JPH077944A - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents
電力変換装置の制御方法Info
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- JPH077944A JPH077944A JP5145868A JP14586893A JPH077944A JP H077944 A JPH077944 A JP H077944A JP 5145868 A JP5145868 A JP 5145868A JP 14586893 A JP14586893 A JP 14586893A JP H077944 A JPH077944 A JP H077944A
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- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 60
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 7
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 5
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 サイクロコンバータのスイッチング動作をイ
ンバータの出力電圧のゼロ期間でのみ行う得るようにし
た電力変換装置の制御方法を提供する。 【構成】 直流電力６をインバータ２により所定周波数
より高い周波数の交流電力に変換し，該交流電力をイン
バータ２のスイッチング動作に連動させたスイッチング
動作により制御される三相サイクロコンバータ４によっ
て所定周波数の三相交流電力に変換する電力変換装置１
を構成し，制御器６により三相交流電力として出力させ
たい電圧の電圧ベクトルの長さと方向とを算出し，該電
圧ベクトルの長さによりインバータ２の出力幅を制御
し，上記電圧ベクトルの方向により三相サイクロコンバ
ータ４のスイッチングタイミングを制御する。
ンバータの出力電圧のゼロ期間でのみ行う得るようにし
た電力変換装置の制御方法を提供する。 【構成】 直流電力６をインバータ２により所定周波数
より高い周波数の交流電力に変換し，該交流電力をイン
バータ２のスイッチング動作に連動させたスイッチング
動作により制御される三相サイクロコンバータ４によっ
て所定周波数の三相交流電力に変換する電力変換装置１
を構成し，制御器６により三相交流電力として出力させ
たい電圧の電圧ベクトルの長さと方向とを算出し，該電
圧ベクトルの長さによりインバータ２の出力幅を制御
し，上記電圧ベクトルの方向により三相サイクロコンバ
ータ４のスイッチングタイミングを制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，直流電力を三相交流電
力に変換する電力変換装置に係り，特に入出力間に絶縁
が必要とされる無停電電源装置等に用いられる電力変換
装置の制御方法に関する。
力に変換する電力変換装置に係り，特に入出力間に絶縁
が必要とされる無停電電源装置等に用いられる電力変換
装置の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】直流電力を三相交流電力に変換する電力
変換装置において，入出力間に絶縁が必要とされる場合
の従来技術として，図９に示すような構成が知られてい
る。即ち，直流電源６０からの直流電力を制御回路６３
により制御される三相インバータ６１で三相交流電力に
変換して，絶縁変圧器６２を介して出力する構成であ
る。しかし，このような構成においては，絶縁変圧器６
２が出力周波数と同じ低い周波数（例えば，５０Hzある
いは６０Hz）で使用されるため，大きく重い絶縁変圧器
が必要となる。この課題を解決する電力変換装置が特開
平４−１９７０７８号公報に開示されている。上記公報
に開示された電力変換装置の構成を図１０に示す。図１
０において，電力変換装置５０は，直流電源５１からの
直流電力を当該電力変換装置５０が出力する三相交流電
力の周波数より高い周波数の単相交流電力に変換する単
相インバータ５２と，該単相インバータ５２の出力電力
を絶縁伝送する単相変圧器５３と，該単相変圧器５３を
通して伝送されてきた単相交流電力を三相交流電力に変
換するサイクロコンバータ５４と，上記単相インバータ
５２のスイッチング動作を制御すると共に上記サイクロ
コンバータ５４を構成するスイッチング素子のスイッチ
ング動作を上記単相インバータ５２の動作と関連させて
生成したＰＷＭ信号で制御する制御回路５５とを備えて
構成されている。上記構成において，直流電源５１から
