DE102007059702B4

DE102007059702B4 - Kapazitiver Sensor

Info

Publication number: DE102007059702B4
Application number: DE102007059702A
Authority: DE
Inventors: Jaromir Palata; Jochen Gundlach
Original assignee: IFM Electronic GmbH
Current assignee: IFM Electronic GmbH
Priority date: 2006-12-10
Filing date: 2007-12-10
Publication date: 2012-10-11
Anticipated expiration: 2027-12-11
Also published as: DE102007059702A1

Abstract

Kapazitiver Sensor mit einem ersten Anschluß (2) und einem zweiten Anschluß (3), mit wenigstens einer Referenzimpedanz und wenigstens einem Meßkondensator (5), mit wenigstens einer elektrischen Wechselsignalquelle (6), mit einem Stromführungsnetzwerk und mit einer Auswerteeinheit (7), wobei die Referenzimpedanz und der Meßkondensator (5) über das Stromführungsnetzwerk derart mit der Wechselsignalquelle (6) und der Auswerteeinheit (7) in Verbindung stehen, daß die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz und des Meßkondensators (5) – zumindest teilweise – von der Auswerteeinheit (7) auswertbar sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein aus mindestens vier seriell und gleichsinnig hintereinander geschalteten Dioden (8, 9, 10, 11) bestehender Diodenring vorgesehen ist, daß der Diodenring zwischen der ersten Diode (8) und der zweiten Diode (9) einen ersten Anschluß (12), zwischen der zweiten Diode (9) und der dritten Diode (10) einen zweiten Anschluß (13), zwischen der dritten Diode (10) und der vierten Diode (11) einen dritten Anschluß (14) und zwischen der vierten Diode...

Description

Die Erfindung betrifft einen kapazitiven Sensor mit einem ersten Anschluß und einem zweiten Anschluß mit wenigstens einer Referenzimpedanz und wenigstens einem Meßkondensator mit wenigstens einer elektrischen Wechselsignalquelle mit einem Stromführungsnetzwerk und mit einer Auswerteeinheit wobei die Referenzimpedanz und der Meßkondensator über das Stromführungsnetzwerk derart mit der Wechselsignalquelle und der Auswerteeinheit in Verbindung stehen, daß die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz und des Meßkondensators – zumindest teilweise – von der Auswerteeinheit auswertbar sind.
Die Erfindung betrifft auch einen kapazitiven Sensor mit wenigstens einem ersten Anschluß und einem zweiten Anschluß mit wenigstens einer Referenzimpedanz und einem Meßkondensator mit wenigstens einer elektrischen Wechselsignalquelle mit einer Auswerteeinheit sowie mit einem aus mindestens vier seriell und gleichsinnig hintereinandergeschaltete Dioden bestehenden Diodenring, wobei der Diodenring zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode einen ersten Anschluß zwischen der zweiten Diode und der dritten Diode einen zweiten Anschluß zwischen der dritten Diode und der vierten Diode einen dritten Anschluß und zwischen der vierten Diode und der ersten Diode einen vierten Anschluß aufweist, wobei die erste Elektrode der Referenzimpedanz mit dem vierten Anschluß des Diodenrings, die zweite Elektrode der Referenzimpedanz mit einem Bezugspotential und die erste Elektrode des Meßkondensators mit dem zweiten Anschluß des Diodenrings verbunden ist, wobei der erste Anschluß des Sensors mit dem ersten Anschluß des Diodenrings und der zweite Anschluß des Sensors mit dem dritten Anschluß des Diodenrings verbunden ist, wobei der erste Anschluß des Sensors und der zweite Anschluß des Sensors mit der Auswerteeinheit verbunden oder verbindbar ist und wobei der erste Anschluß des Diodenrings und der dritte Anschluß des Diodenrings mit dem elektrischen Wechselsignal der elektrischen Wechselsignalquelle beaufschlagt sind.
Kapazitive Sensoren der zuvor beschriebenen Art sind aus der USA-Patentschriften 5,650,730 und 5,793,217 bekannt und werden zur Ermittlung der Kapazität des Meßkondensators bzw. der Änderung der Kapazität des Meßkondensators verwendet. Dabei ist in dem kapazitiven Sensor selbst oft nur eine Elektrode des Meßkondensators ausgebildet und wird die andere Elektrode des Meßkondensators durch die Umgebung des kapazitiven Sensors gebildet. Der Meßkondensator ist also im Regelfall kein Kondensator im Sinne eines vollständigen elektrotechnischen Bauelements, sondern eine mit einer Kapazität ausgestattete Anordnung, deren aktive Elektrode dem kapazitiven Sensor zugeordnet ist, wobei sich ein elektrisches Streufeld von der aktiven Elektrode in die Umgebung erstreckt.
Im Stand der Technik wird als Referenzimpedanz meist ein Referenzkondensator eingesetzt. Wenn im folgenden konkret von einer Referenzkapazität die Rede ist, dann haben die Ausführungen gleichwohl in der Regel auch allgemeine Gültigkeit für eine Referenzimpedanz; die Kapazität des Referenzkondensators entspricht dann dem Wert der Referenzimpedanz, unabhängig davon, wie die Referenzimpedanz bauteilmäßig realisiert ist. Der Lade- und Entladestrom eines Referenzkondensators entspricht dann dem Lade- und Entladestrom einer Referenzimpedanz, wobei die Referenzimpedanz die ihr zugeführte Energie anderweitig umsetzen kann als nur in dem elektrischen Feld eines Kondensators.
Die Kapazität des beschriebenen Sensors kann sich einerseits dann ändern, wenn die Geometrie der Anordnung und damit das Streufeld der aktiven Elektrode verändert wird, andererseits kann sich die Kapazität des Sensors – ohne eine Änderung der Erstreckung des Streufeldes – auch ändern bei einer Veränderung der dielektrischen Eigenschaften des Raumes, in dem sich das elektrische Feld erstreckt. Aufgrund dieser allgemeinen Eigenschaften werden kapazitive Sensoren häufig als Näherungsschalter und als Füllstandsdetektoren eingesetzt.
Bei kapazitiven Sensoren der eingangs beschriebenen Art ist die Wechselsignalquelle üblicherweise als Schwingkreis ausgebildet, beispielsweise als ein harmonischer Schwingkreis in Form eines LRC-Netzwerkes, der so geschaltet ist, daß er eine Dauerschwingung ausführt. Während des zunehmenden Signalpegels innerhalb der positiven Halbschwingung des Wechselsignals wird der Meßkondensator über einen Strom aufgeladen, der über den ersten Anschluß des Sensors, den ersten Anschluß des Diodenrings und die zweite Diode des Diodenrings fließt, und die – häufig als Referenzkondensator ausgebildete – Referenzimpedanz wird während dessen mit einem Strom aufgeladen, der über den zweiten Anschluß des Sensors, den dritten Anschluß des Diodenrings und die vierte Diode des Diodenrings fließt. Bei abnehmendem Signalpegel der positiven Halbschwingung des Wechselsignals sperren die zweite Diode und die vierte Diode des Diodenrings, über die der Meßkondensator und der Referenzkondensator zuvor aufgeladen worden sind, während die zuvor sperrende erste Diode und dritte Diode des Diodenrings nunmehr leitend werden. Die während des Aufladevorgangs auf dem Meßkondensator gespeicherte Ladung fließt nun über die dritte Diode des Diodenrings, den dritten Anschluß des Diodenrings und den zweiten Anschluß des Sensors ab. Während der negativen Halbwelle des Wechselsignals wiederholt sich dieser Vorgang sinngemäß.
Die Funktionsweise des beschriebenen kapazitiven Sensors beruht folglich darauf, daß der Ladestrom der Referenzimpedanz, die insbesondere als Referenzkondensator ausgestaltet sein kann, bzw. der Ladestrom des Meßkondensators jeweils über einen anderen Anschluß des Sensors fließt als der Entladestrom des Referenzkondensators bzw. des Meßkondensators. Sind die Kapazitäten des Referenzkondensators und des Meßkondensators gleich groß, so ist der in den ersten Anschluß des Diodenrings hineinfließende Strom im Mittel gleich dem aus dem ersten Anschluß des Diodenrings hinausfließenden Strom, und das gleiche gilt für den dritten Anschluß des Diodenrings. Sind die Kapazitäten des Referenzkondensators und des Meßkondensators hingegen unterschiedlich groß, ergibt sich im zeitlichen Mittel ein in den ersten Anschluß des Diodenrings hineinfließender und entsprechend aus dem dritten Anschluß des Diodenrings hinausfließender resultierender Strom – für den Fall, daß die Kapazität des Meßkondensators größer ist als die Kapazität des Referenzkondensators – und ein im zeitlichen Mittel aus dem ersten Anschluß des Diodenrings herausfließender und entsprechend ein im zeitlichen Mittel in den dritten Anschluß des Diodenrings hineinfließender Strom – für den Fall, daß die Kapazität des Meßkondensators kleiner ist als die Kapazität des Referenzkondensators. Durch Auswertung der Differenzströme durch die an den ersten Anschluß und den zweiten Anschluß des kapazitiven Sensors angeschlossene Auswerteeinheit ist ersichtlich, in welchem Verhältnis die Kapazität des Meßkondensators zu der Kapazität des Referenzkondensators steht.
