６図Ｆに
示すようにローレベル‘L'（接地電位）となる。

端子20に垂直周期信号が供給されると、トランジスタ23
のコレクタには第６図Ａに示す垂直周期のパルスが発生
する。このパルスによりトランジスタ40がスイッチング
され、トランジスタ40がオフの期間にコンデンサ46が抵
抗器42を通じて充電される。従って、トランジスタ40の
コレクタに第６図Ｂに示すようなのこぎり波電圧が生じ
る。

こののこぎり波電圧が、シュミット回路を構成する一方
のトランジスタ43のベースに供給される。シュミット回
路の他方のトランジスタ44のベースには、抵抗器47,49
及び可変抵抗器48により電源電圧を分圧してなる基準電
圧が与えられている。垂直周期パルスａ周期がT₁の場
合、のこぎり波電圧（第６図Ｂ）の振幅が基準電圧（第
６図Ｂにおける破線はヒステリシスを無視した場合の基
準電圧である。）より小さくなり、トランジスタ43がオ
ンで、トランジスタ44がオフの状態である。

トランジスタ44がオフのために、コンデンサ50に対して
充電電流が供給されず、コンデンサ50とツェナーダイオ
ード51の接続点の電圧は、第６図Ｄに示すように接地電
位である。従って、トランジスタ31,37の両者は、オフ
状態であり、フリップフロップは、前述のように垂直周
期パルスによってリセット動作が繰り返される。

第６図Ａに示す垂直周期パルスの周期がT₁からT₂に長く
なると、トランジスタ43のベースに供給されるノコギリ
波電圧の振幅がトランジスタ44のベース電圧（基準電
圧）より大きくなり、トランジスタ43がオフ、トランジ
スタ44がオンの状態に変化する。従って、トランジスタ
43のコレクタ電流により生じていた抵抗器49の電圧降下
が消失し、第６図Ｃに示すように、トランジスタ44のベ
ース電圧が低下する。のこぎり波電圧が立ち下がると、
トランジスタ43がオン、トランジスタ44がオフの状態に
戻る。

トランジスタ44がオンの期間で、コンデンサ50が充電さ
れ、トランジスタ44がオフの期間でコンデンサ50が抵抗
器35,36,38,39を通じて放電される。従って、コンデン
サ50の一端には、第６図Ｄに示すのこぎり波電圧が発生
する。この一実施例では周期T₂の垂直周期パルスが２個
以上連続するときに、コンデンサ50の端子電圧によりト
ランジスタ31及び37の両者がオンするようになされてい
る。コンデンサ50の端子電圧は、ツェナーダイオード51
のツェナー電圧を超えない。

垂直周期パルスの周期がT₂になることにより、上述のよ
うにトランジスタ31がオンするとフリップフロップのト
ランジスタ29がオフし、トランジスタ30がオンするセッ
ト状態となる。従って、トランジスタ30のコレクタ出力
が第６図Ｅに示すように“L"となり、トランジスタ33が
オフし、出力が第６図Ｆに示すように“H"となる。ま
た、トランジスタ31がオンする期間では、トランジスタ
27のベースが強制的に接地され、この期間内に入力され
る垂直周期パルスによりフリップフロップがトリガーさ
れることが禁止される。

上述のように第５図に示す周波数判別回路４は、垂直同
期信号V_SYの周波数が高いときに“L"となり、その周波
数が低いときに“H"となる判別出力即ち倍率変換回路13
の切り換え信号を発生する。この一実施例では、（50Hz
〜75Hz）の周波数範囲で“H"となり、（75Hz〜112.5H
z）の周波数範囲で“L"となる切り換え信号が形成され
る。上述の周波数判別回路は、垂直同期信号によりトリ
ガーされる単安定マルチバイブレータと積分回路とレベ
ル判別回路とにより構成される周波数判別回路と比して
垂直同期信号V_SYの周波数変化に対して早い応答時間で
もって判別出力を発生できる利点を有している。

c.倍率変換回路次に第７図を参照して本実施例の倍率変換回路13の一例
について説明する。第７図において67はスイッチング用
のnpn型トランジスタを示し、このトランジスタ67のベ
ースに周波数判別回路４からの切り換え信号が供給され
る。トランジスタ67のコレクタが抵抗器65を介して電源
端子71に接続され、トランジスタ67のエミッタが抵抗器
を介して接地される。

59はD/Aコンバータ12の最終段のnpn型トランジスタを示
す。このトランジスタ59のエミッタは、抵抗器を介して
接地され、このトランジスタ59のコレクタがpnp型トラ
ンジスタ61のコレクタに接続され、トランジスタ61のエ
ミッタは、抵抗器64を介して電源端子71に接続される。
60はh_feキャンセル用のpnp型トランジスタを示し、この
トランジスタ60のベースがトランジスタ51のコレクタに
接続され、トランジスタ60のコレクタが抵抗器を介して
接地される。

pnp型トランジスタ62のベースがトランジスタ61のベー
ス及びpnp型トランジスタ63のベースに接続されてい
る。トランジスタ62のエミッタは抵抗器65を介して電源
端子71に接続される。トランジスタ62のコレクタ及びト
ランジスタ63のコレクタが互いに接続される。このコレ
クタ接続点がダイオード72及び抵抗器73を介して接地さ
れると共に、トランジスタ68のベースに接続される。ト
ランジスタ68のエミッタは抵抗器74を介して接地され
る。