の直流電力は単相インバータ５２により出力電力周波数
より高い周波数の単相交流電力に変換され，単相変圧器
５３でサイクロコンバータ５４に伝送される。該サイク
ロコンバータ５４は制御回路５５により前記インバータ
５２の動作と関連づけられたＰＷＭ信号で制御され，単
相インバータ５２からの高い周波数の単相交流電力を所
定周波数の三相交流電力に変換する。この構成によっ
て，絶縁変圧器である単相変圧器５３は，所定の出力周
波数より高い周波数で使用されるため小型軽量化でき，
電力変換装置を著しく小型化することができる。上記電
力変換装置５０では，制御回路５５にインバータ出力幅
信号Ｓｗｉを発生させる手段が設けられており，図１１
の動作信号図に示すように，動作信号（ｈ）に示す該イ
ンバータ出力幅信号Ｓｗｉと，同図（ｉ）に示すレベル
反転信号Ｓｐとによって単相インバータ５２を駆動する
ため，同図（ｍ）に示すようにインバータ出力がゼロに
なる期間が設けられる。このインバータ出力がゼロの期
間にサイクロコンバータ５４のスイッチング動作を行う
ことにより，スイッチング動作によるエネルギー損失が
低減され，電力損失の小さい電力変換装置が実現され
る。
変換装置において，入出力間に絶縁が必要とされる場合
の従来技術として，図９に示すような構成が知られてい
る。即ち，直流電源６０からの直流電力を制御回路６３
により制御される三相インバータ６１で三相交流電力に
変換して，絶縁変圧器６２を介して出力する構成であ
る。しかし，このような構成においては，絶縁変圧器６
２が出力周波数と同じ低い周波数（例えば，５０Hzある
いは６０Hz）で使用されるため，大きく重い絶縁変圧器
が必要となる。この課題を解決する電力変換装置が特開
平４−１９７０７８号公報に開示されている。上記公報
に開示された電力変換装置の構成を図１０に示す。図１
０において，電力変換装置５０は，直流電源５１からの
直流電力を当該電力変換装置５０が出力する三相交流電
力の周波数より高い周波数の単相交流電力に変換する単
相インバータ５２と，該単相インバータ５２の出力電力
を絶縁伝送する単相変圧器５３と，該単相変圧器５３を
通して伝送されてきた単相交流電力を三相交流電力に変
換するサイクロコンバータ５４と，上記単相インバータ
５２のスイッチング動作を制御すると共に上記サイクロ
コンバータ５４を構成するスイッチング素子のスイッチ
ング動作を上記単相インバータ５２の動作と関連させて
生成したＰＷＭ信号で制御する制御回路５５とを備えて
構成されている。上記構成において，直流電源５１から
の直流電力は単相インバータ５２により出力電力周波数
より高い周波数の単相交流電力に変換され，単相変圧器
５３でサイクロコンバータ５４に伝送される。該サイク
ロコンバータ５４は制御回路５５により前記インバータ
５２の動作と関連づけられたＰＷＭ信号で制御され，単
相インバータ５２からの高い周波数の単相交流電力を所
定周波数の三相交流電力に変換する。この構成によっ
て，絶縁変圧器である単相変圧器５３は，所定の出力周
波数より高い周波数で使用されるため小型軽量化でき，
電力変換装置を著しく小型化することができる。上記電
力変換装置５０では，制御回路５５にインバータ出力幅
信号Ｓｗｉを発生させる手段が設けられており，図１１
の動作信号図に示すように，動作信号（ｈ）に示す該イ
ンバータ出力幅信号Ｓｗｉと，同図（ｉ）に示すレベル
反転信号Ｓｐとによって単相インバータ５２を駆動する
ため，同図（ｍ）に示すようにインバータ出力がゼロに
なる期間が設けられる。このインバータ出力がゼロの期
間にサイクロコンバータ５４のスイッチング動作を行う
ことにより，スイッチング動作によるエネルギー損失が
低減され，電力損失の小さい電力変換装置が実現され
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，上記従
来構成になる制御方法では，サイクロコンバータの全て
のスイッチング動作をインバータ出力がゼロの期間で行
った場合に出力電圧波形歪が大きく，良好な品質の電力
が得られない。そのため，所望の出力電圧を得るために
は，インバータの出力電圧が存在する期間にもサイクロ
コンバータをスイッチングさせなければならず，このス
イッチング動作によるエネルギー損失を低減するする効
果が十分に発揮されない問題点があった。本発明は上記
問題点に鑑みて創案されたもので，サイクロコンバータ
のスイッチング動作をインバータの出力電圧のゼロ期間
でのみ行う得るようにした電力変換装置の制御方法を提
供することを目的とする。
来構成になる制御方法では，サイクロコンバータの全て
のスイッチング動作をインバータ出力がゼロの期間で行
った場合に出力電圧波形歪が大きく，良好な品質の電力
が得られない。そのため，所望の出力電圧を得るために
は，インバータの出力電圧が存在する期間にもサイクロ
