JPH0774566A - 出力信号発生回路装置 - Google Patents
出力信号発生回路装置Info
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- JPH0774566A JPH0774566A JP6002149A JP214994A JPH0774566A JP H0774566 A JPH0774566 A JP H0774566A JP 6002149 A JP6002149 A JP 6002149A JP 214994 A JP214994 A JP 214994A JP H0774566 A JPH0774566 A JP H0774566A
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- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/001—Volume compression or expansion in amplifiers without controlling loop
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
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- G—PHYSICS
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- G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
- G06G7/24—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for evaluating logarithmic or exponential functions, e.g. hyperbolic functions
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- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単に構成され、且つわずかなコストで、当
該の出力信号を供給し得るように構成された、入力信号
と指数関数関係を有する出力を生成する回路装置を実現
すること。 【構成】 設定された一定のソース電流を供給する手段
が設けられており上記差動アンプの第２出力側（Ａ２）
を流れる当該分岐電流（ＩＤ）により当該の一定のソー
ス電流が残留電流に低減され当該差動アンプの動作電流
（ＩＤ）は上記残留電流に同期的にないし比例して制御
されるように構成されている。
該の出力信号を供給し得るように構成された、入力信号
と指数関数関係を有する出力を生成する回路装置を実現
すること。 【構成】 設定された一定のソース電流を供給する手段
が設けられており上記差動アンプの第２出力側（Ａ２）
を流れる当該分岐電流（ＩＤ）により当該の一定のソー
ス電流が残留電流に低減され当該差動アンプの動作電流
（ＩＤ）は上記残留電流に同期的にないし比例して制御
されるように構成されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は請求項１の上位概念によ
る回路装置に関する。
る回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】その種回路装置は例えば指数関数発生器
として著書『Halbleiterschaltungst-echnik』 Tietze
及び Sshenk 著述中に記載され、そして、重要素子とし
て差動アンプのほかにオペアンプを有する。エミッタ接
地接続の唯一のトランジスタを有する装置構成に比し
て、差動アンプを有する当該装置構成は殊に、温度補償
されるという効果を有する。
として著書『Halbleiterschaltungst-echnik』 Tietze
及び Sshenk 著述中に記載され、そして、重要素子とし
て差動アンプのほかにオペアンプを有する。エミッタ接
地接続の唯一のトランジスタを有する装置構成に比し
て、差動アンプを有する当該装置構成は殊に、温度補償
されるという効果を有する。
【０００３】
【発明の目的】本発明の目的ないし課題とするところ
は、簡単に構成されたその種回路装置を提供することに
ある。
は、簡単に構成されたその種回路装置を提供することに
ある。
【０００４】
【発明の構成】上記課題は請求項１記載の構成要件によ
り解決される。ほかの請求項には本発明の有利な実施態
