JPH0765941B2 - 圧電測定の方法と装置 - Google Patents

圧電測定の方法と装置

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Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は、少なくとも一つの圧電変換素子を有するセ
ンサが測定ないしは監視する量を出力し、この量によっ
て影響される電気センサ信号を測定信号として評価す
る、機械および／または物理的量を測定または監視する
測定方法に関する。更に、この発明は少なくとも一つの
圧電変換素子を有するセンサと、このセンサに電気帰還
部を含めた信号導線を介して接続される測定増幅器を有
する測定装置、およびこの発明で装備されるこの種の測
定装置を有利に使用することに関する。
従来の技術 上記様式の方法と装置は多方面に関連して知られ、急激
に応用されている。即ち、オーストリヤ特許第276,810
号明細書により、例えば内燃機関の燃焼室内の燃焼過程
を監視するために使用できる圧電センサが知られてい
る。このため、前記センサは燃焼室の壁の噴射穴に気密
封止して挿入され、適当な信号増幅器が測定検出器の出
力端に接続している。この測定値検出器は燃焼室の圧力
変動で、直接圧電効果により圧電変換素子から生じた測
定信号を評価する。この公知の装置あるいは付属する測
定方法の難点は、必ず存在する抵抗と漏れ電流のため圧
電変換素子に比較的強い零点ドリフトがあり、実用上動
的な圧力変動のみ、ないしは一定周波数を有する測定量
の変化の測定が有効に行えるだけで、絶対測定や静的測
定を行えない点にある。更に、一連の測定で正しい機能
に関してこのセンサを監視ないしは調節できる可能性も
なく、そのため必ず何らかの不確実さが測定結果に生じ
る。
更に、センサの変換素子の様式と装置あるいは測定方法
を実行すること、および測定信号の評価の方法により静
的ないしは準静的な測定に適する圧電センサも公知であ
る。例えば、センサ中にある圧電共振器の振動特性の変
化を介して種々の量、例えば温度あるいは圧力を測定ま
たは監視できる圧電センサは、オーストリヤ特許第353,
506号明細書から公知である。この種のセンサは分解能
が非常に高いが、それに必要な高い計数レートのため動
特性が非常に狭い。更に、この装置またはこの方法の場
合でも、一連の測定でセンサをその機能に関して監視ま
たは調節することができないと言う難点が残存してい
る。
最後に、上に述べた種類の複数の変換素子を静的および
動的測定のために組み合わせて有し、一方で高い分解能
と動特性、および、他方で静的または準静的測定の応用
性が達成されている圧電センサは、例えばオーストリヤ
特許第369,900号明細書により公知である。この場合、
独立した電源や信号導線を含めて二つの変換素子でセン
サ自体をかなり複雑に構成する必要があり、それ故に広
い応用目的が得られると言う難点がある。更に、独立し
て進行する二つの測定方法に対しても、それぞれ必要な
測定増幅器を備え、接続する必要がある。このことは、
全体として測定経費を高める以外に、誤差を与える可能
性もある。
発明の開示 この発明の課題は、上に説明した公知の方法と装置の難
点を排除し、特に構造上および測定技術上、簡単な構造
で、種々の様式の機械および／または物理的な量や周波
数変化を測定ないしは監視できる冒頭に述べた種類の測
定方法と装置を改良することにある。
上記の課題は、この発明により、冒頭に述べた種類の測
定方法の場合、以下のようにして達成されている。即
ち、センサが電気帰還を含めて共通のただ一本の信号導
線を介して二つの可能性のある動作モードで動作する、
つまり低周波の場合、直接圧電効果を利用して機械的な
量の測定素子として働き、高周波の場合、機械的な振動
を電気的に誘起する逆圧電効果と圧電帰還作用を発生す
る直接圧電効果を利用して圧電共振器として働き、信号
導線の測定信号から共振特性を表す高周波信号と機械的
作用を表す、主に電荷に比例する低周波信号が発生する
ことによって達成されている。従って、最も簡単な場
合、圧電センサ自体に主として構造上の変更が不要であ
る。この方法の構成によれば、圧電共振器として動作す
る変換素子の励起信号の周波数は、測定すべきまたは監
視すべき機械および／または物理的量に生じる変化周波
数内に（少なくとも広い範囲にわたって）あるので、測
定信号中で対応する特性周波数を分離でき、関連する両
方の信号を求めるために別々に評価できると言う事実を
利用している。
従って、例えば接続された圧電変換素子の各共振周波数
がどこにあるのを読み取れ、周波数出力を有する測定増
幅器を構成できる。この共振周波数を評価し、例えば、
その信号が決定的な圧力依存性を有する限り、圧力を読
み取れ、これが静的または準静的な圧力測定に相当す
る。この共振周波数が明確な温度依存性を有する限り、
この方法で直接変換素子の温度を測定または監視でき
る。この共振周波数は変換素子の機能にとって重要であ
ると簡単に見做すこともでき、従って測定毎に確実に機
能しているか否かを確認できる。その場合、実際に全測
定に関して通報が得られる。何故なら、例えば、電荷増
幅器の機能が共振器の機能に必要であるからで、つまり
これは測定増幅器またはゲーブルの故障でも、上に説明
したように、求めた共振周波数のずれに関して読み取れ
るからである。
最も簡単な測定技術の場合に対して、つまり説明した二
つの周波数領域が充分離れている場合には、この測定方
法を実行するのに、誘導成分と容量成分を有する測定信
号中の関連する二つの信号を減結合することで充分であ
る（第１図と付属する説明も参照）。しかし、例えば水
晶圧力検出器の場合、第一動作モードの下部周波数範囲
は第二動作モードの周波数範囲に達するので、通常この
簡単なLC減結合では不十分である。それ故、この発明に
よる測定装置の構成には、以下の備えがある。つまり、
可能な二つの動作モードで使用するため、低周波では直
接圧電効果を利用した機械的な量の測定素子として、ま
た高周波の場合には機械的振動を電気的に励起する逆圧
電効果と、圧電的に帰還を発生させる直接的な圧電効果
を利用した圧電共振器としてのセンサがだた一つの共通
信号導線を介して測定増幅器中に配設された電荷増幅器
の反転入力端に接続していて、電荷増幅器が更に信号発
生器の出力端に接続してこの発生器によって周波数信号
と共に制御されていて、コンデンサを介して反転入力端
に帰還され、電荷増幅器に配設された演算増幅器の出力
端が、一方で出力端に共振特性に依存する信号uHFが出
力される高域濾波器の入力端に、他方で出力端に低周波
電荷増幅信号uNFが出力する低域濾波器の入力端に接続
していると言う備えがある。従って、電荷増幅器は振動
励起の帰還作用を評価するために使用される共振検出器
の一部として動作する。この電荷増幅器の帰還コンデン
サは接続されている圧電変換素子と共に、振動励起と圧
電帰還作用の検出のためとに使用される分圧器を形成し
ている。
ここでは、以下のように高域および／または低域濾波器
の代わりに、当然それぞれ適当な下限または上限周波数
を有する帯域濾波器を使用することもできる。
測定方法の他の構成によれば、信号導線を介してセンサ
を励起して機械的な振動を与える高周波励起信号が供給
され、この励起信号にはセンサの圧電帰還作用により順
次発生する同じ周波数の信号とこのセンサから機械的な
低周波の作用により生じる低周波信号とが重畳し、信号
導線の測定信号の低周波成分が見掛け上短絡し、この時