コンバータをスイッチングさせなければならず，このス
イッチング動作によるエネルギー損失を低減するする効
果が十分に発揮されない問題点があった。本発明は上記
問題点に鑑みて創案されたもので，サイクロコンバータ
のスイッチング動作をインバータの出力電圧のゼロ期間
でのみ行う得るようにした電力変換装置の制御方法を提
供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明が採用する方法は，直流電力をインバータによ
り所定周波数より高い周波数の交流電力に変換し，該交
流電力を上記インバータのスイッチング動作に連動させ
たスイッチング動作により制御される三相サイクロコン
バータによって所定周波数の三相交流電力に変換する電
力変換装置の制御方法において，上記三相交流電力とし
て出力させたい電圧の電圧ベクトルの長さと方向とを算
出し，該電圧ベクトルの長さにより上記インバータの出
力幅を制御し，上記電圧ベクトルの方向により上記三相
サイクロコンバータのスイッチングタイミングを制御す
ることを特徴とする電力変換装置の制御方法である。
に本発明が採用する方法は，直流電力をインバータによ
り所定周波数より高い周波数の交流電力に変換し，該交
流電力を上記インバータのスイッチング動作に連動させ
たスイッチング動作により制御される三相サイクロコン
バータによって所定周波数の三相交流電力に変換する電
力変換装置の制御方法において，上記三相交流電力とし
て出力させたい電圧の電圧ベクトルの長さと方向とを算
出し，該電圧ベクトルの長さにより上記インバータの出
力幅を制御し，上記電圧ベクトルの方向により上記三相
サイクロコンバータのスイッチングタイミングを制御す
ることを特徴とする電力変換装置の制御方法である。
【０００５】
【作用】本発明によれば，三相交流電力として出力させ
たい電圧の電圧ベクトルの長さと方向とを算出して，こ
の電圧ベクトルの長さによりインバータの出力幅を設定
し，上記電圧ベクトルの方向により三相サイクロコンバ
ータのスイッチングタイミングを設定する。上記電圧ベ
クトルの方向によって決定されるスイッチングタイミン
グで三相サイクロコンバータのスイッチングを制御する
ことにより，三相交流の状態が得られる。しかし，これ
だけでは三相交流としての電圧振幅を得るには不十分で
あるので，上記電圧ベクトルの長さによりインバータが
出力するパルス幅を制御する。上記の制御により三相サ
イクロコンバータのスイッチング動作は，インバータ出
力がゼロ電圧の間で行うことができ，スイッチング動作
によるエネルギー損失を低減させることができる。
たい電圧の電圧ベクトルの長さと方向とを算出して，こ
の電圧ベクトルの長さによりインバータの出力幅を設定
し，上記電圧ベクトルの方向により三相サイクロコンバ
ータのスイッチングタイミングを設定する。上記電圧ベ
クトルの方向によって決定されるスイッチングタイミン
グで三相サイクロコンバータのスイッチングを制御する
ことにより，三相交流の状態が得られる。しかし，これ
だけでは三相交流としての電圧振幅を得るには不十分で
あるので，上記電圧ベクトルの長さによりインバータが
出力するパルス幅を制御する。上記の制御により三相サ
イクロコンバータのスイッチング動作は，インバータ出
力がゼロ電圧の間で行うことができ，スイッチング動作
によるエネルギー損失を低減させることができる。
【０００６】
【実施例】以下，添付図面を参照して本発明を具体化し
た実施例につき説明し，本発明の理解に供する。尚，以
下の実施例は本発明を具体化した一例であって，本発明
の技術的範囲を限定するものではない。ここに，図１は
本発明に係る制御方法を実施する電力変換装置の構成を
示すブロック図，図２は指示電圧ベクトルの例を示す電
圧ベクトル図，図３は電圧ベクトル毎の三相サイクロコ
ンバータのスイッチングタイミングを示すパターン図，
図４は１サンプリング周期で出力できる電圧ベクトル
図，図５は電圧ベクトルのエリア分割の例を示す図，図
６は電圧ベクトルのエリア分割毎の出力電圧ベクトルの
図，図７は指令電圧ベクトルの例を示す電圧ベクトル
図，図８は図７で示す指令電圧ベクトルによるスイッチ
ングタイミングを示すスイッチングパターン図である。
図１において，電力変換装置１は，直流電源６からの直
流電力を当該電力変換装置１が出力する所定周波数より
高い周波数の単相交流電力に変換する単相インバータ２
と，入出力間を絶縁すると共に単相インバータ２の出力
電力を次段に伝送する単相変圧器３と，単相インバータ
２からの単相交流電力を所定周波数の三相交流電力に変
換する三相サイクロコンバータ４と，上記単相インバー
タ２を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ
４のスイッチング動作を制御すると共に，上記三相サイ