様発展形態、用法が記載されている。
り解決される。ほかの請求項には本発明の有利な実施態
様発展形態、用法が記載されている。
【０００５】本発明の回路装置はわずかなコストを以
て、入力信号と指数関数の関数関係を有する出力信号を
供給する様に構成されている。当該回路装置は１Ｖまで
の低い動作電圧向けに構成され得る。
て、入力信号と指数関数の関数関係を有する出力信号を
供給する様に構成されている。当該回路装置は１Ｖまで
の低い動作電圧向けに構成され得る。
【０００６】当該の出力電流は基準電流の設定により制
御可能であり、又は本発明の発展形態によれば、制御ル
ープにより制限可能である。本発明は殊に振幅変調信号
に対する増幅度制御（ＡＧＣ）用の装置、特に振幅シフ
トキーイング付き（ＡＳＫ）信号、例えばＤＣＦ７７の
ような時間符号（パターン）送信器の無線信号に対する
当該ＡＧＣ用の装置において有利に用いられる。
御可能であり、又は本発明の発展形態によれば、制御ル
ープにより制限可能である。本発明は殊に振幅変調信号
に対する増幅度制御（ＡＧＣ）用の装置、特に振幅シフ
トキーイング付き（ＡＳＫ）信号、例えばＤＣＦ７７の
ような時間符号（パターン）送信器の無線信号に対する
当該ＡＧＣ用の装置において有利に用いられる。
【０００７】次ぎに図示の実施例を用いて本発明の回路
装置を説明する。
装置を説明する。
【０００８】
【実施例】次ぎに図を参照にして本発明を説明する。
【０００９】図１に示す回路装置においてはトランジス
タＴ７，Ｔ９は入力側Ｅ１，Ｅ２、と出力側Ａ１，Ａ２
を有する差動アンプを形成する。入力信号ＵＥは対称的
に（図１に示すように）又は非対称的に差動アンプに加
えられ得、その際、固定的比較電圧が加えられる入力端
子を以ての非対称的制御（図４）の場合、当該比較電圧
はダイオード区間を介して調整されそれにより、当該回
路装置の温度特性が補償され得る。Ｔ９（及びＴ
８...）及びＴ７のエミッタ線路中へのダイオードの挿
入により、当該回路装置の励振領域が増大され得る。ト
ランジスタＴ６はトランジスタＴ５と共にカレントミラ
ーを介して差動アンプの動作電流ＩＱに対する可制御電
流源を形成する。動作電流ＩＱは入力信号ＵＥに従って
差動アンプの出力（側）Ａ１，Ａ２におけるＩＡとＩＰ
とに分けられる、即ち、さらに使用されるＡ１における
出力電流ＩＡとＡ２における分岐電流ＩＰとに分けられ
る。
タＴ７，Ｔ９は入力側Ｅ１，Ｅ２、と出力側Ａ１，Ａ２
を有する差動アンプを形成する。入力信号ＵＥは対称的
に（図１に示すように）又は非対称的に差動アンプに加
えられ得、その際、固定的比較電圧が加えられる入力端
子を以ての非対称的制御（図４）の場合、当該比較電圧
はダイオード区間を介して調整されそれにより、当該回
路装置の温度特性が補償され得る。Ｔ９（及びＴ
８...）及びＴ７のエミッタ線路中へのダイオードの挿
入により、当該回路装置の励振領域が増大され得る。ト
ランジスタＴ６はトランジスタＴ５と共にカレントミラ
ーを介して差動アンプの動作電流ＩＱに対する可制御電
流源を形成する。動作電流ＩＱは入力信号ＵＥに従って
差動アンプの出力（側）Ａ１，Ａ２におけるＩＡとＩＰ
とに分けられる、即ち、さらに使用されるＡ１における
出力電流ＩＡとＡ２における分岐電流ＩＰとに分けられ
る。
【００１０】定電流源ＱＬによってはソース（源）電流
ＩＬが設定され該ソース電流はＡ２を流れる分岐電流Ｉ
Ｐと、残留電流ＩＮに分けられる。当該残留電流ＩＮに
よってはＴ５を介してカレントミラー（これはＴ５，Ｔ
６によって形成される）が制御され、以て、差動アンプ
の動作電流ＩＱが設定される。有利にはＩＮはＩＱより
遥かに小であり、このことは例えばモノリシック集積化
カレントミラートランジスタＴ５，Ｔ６の面積比により
比例係数の形態で可調整である、動作電流ＩＱは必ずし
も残留電流に正比例しない。当該回路装置の機能動作の
ためには一義的な単調関数関係があればそれで十分であ
る、換言すれば残留電流の変化によっては動作電流の同
期的（同調的）変化が生ぜしめられる。例えばＴ５のエ
ミッタとＧＮＤ（アース）との間に抵抗Ｒが挿入接続さ
れ得る。
ＩＬが設定され該ソース電流はＡ２を流れる分岐電流Ｉ
Ｐと、残留電流ＩＮに分けられる。当該残留電流ＩＮに
よってはＴ５を介してカレントミラー（これはＴ５，Ｔ
６によって形成される）が制御され、以て、差動アンプ
の動作電流ＩＱが設定される。有利にはＩＮはＩＱより
遥かに小であり、このことは例えばモノリシック集積化
カレントミラートランジスタＴ５，Ｔ６の面積比により
比例係数の形態で可調整である、動作電流ＩＱは必ずし