発生した短絡電流が他の信号処理のために増幅され、特
に電荷に比例する出力信号が導入されている。
上に関連して、本来の信号処理に対してこの発明の二つ
の提案によれば、信号導線の測定信号の高周波成分が低
周波成分から容量的な減結合されるか、あるいは信号導
線の高周波励起信号が電圧に合わせて印加され、センサ
を流れる全電流、つまり高周波成分と低周波成分を他の
信号処理に使用している。両方の方法には、両方の動作
モードの近接している周波数範囲でも測定信号から関連
する信号をきれい分離ことを保証するこの発明による測
定方法を実行あるいは改良する、簡単で有効な可能性が
ある。
最初の方法では、信号発生器の周波数信号の出力端が電
荷増幅器の非反転入力端に接続するように、この発明に
よる測定装置が形成されている。第二の方法では、この
発明により、信号発生器の周波数信号の出力端がエミッ
タ・フォロワーを介してセンサの信号導線に接続してい
て、エミッタ・フォロワートランジスタのエミッタ導線
とコレクター導線にそれぞれ一つの定電流源が接続して
いて、このエミッタ・フォロワートランジスタのコレク
ターは電荷増幅器の反転入力端に接続していて、その場
合、例えば非反転入力端にも平衡電位、主に電気帰還電
位が印加しているので、エミッタ・フォロワートランジ
スタのコレクター電位がこのトランジスタを動作させる
のに適した値に調節できる。
この発明による測定方法の他の構成では、高周波信号を
形成するため、周波数と位相の点で出力信号に一致し、
センサによって影響されない基準信号と測定信号との間
の差が形成され、その場合、励起信号と基準信号が振幅
に関して相対的に調節される。この場合、更に高周波信
号の実数成分が低減するように振幅の調節が行われる。
この発明による基本的な測定方法の上記改良により、変
換素子の共振に重要な特徴となる出力信号が得られる。
高周波信号の実数部分が振幅調節で低減されると、複素
数変換容量の減衰損失部に比例する所望の量が得られ
る。同時に、前と同じように、作用した機械的な量に比
例する本来の電荷増幅器の再増幅された信号を測定でき
る。
振動の励起に使用される周波数信号を処理するため、こ
の発明による測定方法の他の構成では、帯域濾波された
高周波信号を同相で能動的に帰還、特にループ増幅率を
１に自動調節して帰還できる。従って、共振測定自体で
発振器が作動するので、変換素子を励起する独立信号発
生器等が余計になる。
上に説明した「基準との差」方法を実現させるため、こ
の発明による測定装置の構成では、信号発生器に別な周
波数信号の出力端があり、この出力端が（電荷増幅器の
非反転入力端に印加される信号u1に関して）周波数と位
相の点で同じで、振幅を調節できる基準信号u2を出力
し、基準電荷増幅器の非反転入力端に連結し、基準電荷
増幅器に配設した演算増幅器の反転入力端がコンデンサ
を介して帰還電位に接続され、他のコンデンサを介して
その出力端に帰還されていて、他の高域濾波器を介して
導入される基準電荷増幅器の出力は信号uHFを通す高域
濾波器の出力と同じ様に差動増幅器に接続され、この差
動増幅器の出力は共振特性を表す信号uDが出力する。こ
れに関連して処理される二つの信号u1とu2の間の引算
は、仮定しているように、同相の信号u1とu2を用いて差
動増幅器で行われるだけでなく、当然逆相の場合でも、
加算増幅器でも行える。更に、濾波と引算の順序を必要
に応じて入れ換えることもできる。基本的には、測定装
置のこの構成により圧電変換器の主要な作用の一つ、つ
まりコンデンサのように挙動する作用が、測定信号から
引き出せるので、大きな基本容量で隠れていた振動特性
がより明白になる。
最後に述べたことに関連して、更に信号uNFを出力する
低域濾波器の出力端が後続増幅器の入力端に接続してい
て、この増幅器の出力端では、測定信号の低周波成分に
関しても明らかな表示を与える処理された信号uQが利用
できる。
この測定装置の特に有利な他の構成によれば、高域濾波
された差動増幅器の出力が同期復調器に通じ、この復調
器が信号発生器、特にこの発生器の周波数信号の出力端
の一つに接続された位相基準を発生させるユニットに連
結し、同期復調器の出力端は制御器の実測値の入力端に
接続し、この制御器は更に目標値の入力端と制御量の出
力端を有し、この制御量の出力端は信号発生器の両方の
出力信号u1,u2の相対振幅を調節する調節ユニットに接
続している。従って、この測定装置は原理的に両方の出
力信号u1,u2の相対振幅を自動調節する制御器だけ拡張
されている。同期復調器には、例えば信号u1またはu2か
ら導かれた位相基準によりuDの実数部分が得られ、閉じ
た制御ループを零に調節する。
上に述べた測定装置の他の構成では、差動増幅器の高域
濾波された出力端が他の同期復調器に接続され、この他
の同期復調器はVCOとして形成された信号発生器の周波
数信号の出力端に接続する位相基準ユニットに連結し、
同期変調器の出力端は主としてそれに無関係に粗く調節
できるVCOを調節するため、VCOに接続する最大値制御器
の入力端に接続されている。従って、本来の共振測定回
路は発振器に拡張されている。この最大値制御器により
VCO（Voltage Controled Oscillator:電圧制御発振器）
は最大電力損失の周波数、つまり変換素子の共振周波数
に同調する。この第二同期復調器では前記位相基準によ
りuDの虚数部分が得られ、実測値として最大値制御器に
導入される。
この測定装置の最後に述べた実施例の変形種は、この発
明の構成により以下の特徴を有する。即ち、信号発生器
がVCOとして形成され、この発生器の周波数信号の出力
端が基準電荷増幅器中に配設された演算増幅器の非反転
入力端にも接続し、前記演算増幅器の反転入力端は可変
コンデンサを介して帰還部の電位が印加し、しかも別な
コンデンサを介してその出力端に帰還結合し、基準電荷
増幅器の出力端も電荷増幅器自身の出力と同じ様に差動
増幅器に通じ、差動増幅器の高域濾波された出力は同期
復調器に通じ、この復調器にVCOの周波数信号の出力端
にも接続している位相基準ユニットの出力信号が導入さ
れ、前記同期復調器の出力端は制御器の実測値入力端に
接続し、更に目標値入力端も有する制御器はVCOの周波
数制御入力端に接続する調節量出力端を有する。従っ
て、測定増幅器は動作時に一方で電荷増幅器として、ま
た他方で周波数用の発振器として形成されている。信号
発生器の二つの出力信号の相対振幅を自動調節する先に
述べた制御器を省略でき、その代わり、回路を始動させ
る時、必要な調節を行い、動作期間中には再調節しな
い。従って、uDの実数部分を零にする調節判定基準は、
この操作を満たす何れの周波数を発生させるためにも使
用できる。予備調節は、共振検出器で得た変換素子の共
振特性を予め解析して手でまたは電算機制御して行える
ので、その周波数は圧電変換素子の共振周波数である。
調節機構部品としては、一つまたはそれ以上の前記コン
デンサと、場合によっては、圧電変換素子に並列の独立
可変コンデンサも問題になる。
最後の箇所で述べた上記測定装置のこの発明の他の実施
例によれば、前記信号発生器が帯域濾波器として形成さ
れた高域濾波器の出力端に生じる信号uHFを電荷増幅器
の非反転入力端と基準電荷増幅器の非反転入力端に能動
的に負帰還して実現され、基準電荷増幅器の出力端は電
荷増幅器の出力端と丁度同じように差動増幅器に接続
し、この差動増幅器の出力端が帯域濾波器と低域濾波器
に導入され、能動的な帰還では90゜位相回転回路と特に
自動増幅率制御ユニット（AGC）が動作する。この方法