クロコンバータ４を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ
６，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９，Ｓ１０のスイッチング動作を上
記単相インバータ２の動作と連動させて生成したＰＷＭ
信号で制御する制御回路５とを具備して構成されてい
る。上記制御回路５は，単相インバータ制御信号生成器
７と，サイクロコンバータ制御信号生成器８と，デジタ
ル制御器９とを具備して構成されている。該デジタル制
御器９は，三相サイクロコンバータ４から出力させたい
三相交流電力から，その電圧ベクトルの方向と長さとを
ベクトル制御の手法により算出し，これを指令電圧とし
て単相インバータ制御信号生成器７と，サイクロコンバ
ータ制御信号生成器８とに出力する。上記指令電圧ベク
トルは，図２に示すように表現され，各ベクトルＶ１〜
Ｖ６は三相サイクロコンバータ４が出力する電圧ベクト
ルの各相を示し，この各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を出力
するためのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１０のスイッチン
グタイミングは，図３に具体例として示すように設定さ
れる。
た実施例につき説明し，本発明の理解に供する。尚，以
下の実施例は本発明を具体化した一例であって，本発明
の技術的範囲を限定するものではない。ここに，図１は
本発明に係る制御方法を実施する電力変換装置の構成を
示すブロック図，図２は指示電圧ベクトルの例を示す電
圧ベクトル図，図３は電圧ベクトル毎の三相サイクロコ
ンバータのスイッチングタイミングを示すパターン図，
図４は１サンプリング周期で出力できる電圧ベクトル
図，図５は電圧ベクトルのエリア分割の例を示す図，図
６は電圧ベクトルのエリア分割毎の出力電圧ベクトルの
図，図７は指令電圧ベクトルの例を示す電圧ベクトル
図，図８は図７で示す指令電圧ベクトルによるスイッチ
ングタイミングを示すスイッチングパターン図である。
図１において，電力変換装置１は，直流電源６からの直
流電力を当該電力変換装置１が出力する所定周波数より
高い周波数の単相交流電力に変換する単相インバータ２
と，入出力間を絶縁すると共に単相インバータ２の出力
電力を次段に伝送する単相変圧器３と，単相インバータ
２からの単相交流電力を所定周波数の三相交流電力に変
換する三相サイクロコンバータ４と，上記単相インバー
タ２を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ
４のスイッチング動作を制御すると共に，上記三相サイ
クロコンバータ４を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ
６，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９，Ｓ１０のスイッチング動作を上
記単相インバータ２の動作と連動させて生成したＰＷＭ
信号で制御する制御回路５とを具備して構成されてい
る。上記制御回路５は，単相インバータ制御信号生成器
７と，サイクロコンバータ制御信号生成器８と，デジタ
ル制御器９とを具備して構成されている。該デジタル制
御器９は，三相サイクロコンバータ４から出力させたい
三相交流電力から，その電圧ベクトルの方向と長さとを
ベクトル制御の手法により算出し，これを指令電圧とし
て単相インバータ制御信号生成器７と，サイクロコンバ
ータ制御信号生成器８とに出力する。上記指令電圧ベク
トルは，図２に示すように表現され，各ベクトルＶ１〜
Ｖ６は三相サイクロコンバータ４が出力する電圧ベクト
ルの各相を示し，この各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を出力
するためのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１０のスイッチン
グタイミングは，図３に具体例として示すように設定さ
れる。
【０００７】上記のように構成された電力変換装置の制
御方法について以下に説明する。例えば，１サンプリン
グ周期内のスイッチング回数を４回とすると，等価的に
１サンプリング周期で出力できる電圧ベクトルは，図４
に示すように全２４通りとなる。従って，図５に示すよ
うに，ベクトルＶ１とＶ３とで囲まれた範囲では，Ｖ１
とＶ３との間は５つのａｒｅａ１〜５に分けることがで
きる。これらのエリア内に上記指令電圧Ｖref が含まれ
るときに，指令電圧Ｖref をエリア内の１つの電圧ベク
トルに代表させて出力する。このように１サンプリング
周期を４分割した場合の出力電圧ベクトルは，図６に示