も残留電流に正比例しない。当該回路装置の機能動作の
ためには一義的な単調関数関係があればそれで十分であ
る、換言すれば残留電流の変化によっては動作電流の同
期的（同調的）変化が生ぜしめられる。例えばＴ５のエ
ミッタとＧＮＤ（アース）との間に抵抗Ｒが挿入接続さ
れ得る。
【００１１】高い入力信号ＵＥに対して動作電流全体Ｉ
Ｑが出力電流ＩＡとなって差動アンプの出力側Ａ１を流
れる。その際、当該出力信号は ＩＡmaz ＝ＩＱ（＝ｎ，ＩＬ） に制限され、それにより消費電力の制限及び当該出力電
流ＩＡによる他のモジュールの励振の制限が達成され
る。
Ｑが出力電流ＩＡとなって差動アンプの出力側Ａ１を流
れる。その際、当該出力信号は ＩＡmaz ＝ＩＱ（＝ｎ，ＩＬ） に制限され、それにより消費電力の制限及び当該出力電
流ＩＡによる他のモジュールの励振の制限が達成され
る。
【００１２】これに反して、逆の電流分布の場合、差動
アンプにて全体としてたんに該ソース電流ＩＬのみが流
れ該ソース電流は比ｎ；１でＩＰないしＩＱと、ＩＮと
に別れる、当該出力電流ＩＡは差動アンプの励振領域の
主要領域に亘って、入力信号ＵＥと指数関数関係（ｄＢ
−リニア関係性）を有し、徐々に限界値ｎ．ＩＬに移行
する。
アンプにて全体としてたんに該ソース電流ＩＬのみが流
れ該ソース電流は比ｎ；１でＩＰないしＩＱと、ＩＮと
に別れる、当該出力電流ＩＡは差動アンプの励振領域の
主要領域に亘って、入力信号ＵＥと指数関数関係（ｄＢ
−リニア関係性）を有し、徐々に限界値ｎ．ＩＬに移行
する。
【００１３】当該特性曲線の指数関数的経過は制限値Ｉ
Ａmaxまで次ぎのようにして延長され得る、即ちソース
電流ＩＬの値を選定する際、当該選定により定まる電流
限界値ｎ．ＩＬが出力電流ＩＡmaxに対する所定の制限
値より大になるようにし、そして当該制限値の到達と共
に制御ループが発動し、該制御ループによっては例えば
入力信号ＵＥ又は残留電流ＩＮの制限により出力電流Ｉ
Ａの制限が移行部なしで発動されるようになる。制御ル
ープに対する実際値として、有利には当該出力電流に比
例するセンサ電流が用いられ、該センサ電流は例えば出
力電流により制御されるカレントミラーによりまたは、
図１中でＴ８として示すような別のトランジスタ（これ
はベース側及びエミッタ側がトランジスタＴ９と接続さ
れている）を介して形成され得る。
Ａmaxまで次ぎのようにして延長され得る、即ちソース
電流ＩＬの値を選定する際、当該選定により定まる電流
限界値ｎ．ＩＬが出力電流ＩＡmaxに対する所定の制限
値より大になるようにし、そして当該制限値の到達と共
に制御ループが発動し、該制御ループによっては例えば
入力信号ＵＥ又は残留電流ＩＮの制限により出力電流Ｉ
Ａの制限が移行部なしで発動されるようになる。制御ル
ープに対する実際値として、有利には当該出力電流に比
例するセンサ電流が用いられ、該センサ電流は例えば出
力電流により制御されるカレントミラーによりまたは、
図１中でＴ８として示すような別のトランジスタ（これ
はベース側及びエミッタ側がトランジスタＴ９と接続さ
れている）を介して形成され得る。
【００１４】Ｔ９に並列に接続されたトランジスタによ
り、当該出力電流は他の種々異なる回路段のため分解、
分割されてもよいし、またモータ出力側として使用され
てもよい。本発明の回路装置は特に有利には利得制御装
置ＡＧＣ（ Automatic GainControl）において、例え
ば、出力電流ＩＡに比例して個々の増幅段の利得（増幅
率）の制御されるｍ段（ｍ＝１２...）増幅器装置にお
けるＡＧＣ装置に使用可能でる。利得制御は有利には電
流比例の急峻度を介して行なわれる。場合により複数の
制御電流は例えば出力電流の分割又は鏡像的生成され得
る。特に有利であるのは振幅変調された、例えば振幅シ
フトキーイングされた信号、例えばＤＣＦ７７のような
時間符号送信器の無線信号の増幅のための本発明の回路
装置を備えたその種ＡＧＦ装置である。その際、当該信
号の復調のため差動アンプの入力信号が使用される。そ
の時所定のレベルキーイング比を有する増幅されてない
無線信号のレベルシフトキーイングによっては当該の広
いダイナミック領域にて変化する振幅に無関係に、差動
アンプの入力信号の一様な信号変化量、変位量が生ぜし
められる。
り、当該出力電流は他の種々異なる回路段のため分解、
分割されてもよいし、またモータ出力側として使用され
てもよい。本発明の回路装置は特に有利には利得制御装
置ＡＧＣ（ Automatic GainControl）において、例え
ば、出力電流ＩＡに比例して個々の増幅段の利得（増幅
率）の制御されるｍ段（ｍ＝１２...）増幅器装置にお