では、測定増幅器が電荷増幅器として、および直接負帰
還部を有する発振器として、中間接続されたVCOなしに
形成されている。例えば、最初に手でコンデンサを用い
て同調させた共振検出器は、圧電変換素子の共振状態で
最大出力信号を出力し、この信号の位相は励起信号に対
して90゜進んでいる。減衰ないし振動の負帰還条件を満
たすために、出力信号の位相を更に90゜進める必要があ
る。前記AGCユニットを介して、ループ増幅率が値１に
制御される。帯域濾波器は同調周波数帯域内に一つの共
振を選択するために使用される。低域濾波器を介して他
の実施例の場合と同じように、電荷増幅器の低周波信号
を取り出せる。
この発明による測定装置を、例えば飛行機に固定組込さ
れた加速度計に関連して使用する場合、例えば全体の測
定が順調であるか否か、つまりその時の負荷を表示する
測定値を実際に無視していないか否かを確認するため、
管制ステーションから遠距離呼掛を行うことができる。
これに関連して、信号導線の測定信号の低周波成分に関
して機械および／または物理的な量を測定または監視
し、同時に測定信号の高周波成分により特徴付けられる
共振特性に関してセンサの機能を監視するため、前記様
式のこの発明による測定が有利に使用される。その場
合、センサには少なくとも一つの圧電素子を含む個別変
換素子の一つを装備している。
しかし、この発明の他の提案によれば、少なくとも二つ
の異なる機械および／または物理的な量を同時に測定ま
たは監視するため、ここに説明する様式の測定装置を使
用できる。その場合、センサには個々の課題に最適化さ
れた少なくとも二個の独立変換素子が装備されている。
これ等の両変換素子は電気的および／または機械的に、
並列にも直列にも接続できる。その場合、測定課題から
最適な装置がそれぞれ生じる。従来の技術に比べて、依
然として単一の信号導線のみを使用し、全測定装置が測
定信号から関連する二つの信号を評価するためにも共通
にコンパクトに保持されている。
この発明による測定装置の他の構成では、信号発生器の
周波数信号の出力が演算増幅器の非反転入力端に印加
し、この演算増幅器の出力端はFETのゲートに接続し、
このFETはソースを介して演算増幅器の反転入力端に帰
還させてあり、定電流源とセンサの信号導線に接続し、
電荷増幅器の反転入力端はFETのドレインと他の定電流
源に接続し、その場合、電荷増幅器の非反転入力端は平
衡電位、ないしは電気帰還部の電位にされていてもよ
い。これによって、信号発生器とセンサの信号導線との
間にエミッタフォロワーを有する上に説明した測定装置
に似て、FETで制御される装置が生じる。この装置はこ
の発明による拡張として特に有利である。この装置によ
れば、信号発生器には他の周波数信号出力端を有し、こ
の出力端は基準演算増幅器の非反転入力端に接続し、こ
の基準演算増幅器の出力端は他のFETに接続し、このFET
はソースを介して基準演算増幅器の反転入力端に負帰還
結合され、しかも定電流源と帰還部の出にが印加してい
るコンデンサとに接続し、基準電荷増幅器の反転入力端
が前記他のFETのドレインと他の定電流源とに接続し、
更に電荷増幅器の出力と基準電荷増幅器の出力が差電圧
増幅器に導入され、この差電圧増幅器の出力が高域濾波
器と低域濾波器の入力端に入力する。従って、基準部で
実現する共振検出器に対するこの発明による測定装置の
先に述べた基本原理を拡張して、共振特性に対する感度
が変換素子の並列コンデンサの引算による補償で相当向
上する装置が提供される。信号の実数部分を引算で低減
させるように二つの分岐部を調節すると、複素数値の変
換容量の減衰損失部分に比例する所望の値が得られる。
この発明の他の構成では、最後に説明した測定装置を変
換して、信号発生器の周波数信号出力が演算増幅器の非
反転入力端に入力し、この演算増幅器の出力端がFETの
ゲートに接続し、このゲートはソースを介して演算増幅
器の反転入力端に負帰還し、しかも定電流源とセンサの
信号導線とに接続し、前記信号発生器には基準演算増幅
器の非反転入力端に入力する他の周波数信号出力端があ
り、前記基準演算増幅器の出力端が他のFETのゲートに
接続し、この他のFETはソースを介して基準演算増幅器
の反転入力端に負帰還され、しかも他の定電流源と電気
帰還部の電位が印加しているコンデンサとに接続し、両
方のFETのドレイン接続端子はそれぞれ差電流増幅器に
導入され、この差電流増幅器の電流出力端は、非反転入
力端に電気帰還部の電位が印加している電荷増幅器の反
転入力端に接続している。このことから、信号の引算あ
るいは差の形成が今まで説明したような差電位増幅器に
よるだけでなく、差電流増幅器、例えば電流レベル回路
でも行われることが明らかになる。従って、分岐回路の
電流に対する二つの電荷増幅器の代わりに、差電流用の
共通の増幅器も使用できる。
この発明の他の構成によれば、信号発生器は帯域濾波器
として形成された高域濾波器の出力端に生じる信号を演
算増幅器の非反転入力端と基準演算増幅器の非反転入力
端に能動的に負帰還して形成され、これ等二つの演算増
幅器の出力がそれぞれFETのゲートに印加し、このFETの
ソースがそれぞれ独立した定電流源に接続し、各演算増
幅器の反転入力端に負帰還され、演算増幅器の場合、更
にセンサの信号導線はソースに連結し、基準演算増幅器
の場合、更にソースから可変コンデンサを介して電気帰
還部の電位に接続し、両方のFETのドレイン接続端子が
差電流増幅器とi/u変換器に通じ、その出力端は一方で
帯域濾波器と他方で電荷増幅器の反転入力端に接続し、
その場合主として帯域濾波器と二つの演算増幅器の非反
転入力端との間の負帰還部に自動増幅率制御ユニット
（AGC）が接続されている。ここでも、再び差電流増幅
器が使用され、その場合、差電流から比例電圧が発生す
る。これは、例えば積分器を介して増幅され、従って低
域濾波器を介して電荷と機械的な入力信号に比例する振
動が利用される。差電流増幅器の出力端の電圧信号は、
自由振動する発振器として閉じた負帰還で回路を駆動さ
せるために使用される。前記AGCユニットは振幅条件を
維持する（ループ増幅率が１に等しい）ために使用され
る。圧電変換素子が共振している場合には、位相条件
（ループ内の位相差が零）も満たされている。前記帯域
濾波器は変換素子の所望の共振周波数を選択するために
使用される。この構成では、例えば変換器の共振周波数
を特徴付ける周波数信号を出力する帯域濾波器で行え
る。
最後に述べた関連では、この発明の他の構成により、自
動増幅率制御ユニットと両方の演算増幅器の非反転入力
端との間にも両演算増幅器に対して同相の周波数信号を
発生する駆動回路が接続し、差電流増幅器の代わりに、
電流加算回路が付加されている。従って、必要な引算は
両方の同相信号から発生する電流の差電流を形成して、
上に説明したようでなく、同相信号を発生させ、次いで
生じた電流を加算して行われる。電流電圧変換器は、例
えば一つの抵抗を介して負帰還させてある演算増幅器に
よって構成できる。説明した二つの同相電圧信号は、対
称な複数の出力端を有する差動増幅器を用いて発生させ
ることができる。
最後に述べた測定装置のこの発明の特に有利な他の構成
によれば、駆動回路に二つの同相周波数信号を振幅調節
する付加ユニットがあり、電荷増幅器の高域濾波された
出力が同期復調器に導入され、この復調器が更に位相基
準を発生させるユニットをに接続し、このユニットが二
つの演算増幅器の非反転入力端に接続していて、同期復
調器の出力端が制御器の実測値入力端に接続し、この制