すようなスイッチングパターンとして決定することがで
きる。但し，これだけではベクトルの長さ（電圧振幅）
を表現するには十分でないので，単相インバータ２のパ
ルス幅を制御することによって補う。上記制御を具体的
なスイッチングパターンを示して説明する。例えば，図
７に示すような指令電圧ベクトルＶref （１）が与えら
れた場合，デジタル制御器９は，まず，そのベクトル長
さを計算し，単相インバータ２の出力幅指令として，図
８（ａ−１）に示すインバータ出力幅信号を単相インバ
ータ制御信号生成器７に出力する。単相インバータ制御
信号生成器７は，この出力幅指令信号に従って，図８
（ｂ−１）に示すようにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，
Ｓ３，Ｓ４をオン・オフ制御する。この結果，単相イン
バータ２から図８（ｃ−１）のようなインバータ出力電
圧（Ｖinv ）が出力される。本実施例では，１サンプリ
ング周期の分割数を４としているので，図示するように
１サンプリング周期内にインバータ出力電圧は４パルス
存在する。次に，デジタル制御器９は，指令電圧ベクト
ルから三相サイクロコンバータ４のスイッチングタイミ
ングを計算する。指令電圧ベクトルＶref-1 が存在する
エリアから，先に図６に示したように，ベクトルＶ１を
１パルス，Ｖ３を３パルス出力する（図８ｄ−１）。サ
イクロコンバータ制御信号生成器８は，先に図３で示し
た電圧ベクトル毎のスイッチングパターンに従って，三
相サイクロコンバータ４を図８（ｅ−１）に示すように
スイッチング制御する。このスイッチング制御の結果，
三相サイクロコンバータ４から図８（ｆ−１）に示すよ
うな三相出力電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuが得られる。
御方法について以下に説明する。例えば，１サンプリン
グ周期内のスイッチング回数を４回とすると，等価的に
１サンプリング周期で出力できる電圧ベクトルは，図４
に示すように全２４通りとなる。従って，図５に示すよ
うに，ベクトルＶ１とＶ３とで囲まれた範囲では，Ｖ１
とＶ３との間は５つのａｒｅａ１〜５に分けることがで
きる。これらのエリア内に上記指令電圧Ｖref が含まれ
るときに，指令電圧Ｖref をエリア内の１つの電圧ベク
トルに代表させて出力する。このように１サンプリング
周期を４分割した場合の出力電圧ベクトルは，図６に示
すようなスイッチングパターンとして決定することがで
きる。但し，これだけではベクトルの長さ（電圧振幅）
を表現するには十分でないので，単相インバータ２のパ
ルス幅を制御することによって補う。上記制御を具体的
なスイッチングパターンを示して説明する。例えば，図
７に示すような指令電圧ベクトルＶref （１）が与えら
れた場合，デジタル制御器９は，まず，そのベクトル長
さを計算し，単相インバータ２の出力幅指令として，図
８（ａ−１）に示すインバータ出力幅信号を単相インバ
ータ制御信号生成器７に出力する。単相インバータ制御
信号生成器７は，この出力幅指令信号に従って，図８
（ｂ−１）に示すようにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，
Ｓ３，Ｓ４をオン・オフ制御する。この結果，単相イン
バータ２から図８（ｃ−１）のようなインバータ出力電
圧（Ｖinv ）が出力される。本実施例では，１サンプリ
ング周期の分割数を４としているので，図示するように
１サンプリング周期内にインバータ出力電圧は４パルス
存在する。次に，デジタル制御器９は，指令電圧ベクト
ルから三相サイクロコンバータ４のスイッチングタイミ
ングを計算する。指令電圧ベクトルＶref-1 が存在する
エリアから，先に図６に示したように，ベクトルＶ１を
１パルス，Ｖ３を３パルス出力する（図８ｄ−１）。サ
イクロコンバータ制御信号生成器８は，先に図３で示し
た電圧ベクトル毎のスイッチングパターンに従って，三
相サイクロコンバータ４を図８（ｅ−１）に示すように
スイッチング制御する。このスイッチング制御の結果，
三相サイクロコンバータ４から図８（ｆ−１）に示すよ
うな三相出力電圧Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuが得られる。
【０００８】又，図７に示す指令電圧ベクトルＶref-２
が与えられた場合，上記と同様に，デジタル制御器９
は，ベクトル長さから単相インバータ２の出力幅指令と
して，図８（ａ−２）に示すインバータ出力幅信号を単
相インバータ制御信号生成器７に出力する。単相インバ
ータ制御信号生成器７は，この出力幅指令信号に従っ
て，図８（ｂ−２）に示すようにスイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をオン・オフ制御する。この結