Bei den aus den USA-Patentschriften 5,650,730 und 5,793,217 bekannten gattungsgemäßen kapazitiven Sensoren werden die über den Referenzkondensator und den Meßkondensator fließenden Ströme in der Auswerteeinheit über zwei Strom-Spannungswandler einem Summierer zugeführt, der die Spannungen mit unterschiedlichen Vorzeichen verarbeitet, so daß ein Differenzsignal resultiert. Dieses Differenzsignal wird letztlich – nach möglichen weiteren schaltungstechnischen Zwischenschritten – mit einem Referenz- oder Schwellsignal verglichen, wobei das Referenzsignal eine Schwelle definiert, deren Erreichen ein bestimmtes Ereignis anzeigt, wie z. B. eine hinreichende Annäherung eines Objekts an den kapazitiven Sensor oder das Vorhandensein/Nichtvorhandensein eines bestimmten Füllstandes.
Nachteilig an dem beschriebenen kapazitiven Sensor ist, daß die Auswertung der Stromsignale in der Auswerteeinheit vergleichsweise aufwendig ist, insbesondere die Vorgabe eines Referenzwertes, mit dem die Differenz der stromspannungsgewandelten Ströme verglichen wird, schaltungstechnisch aufwendig und teuer ist sowie außerdem anfällig für Frequenz- und Amplitudenschwankungen des Wechselsignals ist. Des weiteren hat sich herausgestellt, daß die bekannten Sensoren bei der im Stand der Technik angegebenen Arbeitsfrequenz von 2 MHz nicht geeignet sind, als Füllstandssensoren eingesetzt zu werden, da sie dann nicht in der Lage sind, zu unterscheiden, ob ein Medium einen größeren Volumenbereich um den Sensor ausfüllt oder ob lediglich eine geringe Anhaftung dieses Mediums an dem Sensor verblieben ist, nachdem das Medium den zu überwachenden Bereich des kapazitiven Sensors verlassen hat, der Füllstand also unter die Position des kapazitiven Sensors abgesunken ist.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die aufgezeigten Nachteile bei den bekannten kapazitiven Sensoren der hier in Rede stehenden Art – zumindest teilweise – zu vermeiden.
Ausgehend von dem eingangs zuerst beschriebenen kapazitiven Sensor ist der erfindungsgemäße kapazitive Sensor dadurch gekennzeichnet, daß ein aus mindestens vier seriell und gleichsinnig hintereinander geschalteten Dioden bestehender Diodenring vorgesehen ist, daß der Diodenring zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode einen ersten Anschluß, zwischen der zweiten Diode und der dritten Diode einen zweiten Anschluß zwischen der dritten Diode und der vierten Diode einen dritten Anschluß (und zwischen der vierten Diode und der ersten Diode einen vierten Anschluß aufweist, daß die erste Elektrode der Referenzimpedanz mit dem vierten Anschluß des Diodenrings, die zweite Elektrode der Referenzimpedanz mit einem Bezugspotential und die erste Elektrode des Meßkondensators mit dem zweiten Anschluß (des Diodenrings verbunden ist, daß der erste Anschluß des Sensors mit dem ersten Anschluß des Diodenrings und der zweite Anschluß des Sensors mit dem dritten Anschluß des Diodenrings verbunden ist, daß der erste Anschluß des Sensors und der zweite Anschluß des Sensors mit der Auswerteeinheit verbunden bzw. verbindbar ist, daß der erste Anschluß des Diodenrings und der dritte Anschluß des Diodenrings mit dem elektrischen Wechselsignal der elektrischen Wechselsignalquelle beaufschlagt sind und daß die Referenzimpedanz abstimmbar ist.
Ausgehend von dem eingangs ebenfalls beschriebenen kapazitiven Sensor ist der erfindungsgemäße Sensor dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselsignalquelle über einen ersten Koppelkondensator mit dem ersten Anschluß des Diodenrings und über einen zweiten Koppelkondensator mit dem dritten Anschluß des Diodenrings verbunden ist.
Die erfindungsgemäße Ausgestaltung kapazitiver Sensoren ist auch aus folgendem Grund sehr vorteilhaft. Es ist unmittelbar ersichtlich, daß die Höhe der in den bzw. aus dem ersten Anschluß des Diodenrings und in den bzw. aus dem dritten Anschluß des Diodenrings fließenden Ströme nicht nur abhängig ist von der Größe der Referenzimpedanz bzw. der Kapazität des Referenzkondensators und des Meßkondensators, sondern die Höhe der Ströme auch unmittelbar abhängig ist von der Frequenz und der Amplitude des Wechselsignals, mit dem der kapazitive Sensor beaufschlagt wird. Dies ist begründet in der Frequenzabhängigkeit der Reaktanz und der Amplitudenabhängigkeit des Stroms durch eine Reaktanz von der an der Reaktanz anliegenden Spannung.
Wenn das von der Wechselsignalquelle erzeugte Wechselsignal einer Frequenzänderung oder einer Amplitudenänderung unterliegt, wirkt sich dies auf die Höhe der Ströme aus, die über den ersten Anschluß und den zweiten Anschluß des kapazitiven Sensors mit der Auswerteeinheit ausgetauscht werden. Infolgedessen ist auch das Differenzsignal, das im Stand der Technik in der Auswerteeinheit aus beiden Strömen gebildet wird, abhängig von einer Änderung des Wechselsignals in der Frequenz und/oder in der Amplitude. Da die Vergleichs- bzw. Schwellspannung innerhalb der Auswerteeinheit sich jedoch nicht zwangsläufig in entsprechender Weise verändern muß – dies tatsächlich sogar vollkommen unwahrscheinlich ist, weil es keine Verknüpfung mit der Wechselsignalquelle gibt – ist die Zuverlässigkeit des Ergebnisses, das der aus dem Stand der Technik bekannte kapazitive Sensor liefert, abhängig von einem beständigen Wechselsignal, wobei sich ”beständig” auf die Konstanz des Wechselsignals in der Frequenz und in der Amplitude bezieht.
Bei den erfindungsgemäßen kapazitiven Sensoren ist eine solche Abhängigkeit des Meßergebnisses von dem von der Wechselsignalquelle erzeugten Wechselsignal nicht mehr vorhanden. Da die Einstellung des Schwellwertes direkt am Meßkondensator erfolgt und ein in der Frequenz und in der Amplitude veränderliches Wechselsignal sowohl auf die Referenzimpedanz bzw. den Referenzkondensator als auch auf den Meßkondensator wirkt, wird ein durch die Abstimmung der Referenzimpedanz bzw. des Referenzkondensators definierter Beeinflussungszustand nach wie vor erkannt, im wesentlichen unabhängig von der Frequenz- und Amplitudenbeständigkeit des Wechselsignals.
Nach einer ersten vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die Referenzimpedanz über einen Schalter schaltbar, und zwar derart, daß nur definierte Teile der über die in Frage kommenden Dioden des Diodenrings fließenden Ströme für die Auf- bzw. Entladung der geschalteten Referenzimpedanz zur Verfügung stehen. Durch diese Maßnahme ist der Wert der geschalteten Referenzimpedanz bzw. die Kapazität des geschalteten Referenzkondensators steuerbar von Null – Schalter ist dauerhaft geöffnet – bis zu dem Nennwert der Referenzimpedanz bzw. der Nennkapazität des Referenzkondensators – Schalter ist dauerhaft geschlossen. Die Referenzimpedanz bzw. der Referenzkondensator kann insbesondere dadurch geschaltet werden, daß die Verbindung der zweiten Elektrode der Referenzimpedanz bzw. des Referenzkondensators mit dem Bezugspotential geschaltet wird oder die Verbindung der ersten Elektrode der Referenzimpedanz bzw. des Referenzkondensators mit dem ersten Anschluß des Diodenrings geschaltet wird.