けるＡＧＣ装置に使用可能でる。利得制御は有利には電
流比例の急峻度を介して行なわれる。場合により複数の
制御電流は例えば出力電流の分割又は鏡像的生成され得
る。特に有利であるのは振幅変調された、例えば振幅シ
フトキーイングされた信号、例えばＤＣＦ７７のような
時間符号送信器の無線信号の増幅のための本発明の回路
装置を備えたその種ＡＧＦ装置である。その際、当該信
号の復調のため差動アンプの入力信号が使用される。そ
の時所定のレベルキーイング比を有する増幅されてない
無線信号のレベルシフトキーイングによっては当該の広
いダイナミック領域にて変化する振幅に無関係に、差動
アンプの入力信号の一様な信号変化量、変位量が生ぜし
められる。
【００１５】入力信号に従って、限られた出力電流の送
出のための簡単な構成モジュールとしてはトランジスタ
のエミッタ接地接続構成又はトランジスタ差動アンプ回
路が慣用である差動アンプ回路の場合、当該出力電流の
制限は差動アンプのエミッタ側電流源により行なわれ得
る。出力電流の制限機能は徐々においてしか発動され
ず、その結果電流制御作用状態への到達前に、当該出力
電流−入力信号−特性曲線の、ｄＢ−リニア即ち指数関
数的）経過からの偏差が生じ、その際その偏差によって
は自動的利得制御のため出力電流使用の際増幅度及び感
度損失が惹起され得る。
出のための簡単な構成モジュールとしてはトランジスタ
のエミッタ接地接続構成又はトランジスタ差動アンプ回
路が慣用である差動アンプ回路の場合、当該出力電流の
制限は差動アンプのエミッタ側電流源により行なわれ得
る。出力電流の制限機能は徐々においてしか発動され
ず、その結果電流制御作用状態への到達前に、当該出力
電流−入力信号−特性曲線の、ｄＢ−リニア即ち指数関
数的）経過からの偏差が生じ、その際その偏差によって
は自動的利得制御のため出力電流使用の際増幅度及び感
度損失が惹起され得る。
【００１６】出力電流の制限のための以下述べる装置構
成においては所定のように移行部なしで発動される制限
作用が可能になる。当該の装置構成によっては殊に、出
力信号を生じさせる回路群の構成が次ぎのように実現さ
れ得る、即ち、当該制限作用の発動（開始）まで、当該
特性曲線が所望の特性経過に追従する、殊に図１の回路
装置におけるような所望の特性経過に追従する当該の回
路群の構成が実現され得る。
成においては所定のように移行部なしで発動される制限
作用が可能になる。当該の装置構成によっては殊に、出
力信号を生じさせる回路群の構成が次ぎのように実現さ
れ得る、即ち、当該制限作用の発動（開始）まで、当該
特性曲線が所望の特性経過に追従する、殊に図１の回路
装置におけるような所望の特性経過に追従する当該の回
路群の構成が実現され得る。
【００１７】図２に示す装置構成では必ずしも制限され
ない出力電流ＩＡ及び該出力電流に比例する制御電流Ｉ
Ｓが設定される。制御電流ＩＳの生成は技術水準により
種々の形態が公知である。制御電流ＩＳは２つの並列の
電流経路に分割されその際第一の電流経路では基準電流
源ＱＲを以て基準電流ＩＲが取出されるのであり、そし
て、当該基準電流ＩＲを場合により越える、制御電流Ｉ
Ｓ成分が、差電流ＩＤとして第二電流経路にてトランジ
スタＴ１（これはトランジスタＴ１，Ｔ２により形成さ
れるカレントミラーの制御部分である）を流通する。Ｔ
１を流れる電流ＩＤによってはこれに比例する鏡像化電
流ＩＫ（これはＴ２を流れる）が生ぜしめられ、それに
よっては制限されていない出力電流ＩＡが相応に低減さ
れる。
ない出力電流ＩＡ及び該出力電流に比例する制御電流Ｉ
Ｓが設定される。制御電流ＩＳの生成は技術水準により
種々の形態が公知である。制御電流ＩＳは２つの並列の
電流経路に分割されその際第一の電流経路では基準電流
源ＱＲを以て基準電流ＩＲが取出されるのであり、そし
て、当該基準電流ＩＲを場合により越える、制御電流Ｉ
Ｓ成分が、差電流ＩＤとして第二電流経路にてトランジ
スタＴ１（これはトランジスタＴ１，Ｔ２により形成さ
れるカレントミラーの制御部分である）を流通する。Ｔ
１を流れる電流ＩＤによってはこれに比例する鏡像化電
流ＩＫ（これはＴ２を流れる）が生ぜしめられ、それに
よっては制限されていない出力電流ＩＡが相応に低減さ
れる。
【００１８】基準電流ＩＲの値を下回る、制御電流ＩＲ
の値に対して、制御電流全体が第一の電流線路に流れ、
差電流ＩＤが残留しない。当該差電流は負でなく、この
ことは場合によりトランジスタＴ１のような整流手段に
より確保される。それにより、電流ＩＫも流れず、出力
端子Ｚへ流れる電流ＩＢは電流ＩＡに等しい。
の値に対して、制御電流全体が第一の電流線路に流れ、