果，単相インバータ２から図８（ｃ−２）のようなイン
バータ出力電圧（Ｖinv ）が出力される。次いで，デジ
タル制御器９は，指令電圧ベクトルから三相サイクロコ
ンバータ４のスイッチングタイミングを計算する。指令
電圧ベクトルＶref(-1) が存在するエリアから，先に図
６に示したように，ベクトルＶ１を２パルス，Ｖ５を２
パルス出力する（図８ｄ−２）。サイクロコンバータ制
御信号生成器８は，先に図３で示した電圧ベクトル毎の
スイッチングパターンに従って，三相サイクロコンバー
タ４を図８（ｅ−２）に示すようにスイッチング制御す
る。このスイッチング制御の結果，三相サイクロコンバ
ータ４から図８（ｆ−２）に示すような三相出力電圧Ｖ
uv，Ｖvw，Ｖwuが得られる。上記のように電力変換装置
１から出力させたい電圧の電圧ベクトルにより，単相イ
ンバータ２と三相サイクロコンバータ４とを関連させて
制御できるので，単相インバータ２のゼロ電圧期間に三
相サイクロコンバータ４をスイッチングすることがで
き，エネルギー損失の少ない電力変換装置の制御を行う
ことができる。
が与えられた場合，上記と同様に，デジタル制御器９
は，ベクトル長さから単相インバータ２の出力幅指令と
して，図８（ａ−２）に示すインバータ出力幅信号を単
相インバータ制御信号生成器７に出力する。単相インバ
ータ制御信号生成器７は，この出力幅指令信号に従っ
て，図８（ｂ−２）に示すようにスイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をオン・オフ制御する。この結
果，単相インバータ２から図８（ｃ−２）のようなイン
バータ出力電圧（Ｖinv ）が出力される。次いで，デジ
タル制御器９は，指令電圧ベクトルから三相サイクロコ
ンバータ４のスイッチングタイミングを計算する。指令
電圧ベクトルＶref(-1) が存在するエリアから，先に図
６に示したように，ベクトルＶ１を２パルス，Ｖ５を２
パルス出力する（図８ｄ−２）。サイクロコンバータ制
御信号生成器８は，先に図３で示した電圧ベクトル毎の
スイッチングパターンに従って，三相サイクロコンバー
タ４を図８（ｅ−２）に示すようにスイッチング制御す
る。このスイッチング制御の結果，三相サイクロコンバ
ータ４から図８（ｆ−２）に示すような三相出力電圧Ｖ
uv，Ｖvw，Ｖwuが得られる。上記のように電力変換装置
１から出力させたい電圧の電圧ベクトルにより，単相イ
ンバータ２と三相サイクロコンバータ４とを関連させて
制御できるので，単相インバータ２のゼロ電圧期間に三
相サイクロコンバータ４をスイッチングすることがで
き，エネルギー損失の少ない電力変換装置の制御を行う
ことができる。
【０００９】
【発明の効果】以上の説明の通り本発明によれば，三相
交流電力として出力させたい電圧の電圧ベクトルの長さ
と方向とを算出して，この電圧ベクトルの長さによりイ
ンバータの出力幅を設定し，上記電圧ベクトルの方向に
より三相サイクロコンバータのスイッチングタイミング
を設定する。上記電圧ベクトルの方向によって決定され
るスイッチングタイミングで三相サイクロコンバータの
スイッチングを制御することにより，三相交流の状態が
得られる。しかし，これだけでは三相交流としての電圧
振幅を得るには不十分であるので，上記電圧ベクトルの
長さによりインバータが出力するパルス幅を制御する。
上記の制御により三相サイクロコンバータのスイッチン
グ動作は，インバータ出力がゼロ電圧の間で行うことが
でき，スイッチング動作によるエネルギー損失を低減さ
せることができる。
交流電力として出力させたい電圧の電圧ベクトルの長さ
と方向とを算出して，この電圧ベクトルの長さによりイ
ンバータの出力幅を設定し，上記電圧ベクトルの方向に
より三相サイクロコンバータのスイッチングタイミング
を設定する。上記電圧ベクトルの方向によって決定され
るスイッチングタイミングで三相サイクロコンバータの
スイッチングを制御することにより，三相交流の状態が
得られる。しかし，これだけでは三相交流としての電圧
振幅を得るには不十分であるので，上記電圧ベクトルの
長さによりインバータが出力するパルス幅を制御する。
上記の制御により三相サイクロコンバータのスイッチン
グ動作は，インバータ出力がゼロ電圧の間で行うことが
でき，スイッチング動作によるエネルギー損失を低減さ
せることができる。
【図１】 本発明に係る制御方法を実施する電力変換装
置の構成を示すブロック図。
置の構成を示すブロック図。
【図２】 実施例に係る指示電圧ベクトルの例を示す電
圧ベクトル図。
圧ベクトル図。
【図３】 実施例に係る電圧ベクトル毎の三相サイクロ
コンバータのスイッチングタイミングを示すパターン
図。
コンバータのスイッチングタイミングを示すパターン