Die Einstellung der Impedanz- bzw. Kapazitäts-Zwischenwerte wird in einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel genauer dadurch erreicht, daß der Schalter über ein pulsweitenmoduliertes Signal betätigbar ist und betätigt wird. Es ist besonders vorteilhaft, wenn das pulsweitenmodulierte Signal zur Schaltung des Schalters eine Frequenz oberhalb der Frequenz des Wechselsignals der Wechselsignalquelle aufweist, da dann aus jedem Bereich der Schwingung korrespondierende Ströme zur Ladung des geschalteten Referenzkondensators bzw. des geschalteten Teils des Referenzkondensators beitragen. Bei hohen oder sehr hohen Meßfrequenzen – beispielsweise bei Wechselsignalfrequenzen im Bereich von 150 MHz – ist es jedoch vorteilhafter, wenn das pulsweitenmodulierte Signal zur Schaltung des Schalters eine Frequenz unterhalb der Frequenz des Wechselsignals der Wechselsignalquelle aufweist, da dies geringere Anforderungen an die Abtastung stellt und im Mittel gleichermaßen jeder Bereich der Schwingung wirksam ist.
Alternativ zu der Umsetzung des abstimmbaren Referenzkondensators mit Hilfe eines Schalters wird in einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des kapazitiven Sensors als Referenzkondensator eine Kapazitätsdiode eingesetzt, die auch als Varicaps bzw. Varaktoren bezeichnet werden, die aber in der Regel eine hohe Steuerspannung benötigen, beispielsweise Steuerspannungen von einigen zehn Volt, die in üblichen digitalen Schaltungen nicht zur Verfügung stehen und daher erst erzeugt werden müssen. Demgegenüber ist die zuvor dargestellte Lösung des abstimmbaren Referenzkondensators mit einem durch ein pulsweitmoduliertes Signal betätigten Schalter auch deshalb vorteilhaft, weil zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals zur Betätigung des Schalters direkt das Ausgangssignal eines Mikrocontroller-Ports verwendet werden kann, ohne daß das Signal einer Verstärkung bedürfte.
Im Rahmen der Erfindung hat sich herausgestellt, daß beim Einsatz erfindungsgemäßer kapazitiver Sensoren eine Unterscheidung zwischen einer lediglich geringfügigen Anhaftung eines Mediums an dem Sensor und der Umgebung des Sensors mit einem großen Volumen des Mediums – Anwendungsfall Füllstandsmessung – um so besser möglich ist, je höher die Frequenz des von dem Meßkondensator emittierten elektrischen Wechselfeldes ist. Dies mag mit der Frequenzabhängigkeit der dielektrischen Polarisation zu tun haben und mit der Abnahme des Beitrages der Orientierungspolarisation zu der Dielektrizität eines Mediums bei sehr hohen Frequenzen. Dazu sind jedoch Frequenzen des Wechselsignals notwendig, die weit über der Arbeitsfrequenz von 2 MHz der elektrischen Wechselsignalquelle liegen, die bei den bekannten Sensoren üblich sind, von denen die Erfindung ausgeht.
Das Erfordernis sehr hoher Frequenzen des Wechselsignals der Wechselsignalquelle widerspricht jedoch der üblichen Art der Signaleinkopplung von der Wechselsignalquelle in den ersten Anschluß bzw. den dritten Anschluß des Diodenrings, nämlich der induktiven Signaleinkopplung durch Spulen. Dabei ist die Primärspule üblicherweise von der als LRC-Oszillator ausgebildeten Wechselsignalquelle umfasst, und jeweils eine mit der Primärspule gekoppelte Sekundärspule ist in die Verbindung des ersten Anschlusses des Diodenrings mit dem ersten Anschluß des Sensors und in die Verbindung des dritten Anschlusses des Diodenrings mit dem zweiten Anschluß des Sensors eingebracht. Eine solche Einkopplung des Wechselsignals der Wechselsignalquelle über induktive Übertrager ist auch und insbesondere für hohe Frequenzen weit jenseits der bekannten Arbeitsfrequenz von 2 MHz problematisch, unter anderem deshalb, weil die Induktivität solcher Übertrager frequenzabhängig ist, beispielsweise wegen der Frequenzabhängigkeit der Permeabilitätszahl verschiedener Materialen. Die erfindungsgemäße kapazitive Einkopplung des Wechselsignals in den Diodenring hat sich im Gegensatz dazu als sehr unproblematisch herausgestellt.
Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Lehre der Erfindung ist der erste Anschluß des Diodenrings über eine erste Spule mit dem ersten Anschluß des kapazitiven Sensors und der dritte Anschluß des Diodenrings über eine zweite Spule mit dem zweiten Anschluß des kapazitiven Sensors verbunden. Die erste Spule und die zweite Spule dienen jedoch nicht zur Einkopplung des Wechselsignals in den Diodenring, sondern sie wirken sich in bekannter Weise begünstigend auf die Signalqualität aus.
Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Lehre der Erfindung ist die Frequenz der Wechselsignalquelle und damit die Frequenz der von der Wechselsignalquelle erzeugten Wechselsignale – in einem gewünschten Bereich – vorgebbar. Dies ist deshalb vorteilhaft, weil der kapazitive Sensor durch die Wahl und die Vorgabe einer geeigneten Frequenz des Wechselsignals optimal an die physikalischen Eigenschaften des zu erkennenden Mediums – insbesondere bei Füllstandsmessungen – anpaßbar ist. Besonders vorteilhaft ist diese Eigenschaft umsetzbar, wenn die Wechselsignalquelle als gesteuerter Oszillator, wie z. B. als spannungs-, strom oder widerstandsgesteuerter Oszillator ausgeführt wird oder auch als digitaler Oszillator.
Bei einer nochmals bevorzugten Ausgestaltung der Lehre der Erfindung erzeugt die Wechselsignalquelle Wechselsignale mit einer Frequenz von mehr als 10 MHz, wobei insbesondere Frequenzen von mehr als 100 MHz eingesetzt werden. Besonders vorteilhaft sind Frequenzen innerhalb von ISM-Bändern nutzbar, die für industrielle, wissenschaftliche und medizinische (Industrial, Scientific, and Medical) Anwendungen freigegeben sind. Hierbei kommt insbesondere der Frequenzbereich von 433,05 MHz bis 434,79 MHz in Frage, da es sich hier um Frequenzen handelt, die schaltungstechnisch noch gut beherrschbar sind und Frequenzen dieser Größenordnung besonders geeignet sind, da sich bei diesen Frequenzen des Wechselsignals und des emittierten elektrischen Wechselfeldes das geschilderte Problem im Zusammenhang mit der Anhaftung des Mediums an dem kapazitiven Sensor nicht stellt.
Bei einer besonders bevorzugten Ausgestaltung des kapazitiven Sensors ist, wie bereits mehrfach angedeutet, die Referenzimpedanz als Referenzkondensator ausgebildet, wobei der Referenzkondensator insbesondere aus einem ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensator und einem zweiten, abstimmbaren Referenzkondensator besteht, wobei es besonders vorteilhaft ist, den ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensator und den zweiten, abstimmbaren Referenzkondensator parallel zu schalten. Bei dieser Anordnung ist die Kapazität des gesamten Referenzkondensators steuerbar von einer Minimal-Kapazität, die der nominalen Kapazität des nicht abstimmbaren Referenzkondensators entspricht – Schalter ist dauerhaft geöffnet – bis zu einer Maximal-Kapazität, die sich aus der Summe der Nennkapazität des ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensators und der Nennkapazität des zweiten, abstimmbaren Referenzkondensators ergibt. Durch geeignetes Hinzu- und Hinwegschalten des zweiten, abstimmbaren Referenzkondensators läßt sich jeder Kapazitätswert zwischen diesen beiden Werten einstellen.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Lehren der Erfindung ist vorgesehen, daß die Referenzimpedanz durch wenigstens ein Halbleiterbauelement realisiert ist, wobei das Halbleiterbauelement insbesondere durch ein von einer Steuereinrichtung erzeugtes pulsweitenmoduliertes Signal angesteuert ist, wobei das pulsweitenmodulierte Signal insbesondere über einen Tiefpaß gefiltert ist. Wenn davon die Rede ist, daß die Referenzimpedanz durch wenigstens ein Halbleiterbauelement realisiert ist, dann umfaßt dies selbstverständlich auch eine ein Halbleiterbauelement umfassende Schaltung, wobei das Halbleiterbauelement dann maßgeblich zur Realisierung der wirksamen Impedanz beiträgt; dies ist insbesondere dann der Fall, wenn über das Halbleiterbauelement der entsprechende Lade- und Entladestrom aus dem Stromführungsnetzwerk fließt.