差電流ＩＤが残留しない。当該差電流は負でなく、この
ことは場合によりトランジスタＴ１のような整流手段に
より確保される。それにより、電流ＩＫも流れず、出力
端子Ｚへ流れる電流ＩＢは電流ＩＡに等しい。
【００１９】制御電流ＩＳの基準電流を越える値に対し
て、Ｔ１を差電流が流れ、カレントミラーを介してＴ２
を流れる電流が出力電流ＩＡから差引かれる。簡単に可
能になることは一方ではＩＡとＩＡとの間、他方ではＩ
ＫとＩＤとの間の同じ直線性のもとで、ＩＳ＝ＩＲの状
態（以降）から電流ＩＡ上昇の際、当該電流ＩＢが一定
に保たれ、同一比例係数Ｋを以て当該基準電流ＩＲに比
例する値をとることである。可制御な電流源ＱＲのもと
で制限値ＩＢは簡単な手段で制御され得る。カレントミ
ラーの比例係数は例えばモノリシック装置構成でトラン
ジスタＴ１，Ｔ２の面積比により調整される。
て、Ｔ１を差電流が流れ、カレントミラーを介してＴ２
を流れる電流が出力電流ＩＡから差引かれる。簡単に可
能になることは一方ではＩＡとＩＡとの間、他方ではＩ
ＫとＩＤとの間の同じ直線性のもとで、ＩＳ＝ＩＲの状
態（以降）から電流ＩＡ上昇の際、当該電流ＩＢが一定
に保たれ、同一比例係数Ｋを以て当該基準電流ＩＲに比
例する値をとることである。可制御な電流源ＱＲのもと
で制限値ＩＢは簡単な手段で制御され得る。カレントミ
ラーの比例係数は例えばモノリシック装置構成でトラン
ジスタＴ１，Ｔ２の面積比により調整される。
【００２０】図３に示す実施例では所定の制御電流ＩＳ
が流れるように構成されており、上記制御電流は基準電
流と場合により残留する差電流とに分けられる。カレン
トミラーＴ１，Ｔ２を介して調整電流ＩＫが生ぜしめら
れる。制御電流ＩＫの高さはＴ３，Ｔ４から成るカレン
トミラーを介して、センサ電流ＩＭにより定まり、上記
センサ電流は入力信号Ｅに従って出力信号を形成する為
の装置Ｗの出力信号ＩＡに比例して、又は少なくともそ
れに依存している。調整電流ＩＫは当該装置構成では出
力電流ＩＡに対してこれを低減するように直接的に作用
を及ぼすのではなく、当該装置Ｗにて規定的な量、例え
ば動作電流、振幅度、入力信号等に対して制限的な作用
を及ぼし、ここにおいて、当該出力信号が低減されるよ
うな制限的な作用を及ぼす。それにより当該装置構成に
より形成される制御ループは固定的に、又は電流源ＱＲ
を介して可変にも設定された制限値（該制限値は出力電
流ＩＡないしセンサ電流ＩＭの制限値である）への到達
の際発動され、当該出力電流ＩＡないしＩＮを制限す
る。当該制限ループ間での電流は出力電流ＩＡより著し
く低いものとなり得る。
が流れるように構成されており、上記制御電流は基準電
流と場合により残留する差電流とに分けられる。カレン
トミラーＴ１，Ｔ２を介して調整電流ＩＫが生ぜしめら
れる。制御電流ＩＫの高さはＴ３，Ｔ４から成るカレン
トミラーを介して、センサ電流ＩＭにより定まり、上記
センサ電流は入力信号Ｅに従って出力信号を形成する為
の装置Ｗの出力信号ＩＡに比例して、又は少なくともそ
れに依存している。調整電流ＩＫは当該装置構成では出
力電流ＩＡに対してこれを低減するように直接的に作用
を及ぼすのではなく、当該装置Ｗにて規定的な量、例え
ば動作電流、振幅度、入力信号等に対して制限的な作用
を及ぼし、ここにおいて、当該出力信号が低減されるよ
うな制限的な作用を及ぼす。それにより当該装置構成に
より形成される制御ループは固定的に、又は電流源ＱＲ
を介して可変にも設定された制限値（該制限値は出力電
流ＩＡないしセンサ電流ＩＭの制限値である）への到達
の際発動され、当該出力電流ＩＡないしＩＮを制限す
る。当該制限ループ間での電流は出力電流ＩＡより著し
く低いものとなり得る。
【００２１】図４は図２の装置構成を使用した自動的利
得制御（ＡＧＣ）装置が示す。その場合、殊に多段の増
幅器装置が示してあり、該装置の利得は電流ＩＡを用い
て可調整である。当該増幅器（アンプ）段は当該動作電
流がＩＡにより定まる差動アンプであり得る。当該増幅
器装置は例えば、大きな振幅ダイナミック領域で無線受
信信号ｅの可変増幅のため設けられ得る。増幅される受
信信号ｅのほかに当該増幅器装置はさらに、増幅される
信号の振幅から導出される電流信号ＩＥを生じさせ、上
記電流信号は電流源ＱＣから充電電流ＩＣと共にコンデ
ンサＣＥにおける電圧をＵＥを決定する。コンデンサ電
圧は差動アンプ装置におけるトランジスタＴ７，Ｔ９に
より形成された電圧電流変換器の一方の入力側に加わ
り、それの他方の入力側は一定の基準電位Ｕｐ（該一定
基準電位を介して場合により差動アンプ装置の温度依存
性も補償され得る）が加わる。Ｔ９のコレクタ電流（該