御器には更に目標値入力端と制御量出力端があり、この
後者の出力端は振幅調節用のユニットに接続している。
従って、圧電変換素子に対する精密発振器と電荷増幅器
が生じ、その場合、回路の調節は逆相の周波数信号の振
幅を調節して自動的に行われ、この回路は目標値０を同
期整流器によって供給される実測値と比較する制御器に
よって制御される。位相条件を微調節すること、および
AGCユニットに関連して、振幅条件を調節することは、
回路が正帰還しているため、前記帯域濾波器で選択され
る圧電変換素子の共振周波数の時のみ行われる。
図面の説明 この発明を以下に図面に部分的に模式的に示す回路図に
基づきより詳しく説明する。ここに示すのは、 第１図、ただ一本の信号導線を介して導入される測定信
号から圧電変換素子の共振特性を記述する高周波信号と
この変換素子への機械的作用を記述する低周波信号とを
取り出す最も簡単な回路の回路図、 第２図、電荷増幅器を備えた圧殿変換素子の基本構成回
路図、 第３図、圧電変換素子が分圧器のコンデンサと一諸に動
作する共振検出器の基本回路図、 第４〜10図と第12〜16図、それぞれこの発明により形成
された測定装置、 第11図、第10図と第12〜16図で使用される定電流源のそ
れ自体公知の態様を示す回路図、 第17〜19図、それぞれこの発明による測定装置で使用さ
れ、それに応じた測定方法で使用されるセンサの実施例
を示す回路図、 である。
実施例の説明 既に上で説明したように、この発明によれば、少なくと
一つの圧電変換素子を有するセンサが単一の共通信号導
線を介して（同時に）二つのモードで動作する。即ち、 1.直接圧電効果に基づく本来の圧電変換器として働き、
作用する機械的な量（例えば、力、圧力、加速度等）で
出力端に電気的な電荷信号が発生する。そして、 2.一方で変換素子を電気的に励起して機械的振動を発生
させる逆圧電効果と、他方で励起信号に圧電的な帰還作
用が行われる直接的な圧電効果とに基づく圧電共振器と
して働く。
第一動作モードでは、主に変換素子で（見掛け上の）短
絡が生じる評価用の電荷増幅器となる。第二の動作モー
ドでは、変換素子を短絡させてはならない。何故なら、
電気信号で振動を励起する必要があるので、この振動の
励起信号への圧電的な逆作用が測定できるからである。
第一動作モードが第二動作モードにとって重要な変換素
子の共振周波数以下にある周波数で有効に行われること
に注意すれば、低周波に対して電荷増幅器として働き、
より高い周波数で変換素子に振動を励起し、励起信号に
対するその圧電的な帰還作用を測定できる必要がある、
測定増幅器による要求が生じる。
最も簡単な場合、つまり両方の周波数範囲が充分重なっ
ている時には、上記の要求を満たすため、共通信号導線
２に変換素子１から供給される第１図のインダクタンス
LKと静電容量CKを有する信号を取り出せば充分である。
しかし、例えば水晶圧力検出器では、第一動作モードの
周波数範囲が第二動作モードの周波数範囲にほぼ達する
ので、通常の場合、第１図に別々に示す二つの評価装置
（電荷増幅器３と共振検出器４）の簡単なLC減結合は充
分でない。
第２図は、圧電変換素子１を接続した電荷増幅器の基本
回路を示す。信号導線２は前記演算増幅器５の反転入力
端（−）に接続し、この増幅器の非反転入力端（＋）は
帰還部の電位に、また出力端６はコンデンサCrを介して
反転入力端に負帰還されている。従って、演算増幅器５
と電荷増幅器の出力端６に生じる電圧は圧電変換素子１
に及ぼす機械的作用の量に比例している（誤解が生じな
い限り、以下では記号５を付けた部材を関連して用語
「演算増幅器」と「電荷増幅器」を同時に使し、同じこ
とは更に用語「センサ」と「変換素子」にも当てはま
る。
第３図には、信号発生器7,固有の検出器８およびコンデ
ンサC0を有する共振検出器の原理回路が示してある。こ
こて、共振器としての圧電変換素子１は容量C0と共に共
振器として分圧器となって動作する。
第４図はこの発明の測定装置の原理回路を簡単な構成で
示す。信号発生器７は周波数信号で演算増幅器５の非反
転入力端（＋）を駆動し、前記周波数信号の平均値は接
地電位に等しい。この演算増幅器５はその出力端６に二
つの動作モードの信号を重ね合わせた信号を出力する。
即ち（直流オフセットを除いて）， ここで、 uA・・・演算増幅器５の出力電圧 C0・・・帰還容量 Ｑ・・・変換素子１から出力された電荷 u1・・・非反転入力端（＋）での周波数信号 Ｃ・・・変換器の複素容量の実数部分；第一近似で変換
器の静電容量を意味する、 Ｄ・・・変換器の複素容量の虚数部分 ｊ・・・虚数単位 を意味する。
高域濾波器９と低域濾波器10により増幅器５の出力信号
から「電荷増幅器」の低周波信号uNFと「共振検出器」
の高周波信号uHFが得られる。
第５図は変換素子の共振を特徴付ける重要な出力信号を
得るため、第４図に示す回路の補足を示す。これいは、
信号発生器７が他の周波数信号の出力端を有し、この出
力端が前記電荷増幅器（または電荷増幅器の演算増幅器
５の非反転入力端（＋）に入力する信号u1に関して）周
波数と位相が等しく、振幅を調節できる基準信号u2を出
力し、基準電荷増幅器11の非反転入力端（＋）に接続す
る。
基準電荷増幅器11中にある演算増幅器12の反転入力端
（−）はコンデンサC2を介して帰還部の電位に接続し、
他のコンデンサC1を介してこの演算増幅器の出力端13に
負帰還している。他の高域濾波器14を介して接続する基
準電荷増幅器11の出力端13は、出力端６と同じ様に、
（高域濾波器９を介して）差動増幅器15に接続し、この
差動増幅器の出力端に圧電変換素子１の共振特性を表す
信号u0が出力する。
信号uNFを出力する低域濾波器10の出力端は後続増幅器1
6の入力端に接続し、この後続増幅器の出力端に処理す
る信号uQが出力する。
従って、Ｖ＝増幅率を用いて、 となる。uDの実数部分が引き算で消えるように、信号発
生器７の入力端17の振幅調節を行うと、複素変換容量
（Ｃ＋jD）の減衰損失Ｄに比例する所望の値が得られ
る。即ち、 同時に、影響を受ける機械的な量に比例する「電荷増幅
器」の再増幅信号uQを測定できる。
第６図は測定回路を自動同調する制御器による第５図の
回路の拡張（枡目18で示す）を示す。高域濾波された差
動増幅器の出力（信号uD）は同期復調器19に通じ、この
復調器が更に位相基準を発生するユニット20に連結して
いる。このユニットは信号増幅器（第５図で記号７）、
特にこの増幅器の周波数信号出力端の一つに接続してい
る。同期復調器19の出力端は目標量出力端24と制御量出
力端24を有する制御器22の実測値入力端21に接続してい
る。前記制御量出力端24は、例えば第５図の入力端17に
直接、または信号発生器の二つの入力信号u1,u2の相対
振幅を互いに調節する図示していない調節ユニットに接
続する。同期復調器19には、前記位相基準によりuDの実
数部分が得られ、閉じた制御ループ中で零に調節され
る。
第７図は発振器に対する共振測定回路の拡張を示す。こ
の図面の上部は、実質上第５図と第６図の組み合わせに
相当し、第５図との相違はただ差動増幅器とフィルター
の順序を入れ換えただけである。等しい、または少なく
とも機能的に等しい構成要素には、再び既に前に使用し
た参照符号を付ける。
第７図の図面の下部には、差動増幅器15の高域濾波され
た出力（信号uD）が位相基準ユニット26に接続する他の
同期復調器25に通じている。位相基準ユニット26は再び
VCO（Voltage Controlled Oscillator;電圧制御発信