Ein besonderer Vorteil bei der Verwendung eines Halbleiterbauelements ist die – jedenfalls grundsätzlich erzielbare – Hochfrequenztauglichkeit und die damit verbundene präzise, hochfrequente Ansteuerbarkeit zur Realisierung einer Referenzimpedanz. An sich bekannte digitale Potentiometer weisen üblicherweise nur eine Bandbreite von wenigen 100 kHz bei einem Widerstand im Bereich von einigen 10 kΩ bis zu einigen 100 kΩ auf. Damit sind die bekannten digitalen Potentiometer für die hier interessierende Anwendung nicht geeignet, da die Referenzimpedanz bei vielen erfindungsgemäßen Schaltungsvarianten insbesondere kleiner als 100 Ω sein sollte.
Es hat sich als vorteilhaft herausgestellt, wenn als Halbleiterbauelement ein Transistor, insbesondere ein Bipolartransistor in Emitterfolgerschaltung, oder ein Junction Field Effect Transistor (JFET) verwendet wird. Ebenfalls vorteilhaft ist die Verwendung eines Photowiderstandes oder eines Optokopplers. Vorzugsweise wird eine Steuerelektrode des Halbleiterbauelements über das – insbesondere tiefpaßgefilterte – pulsweitenmodulierte Signal angesteuert.
Wenn von ”einer Steuerelektrode” des Halbleiterbauelements die Rede ist, dann ist damit im Fall des Bipolartransistors in Emitterfolgerschaltung die Basis-Elektrode des Transistors gemeint und im Falle eines JFET die Gate-Elektrode. Im Falle des Photowiderstandes ist die Steuerelektrode keine Elektrode im gegenständlichen, schaltungsmäßig anschließbaren Sinne, sondern der mittels geeigneter elektromagnetischer Strahlung beeinflußbare Bereich des Photowiderstandes, und im Fall des Optokopplers besteht die Steuerelektrode aus den Anschlüssen des Photosenders.
Bei einer besonders bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung erfaßt die Steuereinrichtung den über das Halbleiterbauelement fließenden Strom, ermittelt aus dem erfaßten Strom die Impedanz des Halbleiterbauelements und regelt den Wert der Referenzimpedanz – also des Halbleiterbauelements – durch geeignete Ansteuerung des Halbleiterbauelements auf einen vorgegebenen Impedanzwert. Durch diese Maßnahme ist insgesamt eine Regelschleife realisiert.
In einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung stimmt eine Steuereinrichtung die Referenzimpedanz so ab, daß der Wert der Referenzimpedanz dem Wert der Impedanz des Meßkondensators im Wesentlichen folgt, insbesondere indem die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz und des Meßkondensators ausgeglichen sind. Dies hat zur Folge, daß das Stromführungsnetzwerk im Mittel immer im Gleichgewicht ist, sogar dann, wenn die Wechselsignalquelle frequenzveränderlich betrieben wird (”Wobbel-Generator”).
Bei eine weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen kapazitiven Sensors ist der Meßkondensator mit dem Stromführungsnetzwerk über eine elektrische Leitung verbunden, so daß die elektrische Leitung und der Meßkondensator einen Resonator bilden, wobei die elektrische Leitung insbesondere eine Koaxialleitung ist und/oder wobei der Resonator insbesondere ein λ/4-Resonator ist. Durch diese Maßnahme, insbesondere durch die Verwendung einer Koaxialleitung, lassen sich auf einfache Weise Resonanzfrequenzen bis in den Megahertz- und Gigahertz-Bereich hinein erzielen, wobei in diesem Frequenzbereich die Unterscheidung zwischen einer lediglich geringfügigen Anhaftung eines Mediums an dem Sensor und der Umgebung des Sensors mit einem großen Volumen des Mediums – wie oben beschrieben – besonders gut möglich ist.
Die Resonanzfrequenz der Anordnung aus elektrischer Leitung – Koaxialleitung – und Meßkondensator hängt u. a. von der Länge der elektrischen Leitung ab, wobei die Resonanzfrequenz um so höher ist, je kürzer die elektrische Leitung ist. Zur Beeinflussung der Resonanzfrequenz des Resonators ist in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung in der elektrischen Leitung eine Spule vorgesehen, wobei durch die Induktivität der Spule die Resonanzfrequenz des Resonators insbesondere reduziert wird; die Induktivität der Spule ”verlängert” gleichsam auf elektrischem Wege die elektrische Leitung. Dadurch ist die Resonanzfrequenz des Resonators insbesondere auch auf Frequenzen im Bereich von 150 MHz einstellbar, so daß Medium-Anhaftungen von größeren Mediumvolumina unterscheidbar sind.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Lehren der Erfindung sind/ist die Auswerteeinheit und/oder die Steuereinrichtung so eingerichtet, daß die Impedanz des Meßkondensators durch Messung der Resonanzfrequenz des Resonators und des im Resonanzfall fließenden Stromes ausgewertet werden kann. Es ist hier bewußt von Impedanz die Rede, da ein realer Meßkondensator nicht nur kapazitive Eigenschaften hat, sondern insgesamt als Impedanz in Erscheinung tritt. Durch Messung der Resonanzfrequenz des Resonators und des im Resonanzfall fließenden Stromes kann nicht nur die Impedanz des Meßkondensators sondern auch die Impedanz des Resonators ausgewertet werden, wenn der Meßkondensator und eine geeignet ausgebildete elektrische Leitung insgesamt einen Resonator bilden.
In einer weitern Ausgestaltung sind/ist die Auswerteeinheit und/oder die Steuereinrichtung so ausgestaltet, daß die Impedanz des Meßkondensators bestimmt wird, indem der Resonator bei einer beliebigen aber im Wesentlichen fest gewählten Frequenz betrieben wird und der im beeinflußten Zustand des Meßkondensators erfaßte Strom verglichen wird mit dem im unbeeinflußten Zustand der Meßkondensators erfaßten Strom. Bei einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird die Höhe des erfaßten Stromes und/oder die Höhe der berechneten Stromdifferenz als Schaltkriterium verwendet, z. B. bei einem als Näherungsschalter ausgestalteten kapazitiven Sensor.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen kapazitiven Sensoren zeichnet sich dadurch aus, daß die Wechselsignalquelle und/oder die Auswerteeinheit und/oder die Steuereinrichtung so ausgestaltet sind/ist, daß die Resonanzfrequenz des Resonators ermittelt werden kann, und die gemessene Resonanzfrequenz des Resonators verglichen wird mit der vorgegebenen oder ermittelten Resonanzfrequenz des Resonators im unbeeinflußten Zustand des kapazitiven Sensors, wobei insbesondere die Differenz der Resonanzfrequenzen des Resonators ausgewertet werden kann. Dieses Ausführungsbeispiel trägt dem Umstand Rechnung, daß sich die Resonanzfrequenz des Resonators mit sich ändernder externer Beeinflussung des Resonators bzw. des Meßkondensators ändert. Wird beispielsweise eine gewisse Differenz der Resonanzfrequenz erreicht, kann ein Schaltvorgang bei einem als Näherungsschalter ausgebildeten kapazitiven Sensor ausgelöst werden.
Im einzelnen gibt es nun verschiedene Möglichkeiten, die erfindungsgemäßen kapazitiven Sensoren auszugestalten und weiterzubilden. Dazu wird verwiesen auf die den Patentansprüchen 1 und 4 nachgeordneten Patentansprüche und auf die Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen
1 einen aus dem Stand der Technik bekannten kapazitiven Sensor,
2 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen kapazitiven Sensors mit einem abstimmbaren Referenzkondensator,
3 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des abstimmbaren Referenzkondensators des kapazitiven Sensors nach 2,
4a, 4b weitere Ausführungsbeispiele abstimmbarer Referenzkondensatoren für erfindungsgemäße kapazitive Sensoren,
5 ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen kapazitiven Sensors,
6 ein drittes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen kapazitiven Sensors,
7 die Realisierung der Referenzimpedanz mit einem Transistor als Halbleiterbauelement,
8 die Realisierung der Referenzimpedanz mit einer Photodiode bzw. einem Optokoppler als Halbleiterbauelement,
9 die Realisierung der Referenzimpedanz mit einer Doppeldiode als Halbleiterbauelement,
10 ein Ausführungsbeispiel zur Ausgestaltung des Meßkondensators mit einer elektrischen Leitung zu einem Resonator und
11 ein Ausführungsbeispiel mit einem Resonator gemäß 10 mit einem zusätzlichen Referenzresonator.