コレクタ電流は入力信号としてのコンデンサ電圧ＵＥと
共に変化する）は電圧−電流変換器の出力信号を形成
し、増幅器装置の増幅度（利得）Ｖを次ぎのように制御
する。即ち、受信信号の振幅低下の際増幅された信号の
振幅も低下し電流信号ＩＥがより小さくなるように制御
する。このことにより、コンデンサ電圧ＵＥの上昇によ
り比較的高い出力電流ＩＡ、以てＶにおける比較的高い
信号増幅度が生ぜしめられ、結局ＣＥにて新たな平衡値
ＵＥが生ぜしめられる。Ｔ５，Ｔ６から形成されたカレ
ントミラーと共に各部分電流ＩＮ，ＩＰへのソース
（源）電流の分割構成を備えた電流源ＱＬの装置構成は
入力電圧ＵＥと出力電流ＩＢとｄＢ−リニア（指数関
数）関数関係（特性）の実現に用いられ、高い出力電流
（該高い出力電流は弱い受信信号ｅ，ひいては高い入力
電圧ＵＥのもとで必要とされるものである）に比して小
さい及び中位の入力電圧のもとで電流消費を低減する。
当該出力電流ＩＢは著しく弱い、又は全く欠如している
受信信号のもとで過度に高い値をとるべきでない。
得制御（ＡＧＣ）装置が示す。その場合、殊に多段の増
幅器装置が示してあり、該装置の利得は電流ＩＡを用い
て可調整である。当該増幅器（アンプ）段は当該動作電
流がＩＡにより定まる差動アンプであり得る。当該増幅
器装置は例えば、大きな振幅ダイナミック領域で無線受
信信号ｅの可変増幅のため設けられ得る。増幅される受
信信号ｅのほかに当該増幅器装置はさらに、増幅される
信号の振幅から導出される電流信号ＩＥを生じさせ、上
記電流信号は電流源ＱＣから充電電流ＩＣと共にコンデ
ンサＣＥにおける電圧をＵＥを決定する。コンデンサ電
圧は差動アンプ装置におけるトランジスタＴ７，Ｔ９に
より形成された電圧電流変換器の一方の入力側に加わ
り、それの他方の入力側は一定の基準電位Ｕｐ（該一定
基準電位を介して場合により差動アンプ装置の温度依存
性も補償され得る）が加わる。Ｔ９のコレクタ電流（該
コレクタ電流は入力信号としてのコンデンサ電圧ＵＥと
共に変化する）は電圧−電流変換器の出力信号を形成
し、増幅器装置の増幅度（利得）Ｖを次ぎのように制御
する。即ち、受信信号の振幅低下の際増幅された信号の
振幅も低下し電流信号ＩＥがより小さくなるように制御
する。このことにより、コンデンサ電圧ＵＥの上昇によ
り比較的高い出力電流ＩＡ、以てＶにおける比較的高い
信号増幅度が生ぜしめられ、結局ＣＥにて新たな平衡値
ＵＥが生ぜしめられる。Ｔ５，Ｔ６から形成されたカレ
ントミラーと共に各部分電流ＩＮ，ＩＰへのソース
（源）電流の分割構成を備えた電流源ＱＬの装置構成は
入力電圧ＵＥと出力電流ＩＢとｄＢ−リニア（指数関
数）関数関係（特性）の実現に用いられ、高い出力電流
（該高い出力電流は弱い受信信号ｅ，ひいては高い入力
電圧ＵＥのもとで必要とされるものである）に比して小
さい及び中位の入力電圧のもとで電流消費を低減する。
当該出力電流ＩＢは著しく弱い、又は全く欠如している
受信信号のもとで過度に高い値をとるべきでない。
【００２２】当該出力電流の制限機能は高い入力電圧の
もとで、付加的な手段なしで、当該の相互に接続された
Ｔ７，Ｔ９のエミッタにおけるソース電流（該ソース電
流はカレントミラーｔ５，ｔ６を介してＩＮに比例し該
ＩＮは高いＵＥの場合ＩＬに等しい（ＩＬ＝ＩＮ））に
より与えられる。当該制限作用（機能）は冒頭に述べた
如く徐々に発動（開始）され、図５に示すように特性曲
線経過ＨＩで示されている。
もとで、付加的な手段なしで、当該の相互に接続された
Ｔ７，Ｔ９のエミッタにおけるソース電流（該ソース電
流はカレントミラーｔ５，ｔ６を介してＩＮに比例し該
ＩＮは高いＵＥの場合ＩＬに等しい（ＩＬ＝ＩＮ））に
より与えられる。当該制限作用（機能）は冒頭に述べた
如く徐々に発動（開始）され、図５に示すように特性曲
線経過ＨＩで示されている。
【００２３】例えば図２又は図３におけるような電流制
限図装置の使用により、出力電流生成装置を次ぎのよう
な設計構成し得る、即ち、当該特性曲線Ｈ２が所定の限
界値ＩＧまで所望の、例えばｄＢ−リニア経過に追従す
るように設計され得る。それを越える特性曲線経過は電
流制限作用の発動投入の故に重要でない。
限図装置の使用により、出力電流生成装置を次ぎのよう
な設計構成し得る、即ち、当該特性曲線Ｈ２が所定の限
界値ＩＧまで所望の、例えばｄＢ−リニア経過に追従す
るように設計され得る。それを越える特性曲線経過は電
流制限作用の発動投入の故に重要でない。
【００２４】図４に示すＡＧＣ装置では電流制限のため
図３の装置構成が使用され、ここにおいてセンサ電流Ｉ
Ｍはベース側及びエミッタ側でトランジスタＴ９に接続