器）として形成された信号発生器７の周波数信号出力端
27に接続している。同期復調器25の出力端は最大値制御
器29の入力端28に接続している。この最大値制御器は、
特に入力端30を介して独立に粗調節できるVCO（７）を
微調節するために接続されている。
最大制御器29によりVCOは最大損失出力の周波数、つま
り変換素子１の共振周波数に同調されている。同期復調
器25ではユニット26からの位相基準によりuDの虚数部分
が得られ、実測値として最大値制御器29に導入される。
従って、三つの出力信号を同時に利用できる。即ち、 1.「電荷増幅器」の出力信号uQ 2.変換素子の共振周波数の出力信号uF 3.変換器の減衰損失を表すuDの虚数部分を有する出力信
号 第７図に加えて、更にここでは制御器22が二つの信号u1
とu2の振幅を調節する独立した調節ユニット31に作用を
及ぼし、このユニット31にはVCOの周波数信号出力端27
が通じていることも判る。
第８図によれば、信号発生器７が再びVCOとして形成さ
れ、この発生器の周波数信号出力端27が基準電荷増幅器
11中にある演算増幅器12の非反転入力端（＋）にも接続
している。この演算増幅器12の反転入力端（−）は、可
変コンデンサC2を介して帰還部の電位に接続し、しかも
コンデンサC1を介して出力端13に負帰還されている。基
準電荷増幅器11の出力端13は本来の電荷増幅器５の出力
端６と同じ様に、再び差動増幅器15に接続している。こ
の差動増幅器15の出力端は高域濾波器14を介して第７図
のように同期復調器19に接続し、低域濾波器10を介して
再び出力信号uQを得る。
更に、同期復調器19にはVCOの周波数信号出力端27に接
続する位相基準ユニット20の出力信号が導入される。同
調復調器19の出力端は制御器22の実測値入力端21に接続
し、この制御器は更に目標値入力端23も有し、しかも調
節量出力端24を介してVCOの周波数制御器入力端に接続
している。
従って、第８図の回路は一方で電荷増幅器としてまた他
方で周波数の発振器として駆動する測定増幅器の他の実
施態様に係わる。測定回路を自動調節する第６図の制御
器22を省き、その代わりに、回路の始動時に、必要な調
節を行い、動作中には再調節をしないなら、上記の条件
を満たす周波数を発生するために同調判定基準（即ち、
uDの実数部分を零にすること）を使用できる。予備調節
は共振検出器で得られた圧電変換素子１の共振特性を予
め解析して手動または電算機制御により行えるので、こ
の周波数は前記素子の共振周波数である。調節すべき回
路部品としては、基本的に一つまたはそれ以上の図示す
るコンデンサや圧電変換素子１に並列の図示していない
（可変）コンデンサも大切である。
第９図は中間接続されたVCOを用いない、直接換還を有
する発振器と電荷増幅器としての測定幅器を備えたこの
発明の測定装置を示す。ここでは、本来の信号発生器が
帯域濾波器として形成された高域濾波器14の出力端に生
じる信号uHFを電荷増幅器５の非反転入力端（＋）と基
準電荷増幅器11の非反転入力端（＋）に能動的に帰還し
て実現される。基準電荷増幅器11の出力端13は、電荷増
幅器５の出力端６と同じ様に再び差動増幅器15に接続し
ている。この差動増幅器の出力は帯域濾波器14と低域濾
波器10に導入される。前記能動的な帰還部には、90゜位
相の進める回路32と自動増幅率制御ユニット（AGC）33
が接続されている。
例えば、手でコンデンサC2により調節される共振検出器
は、圧電変換素子１の共振状態で、最大の出力信号を出
力する。この出力信号の位相は励起された信号uFに対し
て90゜位相が進んでいる。減衰しない振動の帰還結合条
件を満たすため、出力信号は更に回路32中で90゜位相が
進む。増幅率制御ユニット33を介して、ループ増幅率が
必要な値１に調整される。前記帯域濾波器14は一定の周
波数帯域中で共振を選ぶために使用される。低域濾波器
10を介して再び電荷増幅器の低周波信号uQを取り出せ
る。
第10図は第４図の測定装置の他の実施態様を示す。信号
発生器７の周波数信号出力端27はエミッタ・フォロアー
34を介してセンサまたは変換素子１の信号導線２に接続
している。エミッタ・フォロアートラジスタ35のエミッ
タ導線とコレクタ導線にはそれぞれ一つの定電流源36が
接続されている。エミッタ・フォロアートランジスタ35
のコレクタ37は電荷増幅器５の反転入力端（−）に接続
し、この電荷増幅器の非反転入力端（＋）には帰還部の
電位が印加している。その場合、二つの定電流源36はト
ランジスタ35の動作点を決めるために使用されている。
この場合、前記電荷増幅器５の出力端６の出力信号uAは
（直流オフセットを除いて）以下のように表せる。
uA＝−Q/C0＋u1・（Ｃ＋jD）/C0 第４図の測定装置の場合のように、ここでも高域濾波器
14と低域濾波器10が二つの信号uNFとuHFを分離するため
に使用されている。
第11図は第10図に対する説明として、精密定電流源であ
る定電流源36の公知の実施形状を示す。演算増幅器38は
電界効果トランジスタ（FET）39を、このFET39のソース
抵抗RSでの電圧が入力電圧u0に等しくなるように制御す
る。この状況は、FET39のドレイン接続端子で電流i0＝u
0/RSが流れる場合である。この様な電流源の内部抵抗
は、非常に大きく（ＧΩより更に大きく）できる。
第12図には、第５図のように、共振検出器に対する第10
図の回路または測定装置の拡張が示してある。その共振
特性に関する感度は変換素子１の並列容量を減算で補償
して大幅に向上する。信号発生器７の周波数信号出力
（信号u1）は演算増幅器40の非反転入力端（＋）に印加
する。この演算増幅器の出力端41はFET42のゲートに接
続している。そして、このFET42はソースを介して前記
演算増幅器40の反転入力端（−）に負帰還し、しかも定
電流源36とセンサまたは変換素子１の信号導線２に接続
している。電荷増幅器５の反転入力端（−）はFET42の
ドレインと、他の定電流源36に接続されている。電荷増
幅器５の非反転入力端（＋）には平衡電位u0が印加して
いるので、FET42のドレイン電位もFET42の動作に適する
この値に調節されている。
信号発生器７には他の周波数信号出力端（信号u2）があ
り、この出力端が基準演算増幅器43の非反転入力端
（＋）に接続し、出力端44が他のFET45のゲートに接続
されている。このFET45はソースを介して基準演算増幅
器43の反転入力端（−）に負帰還され、しかも定電流源
36および他方で帰還部の電位が印加しているコンデンサ
C2に接続している。基準電荷増幅器11の非反転入力端
（＋）は前記他のFET45のドレインに接続し、他の定電
流源36に接続している。基準電荷増幅器11の非反転入力
端（＋）は、電荷増幅器５の場合と同じ平衡電位u0が印
加しているので、ドレイン電位もFET45の動作に適した
前記の地に調節される。
一方の電荷増幅器５の出力と他方の基準電荷増幅器11の
出力（信号u3とu4）は、差電圧増幅器15に導入され、こ
の差電圧増幅器の出力は再び高域濾波器と低域濾波器
（14,10）の入力端に印加する。
任意の符号の一定増幅率を除いて、この場合以下の出力
信号を得る。即ち、 uQ＝VQ・Q/C0 uD＝VD・（u1・（Ｃ＋jD）/C0−u2・C2/C1） uDの実数部分が引算でなくなるように調節を行えば、複
素数変換容量（Ｃ＋jD）の減衰損失部Ｄに比例する所望
の値が得らえる。即ち、 Re（uD）＝0, u1・C/C0＝u2・C2/C1に対して、 Im（ud）＝u1VD・D/C0 第13図の測定装置では、信号発生器７の周波数信号出力