1 zeigt einen kapazitiven Sensor 1, wie er aus dem Stand der Technik bekannt ist. Der kapazitive Sensor 1 weist auf einen ersten Anschluß 2 und einen zweiten Anschluß 3, eine als – nicht abstimmbarer – Referenzkondensator 4 ausgestaltete Referenzimpedanz und einen Meßkondensator 5, eine elektrische Wechselsignalquelle 6, eine Auswerteeinheit 7 sowie einen aus vier seriell und gleichsinnig hintereinander geschalteten Dioden 8, 9, 10, 11 bestehenden Diodenring. In den Ausfürungsbeispielen gemäß den 1 bis 6 ist die Referenzimpedanz immer als Referenzkondensator 4 ausgeführt.
Der Diodenring weist zwischen der ersten Diode 8 und der zweiten Diode 9 einen ersten Anschluß 12, zwischen der zweiten Diode 9 und der dritten Diode 10 einen zweiten Anschluß 13, zwischen der dritten Diode 10 und der vierten Diode 11 einen dritten Anschluß 14 und letztlich zwischen der vierten Diode 11 und der ersten Diode 8 einen vierten Anschluß 15 auf. Die erste Elektrode 16 des Referenzkondensators 4 ist mit dem vierten Anschluß 15 des Diodenrings, die zweite Elektrode 17 des Referenzkondensators 4 ist mit einem Bezugspotential 18 verbunden, das im dargestellten Ausführungsbeispiel dem Massepotential der Schaltung entspricht. Die erste Elektrode des Meßkondensators 5 ist mit dem zweiten Anschluß 13 des Diodenrings verbunden.
In den 1, 2 und 5 bis 7 ist der Meßkondensator 5 stets mit dem für einen Kondensator – im Sinne eines elektrischen Bauteils – üblichen Schaltzeichen dargestellt. Tatsächlich wird die zweite Elektrode des Meßkondensators 5 bei den für einen kapazitiven Sensor üblichen Anwendungen durch die Umgebung des kapazitiven Sensors gebildet, und die Kapazität bildet sich zwischen der ersten Elektrode des Meßkondensators 5 und der Umgebung dieser aktiven Elektrode des Meßkondensators 5 aus.
Bei dem bekannten kapazitiven Sensor gemäß 1 ist ferner der erste Anschluß 2 des Sensors mit dem ersten Anschluß 12 des Diodenrings verbunden und der zweite Anschluß 3 des Sensors ist mit dem dritten Anschluß 14 des Diodenrings verbunden, wobei der erste Anschluß 2 des Sensors und der zweite Anschluß 3 des Sensors mit der Auswerteeinheit 7 in Verbindung stehen. Der erste Anschluß 12 des Diodenrings und der dritte Anschluß 14 des Diodenrings werden darüber hinaus mit dem elektrischen Wechselsignal der elektrischen Wechselsignalquelle 6 beaufschlagt.
In 1 ist dargestellt, daß die Wechselsignalquelle 6 elektrisch leitend mit dem ersten Anschluß 12 und dem dritten Anschluß 14 des Diodenrings verbunden ist. Dies ist jedoch nicht zwangsläufig so, vielmehr ist es aus dem Stand der Technik auch bekannt, daß das von der Wechselsignalquelle 6 erzeugte Signal induktiv in den ersten Anschluß 12 und den dritten Anschluß 14 des Diodenrings eingekoppelt wird. Auch ist bekannt, in den Zuleitungen zwischen dem ersten Anschluß 2 des Sensors 1 und dem ersten Anschluß 12 des Diodenrings sowie dem zweiten Anschluß 3 des Sensors 1 und dem dritten Anschluß 14 des Diodenrings jeweils eine Wechselsignalquelle vorzusehen, mit der Maßgabe, daß beide Wechselsignalquellen synchron arbeiten. Die Wechselsignalquelle 6 ist in dem dargestellten Ausführungsbeispiel gemäß 1 ein LRC-Oszillator.
Aufgrund der bereits oben detailliert erläuterten Wirkung des Diodenrings werden über den ersten Anschluß 12 des Diodenrings und den dritten Anschluß 14 des Diodenrings im zeitlichen Mittel Differenzströme transportiert, die sich aus den Lade- und Entladeströmen für den Referenzkondensator 4 und den Meßkondensator 5 ergeben. Weisen der Referenzkondensator 4 und der Meßkondensator 5 gleiche Kapazitäten auf, ergeben sich die Differenzströme zur Null, wohingegen bei unterschiedlichen Kapazitäten des Referenzkondensators 4 und des Meßkondensators 5 Differenzströme resultieren, die – im zeitlichen Mittel – in den ersten Anschluß 12 des Diodenrings hineinfließen bzw. herausfließen und damit korrespondierend aus dem dritten Anschluß 14 des Diodenrings herausfließen bzw. hineinfließen. In der Auswerteeinheit in 1, die aus dem Stand der Technik bekannt ist, werden die beiden Differenzströme zunächst in Spannungen gewandelt, die beiden Spannungen zu einer Differenzspannung weiterverarbeitet und dann mit einer in der Auswerteeinheit 7 vorgegebenen Schwellspannung verglichen. Je nach dem Verhältnis von Differenzspannung zu Schwellspannung kann somit erkannt werden, ob der Meßkondensator 5 im Verhältnis zum Referenzkondensator 4 eine bestimmte Kapazität erreicht hat oder nicht. Die Kapazität des Meßkondensators 5 variiert dabei üblicherweise durch Annäherung eines Gegenstandes an die aktive Elektrode des Meßkondensators 5 oder durch die stoffliche Veränderung der Umgebung der aktiven Elektrode des Messkondensators 5 mittels eines zu detektierenden Mediums (Füllstandsmessung).
Das in 2 dargestellte Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen kapazitiven Sensors 1 zeichnet sich dadurch aus, daß der Referenzkondensator 4 abstimmbar ist, seine Kapazität also eingestellt werden kann. Dadurch, daß der Referenzkondensator 4 abstimmbar ist, ist der aus dem Stand der Technik bekannte Nullpunktabgleich – Vorgabe eines Schwellwertes – aus der Auswerteeinheit 7 in den eigentlichen Sensorbereich verlagert worden. Abgesehen davon, daß die Auswerteeinheit 7 nunmehr schaltungstechnisch wesentlich einfacher ausgestaltet ist und daher auch wesentlich günstiger zu fertigen ist, weist das Ausführungsbeispiel gemäß 2 auch erhebliche Vorteile hinsichtlich der Abhängigkeit des Meßergebnisses von der Beständigkeit und Güte des Wechselsignals auf, das von der Wechselsignalquelle 6 in den Diodenring eingespeist wird. Der Vorteil ist darin begründet, daß der Referenzkondensator 4 bzw. die Kapazität des Referenzkondensators 4 in dem gewünschten Beeinflussungszustand des Meßkondensators 5 auf die Kapazität des Meßkondensators 5 abgestimmt wird. Dadurch ergeben sich im zu detektierenden Beeinflussungszustand des Meßkondensators 5 im zeitlichen Mittel die Differenzströme, die in den ersten Anschluß 12 und den dritten Anschluß 14 des Diodenrings hinein- bzw. herausfließen zu Null, und zwar unabhängig davon, ob das von der elektrischen Wechselsignalquelle 6 erzeugte Wechselsignal in der Frequenz und in der Amplitude veränderlich ist. In dem bekannten Ausführungsbeispiel gemäß 1 ist die Höhe der im zeitlichen Mittel resultierenden Ströme, die in den ersten Anschluß 12 des Diodenrings bzw. den dritten Anschluß 14 des Diodenrings hinein- bzw. herausfließen, von der Frequenz und der Amplitude des Wechselsignals der elektrischen Wechselsignalquelle 6 abhängig, so daß im Beeinflussungszustand die Differenz der beiden resultierenden Ströme auch abhängig davon ist, ob die Frequenz und die Amplitude des Wechselsignals konstant sind, das heißt beständig eingehalten werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß der 3 wird die Abstimmbarkeit des Referenzkondensators 4 dadurch erreicht, daß der Referenzkondensator 4 – zumindest teilweise – über einen Schalter 19 schaltbar ist. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird dabei durch den Schalter 19 die zweite Elektrode 17 des Referenzkondensators 4 mit dem Bezugspotential 18 verbunden oder von dem Bezugspotential 18 getrennt. Dadurch wird gewährleistet, daß der Referenzkondensator 4 nur zu den Zeiten geladen werden kann, in denen der Schalter 19 eine Verbindung mit dem Bezugspotential 18 hergestellt hat. Wenn der Schalter 19 zu den Zeiten, zu denen der Referenzkondensator 4 aufgrund der an der vierten Anschlußstelle 15 anliegenden Spannung theoretisch ladbar bzw. entladbar wäre, nur zeitweilig geschlossen ist, wird der Referenzkondensator 4 auch nur teilweise aufgeladen, so daß ein solcher Referenzkondensator 4 vorgetäuscht wird, der eine geringere Kapazität hat als die tatsächliche Nennkapazität des Referenzkondensators 4. Mit der in 3 angegebenen Schaltung lassen sich somit Kapazitäten des Referenzkondensators 4 einstellen, die zwischen der Kapazität Null und der Nennkapazität des Referenzkondensators 4 liegen.