図。
【図４】 実施例に係る１サンプリング周期で出力でき
る電圧ベクトル図。
る電圧ベクトル図。
【図５】 実施例に係る電圧ベクトルのエリア分割の例
を示す図。
を示す図。
【図６】 実施例に係る電圧ベクトルのエリア分割毎の
出力電圧ベクトルの図。
出力電圧ベクトルの図。
【図７】 実施例に係る指令電圧ベクトルの例を示す電
圧ベクトル図。
圧ベクトル図。
【図８】 同上例によるスイッチングタイミングを示す
スイッチングパターン図。
スイッチングパターン図。
【図９】 従来例に係る電力変換装置の構成を示す回路
図。
図。
【図１０】 従来例に係る電力変換装置の構成を示す回
路図。
路図。
【図１１】 同上電力変換装置の動作を説明するスイッ
チングパターン図。
チングパターン図。
１…電力変換装置 ２…単相インバータ ３…単相変圧器 ４…三相サイクロコンバータ ５…制御回路 ６…直流電源 ７…インバータ制御信号生成器 ８…コンバータ制御信号生成器 ９…デジタル制御器
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電力をインバータにより所定周波数
より高い周波数の交流電力に変換し，該交流電力を上記
インバータのスイッチング動作に連動させたスイッチン
グ動作により制御される三相サイクロコンバータによっ
て所定周波数の三相交流電力に変換する電力変換装置の
制御方法において， 上記三相交流電力として出力させたい電圧の電圧ベクト
ルの長さと方向とを算出し，該電圧ベクトルの長さによ
り上記インバータの出力幅を制御し，上記電圧ベクトル
の方向により上記三相サイクロコンバータのスイッチン
グタイミングを制御することを特徴とする電力変換装置
の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5145868A JPH077944A (ja) | 1993-06-17 | 1993-06-17 | 電力変換装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5145868A JPH077944A (ja) | 1993-06-17 | 1993-06-17 | 電力変換装置の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077944A true JPH077944A (ja) | 1995-01-10 |
Family
ID=15394918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5145868A Pending JPH077944A (ja) | 1993-06-17 | 1993-06-17 | 電力変換装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH077944A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001251864A (ja) * | 2000-03-07 | 2001-09-14 | Yaskawa Electric Corp | ゲート信号出力装置 |
| WO2013035782A1 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-14 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2013035783A1 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-14 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
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| JP2014518060A (ja) * | 2011-05-26 | 2014-07-24 | エンフェイズ エナジー インコーポレイテッド | 三相共振電力コンバータから単相電力を発生するための方法及び装置 |
| JP2016067123A (ja) * | 2014-09-25 | 2016-04-28 | 株式会社豊田中央研究所 | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-06-17 JP JP5145868A patent/JPH077944A/ja active Pending
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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