（u1）が演算増幅器49の非反転入力端（＋）に印加
し、。この演算増幅器の出力端が他のFET46のゲートに
接続している。このFET46はソースを介して演算増幅器4
9の反転入力端（−）に負帰還し、しかも定電流源36と
センサ中の変換素子１の信号導線２に接続している。信
号発生器７には、基準演算増幅器50の非反転入力端
（＋）に通じる周波数出力端（u2）があり、基準演算増
幅器50の出力端は他のFET47のゲートに接続し、このFET
47はソースを介して基準演算増幅器50の反転入力端
（−）に負帰還し、しかも他の定電流源36と他方で電気
帰還部の電位が印加しているコンデンサC2に接続してい
る。両方のFET46,47のドレイン接続端子は差電流増幅器
48に通じ、この差電流増幅器の電流出力端49は非反転入
力端（＋）を電気帰還部の電位に印加する電荷増幅器５
の反転入力端（−）に接続している。
従って、共振測定を改善するため行われる差形成が、今
まで説明した図面の実施例のように差電圧増幅器だけで
なく、差電流増幅器、例えば電流レベル回路でも行える
ことが判る。それ故、電流i1とi2に対する二つの電荷増
幅器の代わりに、一つの共通な電荷増幅器を差電流のた
めに使用できる。
第14図の測定装置では、本来の信号発生器は再び帯域濾
波器として形成された高域濾波器14の出力端に生じる信
号uFを演算増幅器49の非反転入力端（＋）と基準演算増
幅器50の非反転入力端（＋）とに能動的に帰還させて実
現される。前期両方の演算増幅器49,50の出力は再びそ
れぞれFET46,47のゲートに印加し、これ等のFETのソー
スはそれぞれ独立した定電流源36に接続し、各演算増幅
器49,50の反転入力端（−）に帰還されている。演算増
幅器49の場合、更にセンサ中の変換素子１の信号導線２
がFET46のソースに接続し、基準演算増幅器50の場合、
更にソースが可変コンデンサC2を介して電気帰還部の電
位に接続している。
両方のFET46,47のドレイン接続端子は再び差電流増幅器
48′に導入され、この増幅器はここでは更にi/u変換器
を有する。この増幅器48′の出力端は、一方で帯域濾波
器14と、他方で抵抗R0を介して電荷増幅器５の反転入力
端（−）に接続している。帯域濾波器14と二つの演算増
幅器49,50の非反転入力端（＋）との間の負帰還部に
は、自動増幅率制御ユニット（AGC）33が接続されてい
る。
従って、第14図の測定装置も、第13図の測定装置と同じ
様に差電流増幅器を有し、ただ差電流から比例電圧信号
を発生する。この電圧信号は一方で積分器で増幅される
ので、低域濾波器10を介して再び電荷に比例し、機械的
入力信号に比例する信号uQが使用できる。他方、差電流
増幅器48′の出力端の電圧信号は、閉じた帰還部を有す
る自由振動発振器として回路を駆動させるために使用さ
れる。この場合、AGCユニット33は振幅条件（ループ増
幅率＝１）を維持するために使用される。ここでは、圧
電変換器の共振器が共振している場合、位相条件（ルー
プの位相差が零）も満す。帯域濾波器14は再び変換素子
１の所望の共振周波数を選択するために使用される。周
波数信号uF,つまり変換素子１の共振周波数、図示して
あるように、例えば帯域濾波器14で取り出せる。
第15図の実施例は、大体ただ以下の点で第14図の実施例
と異なる。即ち、自動増幅率制御ユニット（AGC）33と
二つの演算増幅器49,50の非反転入力端（＋）との間
に、二つの演算増幅器に対して位相が逆の周波数信号を
発生する駆動回路51が接続してあり、差電流増幅器48′
の代わりに、電流加算回路52が設けてある。
基準測定に必要な引算は、即ち第15図により二つの同相
信号u1とu2を発生させる電流i1i2から電流差を形成す
る、第14図のようでなく、逆相信号u1とu2を発生し、合
成電流i1とi2を加算して行われる。回路52の電流電圧変
換器は抵抗RKを介して帰還される演算増幅器53で形成さ
れる。逆相信号u1とu2を発生するには、例えば対称出力
端を有する差動増幅器を用いて行われる。
第16図には、第15図の測定装置の拡張が示してある。同
じ方法で、更に例としても第14図の装置を拡張できる。
駆動部51′には、ここでは両方の逆相周波数信号u1とu2
の振幅を調節する詳しく図示していない補助ユニットが
ある。高域濾波された出力（高域濾波器14′）は同期復
調器19に導入され、この復調器は更に再び位相基準を発
生するユニット20に接続し、このユニットは演算増幅器
49の非反転入力端（＋）に接続している。同期復調器19
の出力端は制御器22の実測値入力端21に接続し、この制
御器は更に目標値入力端23と調節量出力端24を有し、こ
の調節量出力端は駆動部51′で振幅調節するユニットに
接続されている。第16図に示す回路は、対応するセンサ
の圧電変換素子１の共振周波数の出力uFを出力する精密
発振器と電荷信号の出力uQを出力する電荷増幅器であ
る。装置の調節は、第６図と第７図に対して上で説明し
たように、u1とu2の振幅調節により自動的に行われる。
この調節は制御器22で制御され、この制御器は同期復調
器から供給された実測値を目標値零と比較する。こうし
て、発振回路の位相条件の粗調節が行われる。位相条件
の微調節とAGCユニット33に関連した振幅条件の調節
は、回路を正帰還するため、帯域濾波器14で選択された
圧電変換素子１の共振周波数の場合にのみ行われる。
第17図には、接続ソケット54を装備したケース55中に圧
電素子１を有する圧電センサが模式的に示してある。こ
の変換素子は接続端子56,57を介して接続している。変
換素子１の配置およびその特別な構成はここでは図示し
ない、特にこの素子１は任意に多数の圧電素子（例え
ば、水晶板）で構成できる。この発明の上記構成によれ
ば、可能性のある二つの動作モードでこのセンサを動作
させるため第17図の変換素子を使用できる。
第18図によれば、第17図からただ一つの別な態様とし
て、並列接続された二個の圧電素子１が使用される。こ
れ等の変換素子は各々の動作に対して互いに無関係に最
適にできる。例えば、変換素子１の一つがその素子の圧
電素子あるいは圧電素子のホルダーを特別に構成して動
作に対して共振器として最適にされる。
他方、他の変換素子１は直接圧電効果を利用して動作を
最適にする。これに関連して、この種の多数の圧電素子
が測定すべき、あるいは監視すべき量の影響に関して並
列または直列接続されるか否かは問題ではないことも判
る。
第19図によれば再び直列電気接続された圧電素子１が示
してある。これ等の素子はセンサのケース55中に電気的
に並列にコンデンサＣで配置されている。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 クレンペル・ペーター・ヴェー オーストリア国、アー‐8047 カインバッ ハ、211 (72)発明者 モイク・ヨーゼフ オーストリア国、アー‐8010 グラーツ、 ラウホライテンストラーセ、63 (56)参考文献 特開 昭60−214232（ＪＰ，Ａ)

Claims (22)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】圧電センサに加わる機械あるいは物理的量
    を測定し、同時に圧電センサの共振特性を監視する方法
    において、以下の過程、 （ａ）圧電センサに単一信号導線を介して高周波励起信
    号を印加し、 （ｂ）測定すべき量をセンサに印加して単一信号導線上