In den 4a, 4b ist jeweils ein weiteres Ausführungsbeispiel eines abstimmbaren Referenzkondensators 4 dargestellt. 4a zeigt, daß der Referenzkondensator 4 aus einem ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensator 4a und einem zweiten, abstimmbaren Referenzkondensator 4b besteht, wobei der erste, nicht abstimmbare Referenzkondensator 4a und der zweite, abstimmbare Referenzkondensator 4b parallel geschaltet sind. Die Kapazität dieser Anordnung kann demnach eingestellt werden zwischen der Nennkapazität des ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensators 4a und der Summe der Nennkapazitäten des ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensators 4a und des zweiten, abstimmbaren Referenzkondensators 4b. 4b zeigt die Realisierung des abstimmbaren Referenzkondensators 4b durch einen Schalter 19, der zwischen dem zweiten, abstimmbaren Referenzkondensator 4b und dem Bezugspotential 18 angeordnet ist.
Der in 5 dargestellte kapazitive Sensor 1 weist wiederum auf einen ersten Anschluß 2 und einen zweiten Anschluß 3, einen Referenzkondensator 4 und einen Meßkondensator 5, eine Wechselsignalquelle 6, eine Auswerteeinheit 7 sowie einen Diodenring mit einer ersten Diode 8, einer zweiten Diode 9, einer dritten Diode 10 und einer vierten Diode 11. Die genannten Komponenten des kapazitiven Sensors 1 sind in 5 in gleicher Weise miteinander verbunden, wie dies bereits anhand der 1 beschrieben worden ist.
Im Rahmen der Erfindung hat sich herausgestellt, daß der aus dem Stand der Technik bekannte kapazitive Sensor 1 gemäß 1 mit einer Arbeitsfrequenz im Bereich von etwa 2 MHz praktisch nicht dazu geeignet ist, eine zuverlässige Füllstandsmessung zu realisieren. Dies hängt damit zusammen, daß bei derartigen Frequenzen häufig meßtechnisch nicht unterscheidbar ist, ob der kapazitive Sensor 1 mit einem großen Volumen des zu detektierenden Mediums umgeben ist oder ob der Sensor 1 nur von einer geringmengigen Anhaftung beeinflußt ist, die an dem Sensor 1 verblieben ist, nachdem sich der Füllstand unter die Position des kapazitiven Sensors 1 abgesenkt hat. Wie sich erfindungsgemäß herausgestellt hat, sind die beiden geschilderten Situationen dann unterscheidbar, wenn mit deutlich höheren Frequenzen des Wechselsignals gearbeitet wird.
Die Einkopplung von sehr hochfrequenten elektrischen Wechselsignalen ist mit der aus dem Stand der Technik bekannten Methode der induktiven Einkopplung nicht zuverlässig beherrschbar bzw. ist mit vielen Nachteilen verbunden, die insbesondere in Zusammenhang stehen mit der Frequenzabhängigkeit der Permeabilität von Materialien und damit der unerwünschten Frequenzabhängigkeit von Induktivitäten. Erfindungsgemäß ist deshalb vorgesehen, die Wechselsignalquelle 6 über einen ersten Koppelkondensator 20 mit dem ersten Anschluß 12 des Diodenrings zu verbinden und die Wechselsignalquelle 6 über einen zweiten Koppelkondensator 21 mit dem dritten Anschluß 14 des Diodenrings zu verbinden.
In dem Ausführungsbeispiel gemäß 6 ist der erste Anschluß 12 des Diodenrings über eine erste Spule 22 mit dem ersten Anschluß 2 des kapazitiven Sensors 1 verbunden und der dritte Anschluß 14 des Diodenrings ist über eine zweite Spule 23 mit dem zweiten Anschluß 3 des kapazitiven Sensors 1 verbunden. Die Spulen 22, 23 dienen im Unterschied zu den Spulen bei den aus dem Stand der Technik bekannten kapazitiven Sensoren 1 nicht der induktiven Einkopplung eines Wechselsignals aus der Wechselsignalquelle 6, sondern sie dienen der Entkopplung der Auswerteeinheit 7, sie wirken also als Drosselspulen.
In den Ausführungsbeispielen gemäß den 5 und 6 ist die Wechselsignalquelle 6 so ausgestaltet, daß die Frequenz der Wechselsignale – in einem gewünschten Bereich – vorgebbar ist. In den dargestellten Ausführungsbeispielen ist die Wechselsignalquelle 6 als spannungsgesteuerter Oszillator ausgeführt. Durch die Variabilität der Frequenz der Wechselsignale läßt sich der dargestellte kapazitive Sensor 1 ohne weiters an die physikalischen Eigenschaften verschiedener Medien anpassen, was insbesondere zum Zwecke der Füllstandsmessung und in Verbindung mit den beschriebenen Problemen mit an dem Sensor 1 verbleibenden Rest-Anhaftungen vorteilhaft ist.
Bei den in den 5 und 6 dargestellten Ausführungsbeispielen ist die Wechselsignalquelle 6 so eingestellt, daß sie Wechselsignale mit einer Frequenz von 434 MHz erzeugt. Dabei handelt es sich um eine Frequenz innerhalb eines freigegebenen ISM-Bandes (Industrial, Scientific and Medical-Band). Neben dem Vorteil, daß Frequenzen innerhalb eines solchen ISM-Bandes lizenzfrei genutzt werden dürfen, liegt ein weiterer Vorteil der gewählten Frequenz darin, daß die Frequenz so hoch ist, daß die eben geschilderte ”Restanhaftungs-Problematik” bei den meisten meßtechnisch zu erfassenden Medien nicht mehr auftritt.
In den 7, 8 und 9 sind drei Ausführungsbeispiele dargestellt, in denen die Referenzimpedanz durch jeweils eine ein Halbleiterbauelement 24 enthaltende Schaltung realisiert ist. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist die Restschaltung nicht dargestellt, die aber jeweils so ausgeführt ist, wie dies z. B. in 2 dargestellt ist.
In den Ausführungsbeispielen gemäß den 7 und 8 wird das Halbleiterbauelement 24 durch ein von einer Steuereinrichtung 25 erzeugtes pulsweitenmoduliertes Signal angesteuert, wobei das pulsweitenmodulierte Signal bevor es das Halbleiterbauelement 24 direkt oder indirekt erreicht durch einen Tiefpaß 26 gefiltert ist. Der Tiefpaß 26 bewirkt, daß das pulsweitenmodulierte Signal geglättet wird, wobei vorliegend am Ausgang des Tiefpasses 26 – ein pulsweitenmoduliertes Signal mit unveränderlichem Tastverhältnis vorausgesetzt – ein im wesentlichen konstantes Signal zur Ansteuerung des Halbleiterbauelements 24 vorliegt, dessen Höhe lediglich von dem Tastverhältnis des pulsweitenmodulierten Signals abhängt.
In 7 ist das Halbleiterbauelement 24 ein bipolarer npn-Transistor, und in 8 ist das Halbleiterbauelement 24 ein Photowiderstand bzw., wenn die dargestellte LED und der Fotowiderstand in Baueinheit vorliegen, ein Optokoppler. In beiden Fällen werden die Steuerelektroden des Halbleiterbauelements 24 über das pulsweitenmodulierte Signal der Steuereinrichtung 25 angesteuert, indirekt über den Tiefpaß 26.