されたトランジスタＴ８により、出力電流ＩＢに比例す
る電流として生成される。
図３の装置構成が使用され、ここにおいてセンサ電流Ｉ
Ｍはベース側及びエミッタ側でトランジスタＴ９に接続
されたトランジスタＴ８により、出力電流ＩＢに比例す
る電流として生成される。
【００２５】当該電流制限の作用については既に図３で
十分説明してある。当該制限の場合に生ぜしめられる調
整電流ＩＫは例えば動作電流ＩＱに対して低減作用を及
ぼし得、ここにおいて、カレントミラーＴ５，Ｔ６を介
してＩＱに比例する電流ＩＬないしＩＮが調整電流の取
出し（差引き）により低減される（図３における代替的
接続ａ）ようにするのである。
十分説明してある。当該制限の場合に生ぜしめられる調
整電流ＩＫは例えば動作電流ＩＱに対して低減作用を及
ぼし得、ここにおいて、カレントミラーＴ５，Ｔ６を介
してＩＱに比例する電流ＩＬないしＩＮが調整電流の取
出し（差引き）により低減される（図３における代替的
接続ａ）ようにするのである。
【００２６】調整電流に対する制限作用を及ぼす他の有
利な手段を代替的接続路ｂが示してある。ここにおいて
コンデンサ電圧ＵＥは電圧−電流変換段の入力信号とし
て制限される。事例として選ばれた構成例では例えば受
信信号の急激な突然の開始（スタート）の際コンデンサ
ＣＥは高い値からはじめて放電する必要がないという点
で有利である。
利な手段を代替的接続路ｂが示してある。ここにおいて
コンデンサ電圧ＵＥは電圧−電流変換段の入力信号とし
て制限される。事例として選ばれた構成例では例えば受
信信号の急激な突然の開始（スタート）の際コンデンサ
ＣＥは高い値からはじめて放電する必要がないという点
で有利である。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、簡単に構成され、且つ
わずかなコストで、当該の出力信号を供給し得るように
構成された、入力信号と指数関数関係を有する出力を生
成する回路装置を実現するという効果が奏される。
わずかなコストで、当該の出力信号を供給し得るように
構成された、入力信号と指数関数関係を有する出力を生
成する回路装置を実現するという効果が奏される。
【図１】本発明の回路装置の基本構成図である。
【図２】出力電流制限のための第一装置構成図である。
【図３】出力電流制限のための別の装置構成図である。
【図４】ＡＧＣ増幅器装置に対する出力電流制限のため
の装置構成と組み合わせた本発明の回路装置の有利な実
施例の接続構成図である。
の装置構成と組み合わせた本発明の回路装置の有利な実
施例の接続構成図である。
【図５】ＡＧＣ−アンプの制御用の特性曲線図である。
ＵＥ 入力信号 Ｅ１，Ｅ２ 入力側 Ａ１，Ａ２ 出力側 ＱＬ 定電流源 ＩＬ ソース電流 ＩＮ 残留電流 ＩＡ 出力電流 ＩＤ 差電流
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 クルト エーベルハルト ドイツ連邦共和国 ウルム ラートゲープ ヴェーク １ (72)発明者 コンラート ヒルシュ ドイツ連邦共和国 フライジング−レルヒ ェンフェルト ヨーゼフ−シュマール−シ ュトラーセ 41 (72)発明者 ヨハン ブルクハルト ドイツ連邦共和国 プファッフェンホーフ ェン エンゲルベルト−フィッシャー−シ ュトラーセ 34
Claims (7)
- 【請求項１】 差動アンプ（Ｔ７，Ｔ９）を有し入力信
号（ＵＥ）と指数関数関係を有する出力信号（ＩＡ）を
形成する出力信号発生回路装置であって、上記差動アン
プの第一出力側（Ａ１）から上記出力信号（ＩＡ）が取
出可能である当該回路装置において、設定された一定の
ソース電流を供給する手段が設けられており上記差動ア
ンプの第２出力側（Ａ２）を流れる当該分岐電流（Ｉ
Ｄ）により当該の一定のソース電流が残留電流に低減さ
れ当該差動アンプの動作電流（ＩＤ）は上記残留電流に
同期的に制御されるように構成されていることを特徴と
する出力信号発生回路装置。 - 【請求項２】 動作電流（ＩＱ）を当該の残留電流（Ｉ
Ｎ）に比例して生じさせるレントミラーが設けられてい
る請求項１記載の装置。 - 【請求項３】 制御ループが設けられており該制御ルー
プは差動アンプの動作電流又は入力信号への作用により
出力電流を制限するように構成されている請求項または
２記載の装置。 - 【請求項４】 当該出力信号は出力電流であり、ｍ段の
増幅器装置（Ｖ）における各々の増幅段の増幅度は出力
電流に比例して制御されるように構成されている請求項
１から３までのうちいずれか１記載の装置。 - 【請求項５】 増幅さるべき信号（ｅ）は振幅変調され