    の測定信号を発生させ、過程（ａ）で電気的に励起させ
    た時、センサが直接圧電効果を利用して、低周利用して
    低周波信号を発生させる低周波の第一モードと、高周波
    信号として圧電反作用を発生するため、間接的に圧電効
    果を利用して機械的な振動を電気的に励起する高周波の
    第二モードとを含む二つのモードで動作し、低周波信号
    と高周波信号を組み合わせて測定信号とし、 （ｃ）前記単一信号導線から測定値を受け取り、 （ｄ）過程（ｃ）で単一信号導線より得られた測定信号
    に応じて、圧電センサの共振特性を表す高周波信号を発
    生し、 （ｅ）過程（ｃ）で単一信号導線より得られた測定信号
    に応じて、圧電センサに加わる機械的な影響を表す低周
    波信号を発生する、 から成る方法。
  2. 【請求項２】前記信号導線を介してセンサを励起して機
    械的な振動を与える高周波の励起信号を供給し、この励
    起信号には順にセンサの圧電逆作用を発生する同じ周波
    数の信号とセンサから低周波の機械作用を発生する低周
    波信号とが重なり、信号導線上の測定信号の低周波成分
    が見掛け上短絡し、その時生じる短絡電流は他の信号処
    理のために増幅され、主として電荷に比例する出力信号
    のために積分されることを特徴とする請求の範囲第１項
    に記載の方法。
  3. 【請求項３】信号導線上の測定信号の高周波成分は低周
    波信号から容量的に減結合されることを特徴とする請求
    の範囲第２項に記載の方法。
  4. 【請求項４】信号導線の高周波励起信号は電圧通りに印
    加され、センサを通過する全電流、つまり周波数の高い
    電流成分と周波数の低い電流成分は他の信号処理に使用
    されることを特徴とする請求の範囲第２項に記載の方
    法。
  5. 【請求項５】高周波信号を形成するため、周波数と位相
    に関して励起信号に相当し、センサにより影響を受けな
    い基準信号と測定信号との間の差を形成し、励起信号と
    基準信号は振幅を互いに相対的に調節できることを特徴
    とする請求の範囲第２〜４項の何れか１項に記載の方
    法。
  6. 【請求項６】振幅調節は高周波信号の実数部分が零にな
    るように行われることを特徴とする請求の範囲第５項に
    記載の方法。
  7. 【請求項７】信号励起に使用する周波数信号を処理する
    ため、帯域濾波された高周波信号が同相で能動的に、好
    ましくはループ増幅率を係数１で自動調節して帰還され
    ることを特徴とする請求の範囲第２〜６項の何れか１項
    に記載の方法。
  8. 【請求項８】一つの信号導線（２）， 前記信号導線と基準電位の間に接続されている圧電変換
    器を有し、測定すべき機械的な可変量が印加する一つの
    センサ（１）， 基準電位に等しい平均値を有する高周波の駆動信号
    （u1）を発生する信号発生器（７）， 前記信号導線と、この信号導線を介して前記圧電変換器
    に接続する第一入力端（−），前記信号発生器に接続す
    る第二入力端（＋），前記信号導線に接続する出力端
    （６），および前記出力端と第一入力端の間に接続され
    た帰還コンデンサ（C0）を有する電荷増幅器（５）から
    成り、前記圧電変換器の高周波励起信号を発生するため
    前記高周波駆動信号で駆動される測定手段、 第一モードで機械的な量の変化による直接的な圧電効果
    に応じて低周波を発し、第二モードで機械的な振動を電
    気的に励起する逆圧電効果および圧電反作用を発生する
    直接的な圧電効果に応じて、高周波を発生するように動
    作する前記圧電変換器、 前記圧電変換器の共振特性に依存し、しかもこの共振特
    性を表す第一出力信号（uHF,uF）を取り出すため、前記
    演算増幅器の出力端に接続する高域濾波器（9,14,1
    4′）， 機械的な量に依存し、しかもこの量を表す第二出力信号
    （uNF,uQ）を取り出すため、前記演算増幅器の出力端に
    接続する低域濾波器（10）， から成る測定装置。
  9. 【請求項９】信号発生器（７）の周波数出力端（27）は
    電荷増幅器の非反転入力端（＋）に接続していることを
    特徴とする請求の範囲第８項に記載の測定装置。
  10. 【請求項１０】前記信号発生器（７）は他の周波数出力
    端を有し、この出力端は、電荷増幅器（５）の非反転入
    力端（＋）に印加する信号（u1）に関して、周波数と位
    相が等しく、振幅の調節できる基準信号（u2）を出力
    し、しかも基準電荷増幅器（11）の非反転入力端（＋）
    に接続し、この基準電荷増幅器（11）中にある演算増幅
    器（12）の反転入力端（−）はコンデンサ（C2）を介し
    て帰還部の電位に接続され、しかも他のコンデンサ
    （C1）を介して出力端（13）に負帰還され、他の高域濾
    波器（14）を介して導入される基準電荷増幅器（11）の
    出力端は信号（uHF）を通す高域濾波器（９）の出力端
    と同じように差動増幅器（15）に接続し、この差動増幅
    器の出力端には共振特性を表す信号（UD）が取り出せる
    ことを特徴とする請求の範囲第９項に記載の測定装置。
  11. 【請求項１１】信号（uNF）を出力する低域濾波器（1
    0）の出力端は、後置増幅器（16）の入力端に接続し、
    この後置増幅器の出力端には処理する信号（uQ）が出力
    することを特徴とする請求の範囲第８項に記載の測定装
    置。
  12. 【請求項１２】高域濾波された差動増幅器（15）の出力
    端は同期復調器（19）に接続し、この復調器は更に位相
    基準を発生するユニット（20）に接続し、このユニット
    は信号発生器（７）に接続し、特にこの発生器の周波数
    信号出力端の一つに接続し、同期復調器（19）の出力端
    は制御器（22）の実測値入力端（21）に接続し、この制
    御器は更に目標値入力端（23）と調整量出力端（24）を
    保有し、この調整量出力端は信号発生器（７）の両方の
    出力信号（u1,u2）の相対振幅を互いに調節する調節ユ
    ニットに接続していることを特徴とする請求の範囲第10
    項または第11項に記載の測定装置。
  13. 【請求項１３】高域濾波された差動増幅器（15）の出力
    端は他の同期復調器（25）に接続し、この他の同期復調
    器（25）は位相基準ユニット（26）に接続し、この位相
    基準ユニットはVCOとして形成された信号発生器（７）
    の周波数信号出力端（27）に接続し、同期復調器（25）
    の出力端は最大値制御器（29）の入力端に接続し、この
    最大値制御器は、主として無関係に粗調節できるVCOを
    調節するため、このVCOに接続していることを特徴とす
    る請求の範囲第12項に記載の測定装置。
  14. 【請求項１４】信号発生器（７）はVCOとして形成して
    あり、この発生器の周波数信号出力端（27）は基準電荷
    増幅器（11）中にある演算増幅器（12）の非反転入力端
    （＋）に接続し、この演算増幅器の反転入力端（−）は
    可変コンデンサ（C2）を介して帰還部の電位となり、他
    のコンデンサ（C1）を介して出力端（13）に接続し、基