Das Halbleiterbauelement 24 ist in den Ausführungsbeispielen gemäß 7 und 8 jeweils über eine Spule mit der Betriebsspannung U_b verbunden, so daß insgesamt der Arbeitspunkt und damit die Impedanz des Halbleiterbauelements 24 in dem Strompfad zwischen dem vierten Anschluß 15 des Diodenrings und Masse einstellbar ist. Die Spule blockt hochfrequente, von dem vierten Anschluß 15 des Diodenrings stammende Signale in Richtung auf die Versorgungsspannung U_B ab, so daß die Lade- und Entladeströme über das Halbleiterbauelement 24 fließen.
In den Ausführungsbeispielen gemäß den 7 und 8 erfaßt die Steuereinrichtung 25 den über das Halbleiterbauelement 24 fließenden Strom und ermittelt aus dem erfaßten Strom die Impedanz des Halbleiterbauelements 24. Dadurch ist es der Steuereinrichtung 25 möglich, die Impedanz des Halbleiterbauelements 24 durch geeignete Ansteuerung des Halbleiterbauelements 24 auf einen vorgegebenen Impedanzwert zu regeln. Die Erfassung des über das Halbleiterbauelement 24 fließenden Stroms erfolgt durch den Strommeßwiderstand 27, an dem eine entsprechende Spannung abfällt. Das Spannungssignal wird in den dargestellten Ausführungsbeispielen, bevor es von der Steuereinrichtung 25 erfaßt wird über einen weiteren Tiefpaß gefiltert. Durch die Rückführung der über den Strommeßwiderstand 27 abfallenden Spannung wird also ein Regelkreis realisiert.
In den in den 7 bis 9 dargestellten Ausführungsbeispielen stellt die Steuereinrichtung 25 bzw. bestimmen die Auswerteeinheit 7 und die Steuereinrichtung 25 den Wert der Referenzimpedanz – im wesentlichen realisiert durch das Halbleiterbauelement 24 – ein, indem der Wert der Referenzimpedanz dem Wert der Impedanz des Meßkondensators 5 nachgeführt wird. In den dargestellten Ausführungsbeispielen ist dies umgesetzt, indem die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz so geregelt werden, daß sie den Lade- und Entladströmen des Meßkondensators 5 entsprechen, so daß das Stromführungsnetzwerk in Form der vier gleichsinnig und seriell hintereinandergeschalteten Dioden 8, 9, 10, 11 ausgeglichen ist.
Zur Erfassung der Lade- und Entladeströme bzw. zur Erfassung der korrespondierenden Spannungen am ersten Anschluß 2 und am zweiten Anschluß 3 des kapazitiven Sensors, steht die Steuereinrichtung 25 mit der Auswerteeinheit 7 in Verbindung, was in den 7 und 8 nicht ausdrücklich dargestellt ist, aber in 9 erkennbar ist. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 9 ist als Halbleiterbauelement 24 eine Doppeldiode eingesetzt. Die Steuereinrichtung 25 erhält aus der Auswerteeinheit 7 die erfaßten Spannungen, die auch an dem ersten Anschluß 2 und dem zweiten Anschluß 3 des kapazitiven Sensors anliegen. Die Steuereinrichtung 25 besteht im Wesentlichen aus einem Differenzverstärker, dessen Ausgangssignal – und damit der Strom durch die Doppeldiode – sich so lange ändert, bis die Eingangsdifferenzspannung zu Null wird, was hier gleichbedeutend mit gleichen Lade- und Entladeströmen der Meßkapazität 5 und der Referenzimpedanz ist, worüber sich ohne weiteres auf die Größe der Impedanz der Meßkapazität 5 schließen läßt.
Die beiden Dioden der Doppeldiode in 9 sind wechselstrommäßig über die beiden Kondensatoren 30a, die hier eine Kapazität von 100 pF aufweisen, parallel und gegen Masse geschaltet. Für niederfrequente Signale sind die beiden Dioden in Serie geschaltet, wobei der über die beiden Dioden des Halbleiterbauelements 24 fließende – niederfrequente – Strom über den Strommeßwiderstand 27 gegen Masse abfließt und die am Strommeßwiderstand 27 abfallende Spannung am Anschluß 31 abgreifbar ist; der Kondensator 30b glättet das den Stromfluß durch die Doppeldiode und damit den Arbeitspunkt der Doppeldiode kennzeichnende Signal. Das am Anschluß 31 anliegende Signal kann dann von der Auswerteeinheit oder der Steuereinrichtung 25 weiterverwendet werden, was im einzelnen nicht dargestellt ist.
Daß die Auswerteeinheit 7 und die Steuereinrichtung 25 insgesamt separat dargestellt sind, dient hier nur dem Zweck der Übersichtlichkeit. Tatsächlich lassen sich die Auswerteeinheit 7 und die Steuereinrichtung 25 in einer schaltungstechnischen Einheit realisieren, wie z. B. mit einem Microcontroller, was zur Folge hat, daß die Auswerteeinheit 7 und die Steuereinrichtung 25 automatisch ”miteinander verbunden” sind.
In 10 ist in Teilen ein weiteres Ausführungsbeispiel eines kapazitiven Sensors 1 dargestellt, bei dem nämlich der Meßkondensator 5 mit dem Stromführungsnetzwerk – hier nur angedeutet über den zweiten Anschluß 13 des Diodenrings – über eine elektrische Leitung 28 verbunden ist und zwar so, daß die elektrische Leitung 28 und der Meßkondensator 5 einen Resonator bilden, der bei geeigneter Anregung elektrisch schwingt. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die elektrische Leitung 28 eine Koaxialleitung, wobei der so entstehende Resonator ein λ/4-Resonator ist, auch als λ/4-Leitung bekannt. So lassen sich auf einfache Weise Resonanzfrequenzen bis in den Gigahertz-Bereich hinein erzielen.
Da die Resonanzfrequenz des Resonators unter anderem von der Länge der elektrischen Leitung 28, also von der Länge der Koaxialleitung abhängt, die Koaxialleitung aus konstruktiven Gründen aber nicht beliebige Abmessungen aufweisen kann, ist die Resonanzfrequenz des Resonators auf elektrischem Wege angepaßt. In 10 ist eine Spule 29 in der elektrischen Leitung 28 vorgesehen, wobei durch die Induktivität der Spule 29 die Resonanzfrequenz des Resonators reduziert wird. In dem in 10 dargestellten Ausführungsbeispiel beträgt die Resonanzfrequenz des Resonators etwa 150 Megahertz, eine Frequenz, bei der sich nur geringfügige Anhaftungen an dem Sensor von großvolumigen Umgebungen des Sensors mit Medium gut unterscheiden lassen.
Bei den in den 7 und 8 zumindest teilweise dargestellten Ausführungsbeispielen eines kapazitiven Sensors 1 sind die Auswerteeinheit 7 und die Steuereinrichtung 25 so ausgestaltet, daß die Impedanz des Meßkondensators 5 durch Messung der Resonanzfrequenz des Resonators und dem im Resonanzfall fließenden Stromes bestimmt werden kann, wozu die Anregungsfrequenz der elektrischen Wechselsignalquelle 6 ständig einen relevanten Frequenzbereich durchfahrt (”Frequenz-Wobbeln”).
In 11 ist wiederum nur der Teil eines Ausführungsbeispiels eines kapazitiven Sensors dargestellt, der auf dem Ausführungsbeispiel gemäß 10 aufbaut. Hier ist ein Referenzresonator 32 parallel zu dem Resonator geschaltet, wobei der Referenzresonator 32 von außen im wesentlichen nicht elektrisch beeinflußbar ist, insbesondere nicht durch das Medium, das den Resonator bzw. die Meßkapazität des Resonators beeinflußt. Zusätzlich ist vorgesehen, daß die Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 von der Resonanzfrequenz des Resonators abweicht. Diese Verstimmung beider Resonatoren ist beabsichtigt, um die Resonatoren insbesondere anhand ihrer Beiträge zu einem gemeinsamen Frequenzgang voneinander unterscheiden zu können. Die Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 ist vorzugsweise so gewählt, daß sie außerhalb des durch verschiedene Beeinflussungszustände der Meßkapazität abdeckbaren Bereichs von Resonanzfrequenzen des Resonators liegt. Dadurch wird sicher vermieden, daß die Resonanzfrequenz des Resonators mit der Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 verwechselbar ist. Wenn vorzugsweise der Referenzresonator 32 im wesentlichen gleiche Bauelemente aufweist wie der Resonator, insbesondere eine im wesentlichen gleiche elektrische Leitung, dann stellt der Referenzresonator 32 gleichsam ein paralleles Modell des Resonators dar, an dem Veränderungen beobachtbar sind, die nicht durch eine externe Beeinflussung des kapazitiven Sensors hervorgerufen worden sein können.