ておりそして当該復調は差動アンプの入力信号（ＵＥ）
を用いて行なわれるように構成されている請求項４記載
の装置。 - 【請求項６】 上記制御ループは出力電流の制限のため
下記構成部分を有し、即ち、 ― 制御電流源を有し該制御電流源は出力電流（ＩＡ）
に依存する制御電流（ＩＳ）を供給するものであり、 ― 基準電流源を有し、該基準電流源は制御電流を所定
の基準電流（ＩＲ）だけ低減させて差電流（ＩＤ）を形
成するものであり、 ― 上記差電流に従って当該出力電流に対して反作用的
に制限作用を及ぼす手段を有する請求項４記載の装置。 - 【請求項７】 上記の反作用的に制限作用を及ぼす手段
は当該差動アンプの入力電圧に対して制限作用を及ぼす
ように構成されている請求項６記載の装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4300591.8 | 1993-01-13 | ||
| DE4300592.6 | 1993-01-13 | ||
| DE19934300592 DE4300592B4 (de) | 1993-01-13 | 1993-01-13 | Anordnung zur Begrenzung eines Ausgangsstroms |
| DE19934300591 DE4300591A1 (de) | 1993-01-13 | 1993-01-13 | Schaltungsanordnung |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0774566A true JPH0774566A (ja) | 1995-03-17 |
Family
ID=25922209
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6002149A Pending JPH0774566A (ja) | 1993-01-13 | 1994-01-13 | 出力信号発生回路装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0607789B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0774566A (ja) |
| DE (1) | DE59408529D1 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5530339A (en) * | 1994-05-27 | 1996-06-25 | National Semiconductor Corporation | Output current driver with an adaptive current source |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59104811A (ja) * | 1982-12-08 | 1984-06-16 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | 自動利得制御回路 |
| NL8800510A (nl) * | 1988-02-29 | 1989-09-18 | Philips Nv | Schakeling voor het lineair versterken en demoduleren van een am-gemoduleerd signaal en geintegreerd halfgeleiderelement daarvoor. |
-
1994
- 1994-01-04 DE DE59408529T patent/DE59408529D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-01-04 EP EP94100042A patent/EP0607789B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-01-13 JP JP6002149A patent/JPH0774566A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0607789B1 (de) | 1999-07-28 |
| DE59408529D1 (de) | 1999-09-02 |
| EP0607789A1 (de) | 1994-07-27 |
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