トランジスタ61,62,63の互いのベースが共通接続され、
それぞれのエミッタが電源端子71に抵抗器を介して接続
されていることにより、カレントミラー回路が構成され
る。抵抗器64の値をＲとすると、抵抗器65の値が2R、抵
抗器66の値がＲと選定されている。従って、トランジス
タ61のエミッタ電流をＩとすると、トランジスタ62のエ
ミッタ電流が0.5Iとなり、トランジスタ63のエミッタ電
流がＩとなる。

トランジスタ62及び63のコレクタが共通接続されている
ので1.5Iの電流がダイオード72及び抵抗器73の直列回路
を流れる。抵抗器73とトランジスタ68のエミッタ抵抗器
74とは等しい値とされており、出力端子69に1.5Iの出力
電流が取り出される。

前述の周波数判別回路４からの切り換え信号が“L"のと
き、すなわち垂直同期信号の周波数が（75Hz〜112.5H
z）のときは、トランジスタ67がオフし、上述のように
1.5Iの出力電流が得られる。一方、切り換え信号が“H"
のとき、即ち垂直同期信号の周波数が（50Hz〜75Hz）の
ときは、トランジスタ67がオンし、トランジスタ62がオ
フする。従って、ダイオード72及び抵抗器73の直列回路
には、Ｉの電流が流れ、出力電流がＩとなる。上述の倍
率変換回路13の出力電流により、垂直発振回路３のコン
デンサでの充電電流が定まる。

d.応用例この発明は、垂直振幅の制御に限らず、垂直周波数が変
化したときに生じる他の問題、例えば左右の糸巻き歪の
補正に用いられる垂直パラボラ電圧の振幅の変化を補正
する時の垂直振幅の検出に適用することができる。

また、倍率変換回路の倍率を（×１），（×1.5），
（×２）の３段階に切り替えるようにしても良い。

〔発明の効果〕

この発明に依れば、従来の単安定マルチバイブレータを
垂直同期信号によりトリガーし、その出力を積分するの
と異なり、応答性が良い垂直振幅の検出を行うことがで
きる。従って、入力映像信号を切り換えた時の垂直同期
の乱れが映像期間に迄及ぶことを防止することが出来
る。

また、この発明は、ディジタルテレビジョン受像機のよ
うに、システム全体を新たに構成する必要が無く、現行
の回路を大幅に変更せずに済む利益がある。

また、倍率変換回路を設けたのでより広い周波数範囲の
のこぎり波の振幅を良好に制御することができる。振幅
制御のできる周波数範囲を広げるために、A/D変換器の
ビット数を増加させることが考えられるが、その場合に
は、ロックするまでの時間が長くなる欠点を生じる。こ
の発明は、かかる問題を生ぜず、ロック時間を短時間と
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の垂直周期信号の振幅制御回路の一実
施例を示すブロック図、第２図は垂直周期のこぎり波の
振幅判別の動作を示す信号波形図、第３図は倍率変換回
路の入出力特性を示すグラフ、第４図は周波数に対する
倍率を示すグラフ図、第５図は周波数判別回路の一例の
接続図、第６図は周波数判別回路の動作説明に用いる信
号波形図、第７図は倍率変換回路の一例を示す接続図、
第８図は従来の垂直周期信号の振幅制御回路の説明に用
いる波形図である。図面における主要な符号の説明 1;垂直同期信号入力端子、3:垂直発振回路、4:周波数判
別回路、6,7:振幅検出回路、8:レベル判定回路、9:アッ
プダウンカウンタ、12:D/Aコンバータ、13:倍率変換回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】垂直同期信号が供給され垂直周期ののこぎ
り波信号を発生する垂直発振回路と、上記のこぎり波信号の振幅が略々適性なレベル範囲内に
ある事を検出する検出回路と、上記検出回路の出力により上記垂直周期ののこぎり波電
圧の振幅が上記範囲内にない時に垂直同期信号の計数動
作を行うカウンタと、上記カウンタの出力をアナログ検出信号に変換するD/A
コンバータと、上記D/Aコンバータの出力倍率変換回路と、上記垂直同
期信号の周波数判別回路とを有し、上記周波数判別回路
の出力により上記倍率変換回路の倍率を変え、上記倍率
変換回路の出力により、上記垂直周期ののこぎり波信号
の振幅を制御するようにしたことを特徴とする垂直周期
信号の振幅制御回路。