    準電荷増幅器（11）の出力端（13）は、電荷増幅器
    （５）自体の出力端（６）と同じように、差動増幅器
    （15）に接続し、高域濾波された差動増幅器（15）の出
    力端は同期復調器（19）に接続し、この復調器にはVCO
    （７）の周波数信号出力端（27）も接続している位相基
    準ユニット（20）の出力信号が導入され、前記復調器の
    出力端は制御器（22）の実測値入力値（21）に接続し、
    目標値入力端（23）も有する他の制御器はVCO（７）の
    周波数制御入力端に接続する調節量出力端（24）を有す
    ることを特徴とする請求の範囲第９項に記載の測定装
    置。
  15. 【請求項１５】前記信号発生器は帯域濾波器として形成
    された高域濾波器（15）の出力端に生じる信号（uHF）
    を電荷増幅器（５）の非反転入力端（＋）と基準電荷増
    幅器（11）の非反転入力端（＋）とに能動的負帰還させ
    て構成され、基準電荷増幅器（11）の出力端（13）は電
    荷増幅器（５）の出力端（６）と同じように差動増幅器
    （15）に接続し、この差動増幅器の出力は帯域濾波器
    （14）と低域濾波器（10）に導入され、能動的な帰還で
    90゜位相を進める回路（32）と主に自動増幅率制御ユニ
    ット（AGC）（33）を駆動させることを特徴とする請求
    の範囲第９項に記載の測定装置。
  16. 【請求項１６】信号発生器（７）の周波数信号出力端
    （27）はエミッタ・フォロワー（34）を介してセンサ
    （１）の信号導線（２）に接続し、エミッタ・フォロワ
    ートランジスタ（35）のエミッタ導線とコレクタ導線に
    それぞれ一つの定電流源（36）を接続し、エミッタ・フ
    ォロワートランジスタ（35）のコレクタ（37）は電荷増
    幅器（５）の反転入力端（−）に接続していることを特
    徴とする請求の範囲第８項に記載の測定装置。
  17. 【請求項１７】信号発生器（７）の周波数信号出力
    （u1）は演算増幅器（40）の非反転入力端（＋）に印加
    し、この演算増幅器の出力端（41）はFET（42）のゲー
    トに接続し、このFETはソースを介して演算増幅器（4
    0）の反転入力端（−）に負帰還され、しかも定電流源
    （36）とセンサ（１）の信号導線（２）に接続してい
    て、電荷増幅器（５）の反転入力端（−）はFET（42）
    のドレインと他の定電流源（36）に接続していることを
    特徴とする請求の範囲第８項に記載の測定装置。
  18. 【請求項１８】信号発生器（７）は他の周波数信号出力
    （u2）を有し、この出力は基準演算増幅器（43）の非反
    転入力端（＋）に印加し、この演算増幅器の出力端（4
    4）は他のFET（45）に接続し、このFETはソースを介し
    て基準演算増幅器（43）の反転入力端（−）に負帰還さ
    れ、しかも定電流源（36）と、帰還部の電位が印加して
    いるコンデンサ（C2）に接続し、基準電荷増幅器（11）
    の反転入力端（−）は他のFET（45）のドレインと他の
    定電流源（36）に接続し、更に電荷増幅器（５）の出力
    端（６）と基準電荷増幅器（11）の出力端（13）は差動
    増幅器（15）に通じ、この差動増幅器の出力は高域濾波
    器（14）と低域濾波器（10）の入力端に印加されること
    を特徴とする請求の範囲第17項に記載の測定装置。
  19. 【請求項１９】信号発生器（７）の周波数信号出力
    （u1）は演算増幅器（49）の非反転入力端（＋）に印加
    し、この演算増幅器の出力端はFET（46）のゲートに接
    続し、このFETはソースを介して演算増幅器（49）の反
    転入力端（−）に負帰還され、しかも定電流源（36）と
    センサ（１）の信号導線（２）とに接続し、信号発生器
    （７）は他の周波数信号の出力端（u2）を有し、この出
    力端の出力は基準演算増幅器（50）の非反転入力端
    （＋）に印加し、前記演算増幅器の出力端は他のFET（4
    7）のゲートに接続し、この他のFETはソースを介して基
    準演算増幅器（50）の反転入力端（−）に負帰還され、
    しかも他の定電流源（36）と電気帰還部の電位が印加し
    ているコンデンサ（C2）とに接続していて、両方のFET
    （46,47）のドレイン接続端子は差電流増幅器（48）に
    導入され、この増幅器の電流出力端（49）は非反転入力
    端（＋）が電気帰還部の電位となる電荷増幅器（５）の
    反転入力端（−）に接続していることを特徴とする請求
    の範囲第８項に記載の測定装置。
  20. 【請求項２０】信号発生器は帯域濾波器（14）として形
    成された高域濾波器の出力端に出力する信号（uF）を演
    算増幅器（49）の非反転入力端（＋）と基準演算増幅器
    （50）の非反転入力端（＋）とに能動的に負帰還するこ
    とにより形成され、二つの演算増幅器（49,50）の出力
    はそれぞれFET（46,47）のゲートに出力し、これ等のFE
    Tのソースは別々の定電流源（36）にそれぞれ接続さ
    れ、各演算増幅器（49,50）の反転入力端（−）に負帰
    還され、演算増幅器（49）では、更にセンサ（１）の信
    号導線（２）がソースに接続し、基準演算増幅器（50）
    では、更に可変コンデンサ（C2）を介してソースを電気
    帰還部の電位に接続し、両方のFET（46,50）のドレイン
    接続端子は差電流増幅器とi/u変換器（48′）に通じ、
    その出力端は一方で帯域濾波器（14）に、また他方で抵
    抗（R0）を介して電荷増幅器（５）の反転入力端（−）
    に接続し、その場合、主として帯域濾波器（14）と両演
    算増幅器（49,50）の非反転入力端（＋）の間の帰還部
    に自動増幅率制御ユニット（AGC）（33）が接続されて
    いることを特徴とする請求の範囲第８項記載の測定装
    置。
  21. 【請求項２１】自動増幅率制御ユニット（AGC）（33）
    と二つの演算増幅器（49,50）の非反転入力端（＋）と
    の間には、二つの演算増幅器（49,50）に対して逆相の
    周波数信号（u1,u2）を発生する駆動回路（51）が接続
    されていて、差電流増幅器の代わりに電流加算回路（5
    2）が装備されていることを特徴とする請求の範囲第20
    項に記載の測定装置。
  22. 【請求項２２】駆動回路（51′）は逆相の二つの周波数
    信号（u1,u2）の振幅を調節する補助ユニットを有し、
    高域濾波された電荷増幅器（５）の出力は同期復調器
    （19）に導入され、この復調器は更に位相基準を発生す
    るユニット（20）に接続し、このユニットは二つの演算
    増幅器（49,50）の非反転入力端（＋）に連結し、同期
    復調器（19）の出力端は制御器（22）の実測値入力端
    （21）に接続し、この制御器は更に目標値入力端（23）
    と調整量出力端（24）を有し、この出力端は振幅調節を
    行うユニットに接続していることを特徴とする請求の範
    囲第21項に記載の測定装置。
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