Insgesamt ist ein kapazitiver Sensor 1 mit einem Resonator und einem Referenzresonator 32 anstelle nur einer Meßkapazität so eingerichtet, daß die Wechselsignalquelle 6 und/oder die Auswerteeinheit 7 und/oder die Steuereinrichtung 25 so ausgestaltet sind/ist, daß der Resonator und der Referenzresonator 32 in einem geeigneten Frequenzbereich angeregt werden können (”Wobbeln”), der Amplitudengang des Differenzstroms und/oder der Differenzspannung der Lade- und Entladeströme erfaßt werden kann, die Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 ermittelt werden kann und der Wert der erfaßten Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 mit einem vorgegebenen Wert der Resonanzfrequenz des Referenzresonators 32 verglichen werden kann und aus einer Abweichung beider Werte auf den vorhandenen Eigenschaftsdrift des Resonators und des Referenzresonators 32 geschlossen werden kann. Unter Eigenschaftsdrift ist beispielsweise die Veränderung von Bauteileigenschaften gemeint, die sich unter Temperatureinfluß ändern – Temperaturdrift –, gleichwohl sind beispielsweise auch alterungsbedingte Veränderungen von dem zuvor dargestellten Sensor erkennbar. Die Kenntnis über den Eigenschaftsdrift des Referenzresonators 32 kann auf den von extern beeinflußbaren Resonator übertragen werden, so daß Eigenschaftsdrifts bei der Auswertung erfaßter Meßdaten berücksichtigbar sind und z. B. zur Temperaturkompensation herangezogen werden.

Claims

Kapazitiver Sensor mit einem ersten Anschluß (2) und einem zweiten Anschluß (3), mit wenigstens einer Referenzimpedanz und wenigstens einem Meßkondensator (5), mit wenigstens einer elektrischen Wechselsignalquelle (6), mit einem Stromführungsnetzwerk und mit einer Auswerteeinheit (7), wobei die Referenzimpedanz und der Meßkondensator (5) über das Stromführungsnetzwerk derart mit der Wechselsignalquelle (6) und der Auswerteeinheit (7) in Verbindung stehen, daß die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz und des Meßkondensators (5) – zumindest teilweise – von der Auswerteeinheit (7) auswertbar sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein aus mindestens vier seriell und gleichsinnig hintereinander geschalteten Dioden (8, 9, 10, 11) bestehender Diodenring vorgesehen ist, daß der Diodenring zwischen der ersten Diode (8) und der zweiten Diode (9) einen ersten Anschluß (12), zwischen der zweiten Diode (9) und der dritten Diode (10) einen zweiten Anschluß (13), zwischen der dritten Diode (10) und der vierten Diode (11) einen dritten Anschluß (14) und zwischen der vierten Diode (11) und der ersten Diode (8) einen vierten Anschluß (15) aufweist, daß die erste Elektrode (16) der Referenzimpedanz mit dem vierten Anschluß (15) des Diodenrings, die zweite Elektrode (17) der Referenzimpedanz mit einem Bezugspotential (18) und die erste Elektrode des Meßkondensators (5) mit dem zweiten Anschluß (13) des Diodenrings verbunden ist, daß der erste Anschluß (2) des Sensors (1) mit dem ersten Anschluß (12) des Diodenrings und der zweite Anschluß (3) des Sensors (1) mit dem dritten Anschluß (14) des Diodenrings verbunden ist, daß der erste Anschluß (2) des Sensors (1) und der zweite Anschluß (3) des Sensors (1) mit der Auswerteeinheit (7) verbunden bzw. verbindbar ist, daß der erste Anschluß (12) des Diodenrings und der dritte Anschluß (14) des Diodenrings mit dem elektrischen Wechselsignal der elektrischen Wechselsignalquelle (6) beaufschlagt sind und daß die Referenzimpedanz abstimmbar ist.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzimpedanz – zumindest teilweise – über einen Schalter (19) schaltbar ist, insbesondere die Verbindung der zweiten Elektrode (17) der Referenzimpedanz mit dem Bezugspotential (18) schaltbar ist oder die Verbindung der ersten Elektrode (16) der Referenzimpedanz mit dem ersten Anschluß (12) des Diodenrings schaltbar ist.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (19) über ein pulsweitenmoduliertes Signal betätigbar ist und das pulsweitenmodulierte Signal insbesondere eine Frequenz unterhalb der Frequenz der Wechselsignale der Wechselsignalquelle (6) aufweist, vor allem bei Frequenzen der Wechselsignalquelle von mehr als 100 MHz.
Kapazitiver Sensor mit wenigstens einem ersten Anschluß (2) und einem zweiten Anschluß (3), mit wenigstens einer Referenzimpedanz und einem Meßkondensator (5), mit wenigstens einer elektrischen Wechselsignalquelle (6), mit einer Auswerteeinheit (7) sowie mit einem aus mindestens vier seriell und gleichsinnig hintereinandergeschalteten Dioden (8, 9, 10, 11) bestehenden Diodenring, wobei der Diodenring zwischen der ersten Diode (8) und der zweiten Diode (9) einen ersten Anschluß (12), zwischen der zweiten Diode (9) und der dritten Diode (10) einen zweiten Anschluß (13), zwischen der dritten Diode (10) und der vierten Diode (11) einen dritten Anschluß (14) und zwischen der vierten Diode (11) und der ersten Diode (8) einen vierten Anschluß (15) aufweist, wobei die erste Elektrode (16) der Referenzimpedanz mit dem vierten Anschluß (15) des Diodenrings, die zweite Elektrode (17) der Referenzimpedanz mit einem Bezugspotential (18) und die erste Elektrode des Meßkondensators (5) mit dem zweiten Anschluß (13) des Diodenrings verbunden ist, wobei der erste Anschluß (2) des Sensors mit dem ersten Anschluß (12) des Diodenrings und der zweite Anschluß (3) des Sensors mit dem dritten Anschluß (14) des Diodenrings verbunden ist, wobei der erste Anschluß (2) des Sensors und der zweite Anschluß (3) des Sensors mit der Auswerteeinheit (7) verbunden oder verbindbar ist und wobei der erste Anschluß (12) des Diodenrings und der dritte Anschluß (14) des Diodenrings mit dem elektrischen Wechselsignal der elektrischen Wechselsignalquelle (6) beaufschlagt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselsignalquelle (6) über einen ersten Koppelkondensator (20) mit dem ersten Anschluß (12) des Diodenrings und über einen zweiten Koppelkondensator (21) mit dem dritten Anschluß (14) des Diodenrings verbunden ist.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Anschluß (12) des Diodenrings über eine erste Spule (22) mit dem ersten Anschluß (2) des kapazitiven Sensors (1) und der dritte Anschluß (14) des Diodenrings über eine zweite Spule (23) mit dem zweiten Anschluß (3) des kapazitiven Sensors (1) verbunden ist.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Wechselsignale der Wechselsignalquelle (6) – in einem gewünschten Bereich – vorgebbar ist, insbesondere indem die Wechselsignalquelle (6) als gesteuerter Oszillator ausgeführt ist, insbesondere als spannungs-, strom-, widerstandsgesteuerter oder digitaler Oszillator.
Kapazitiver Sensor nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselsignalquelle (6) Wechselsignale mit einer Frequenz von mehr als 10 MHz erzeugt, vorzugsweise mit einer Frequenz von mehr als 100 MHz, insbesondere mit einer Frequenz in einem ISM-Band (Industrial, Scientific, and Medical Band), hier insbesondere im Bereich von 433,05 MHz bis 434,79 MHz.
Kapazitiver Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzimpedanz ein Referenzkondensator (4) oder ein Referenzwiderstand ist, wobei der Referenzkondensator (4) bzw. der Referenzwiderstand insbesondere aus einem ersten, nicht abstimmbaren Referenzkondensator (4a) bzw. Referenzwiderstand und einem zweiten, abstimmbaren Referenzkondensator (4b) bzw. abstimmbaren Referenzwiderstand besteht und der erste, nicht abstimmbare Referenzkondensator (4a) bzw. Referenzwiderstand und der zweite, abstimmbare Referenzkondensator (4b) bzw. Referenzwiderstand insbesondere parallel geschaltet sind.
Kapazitiver Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzimpedanz durch wenigstens ein Halbleiterbauelement (24) realisiert ist, wobei das Halbleiterbauelement (24) insbesondere durch ein von einer Steuereinrichtung (25) pulsweitenmoduliertes Signal angesteuert ist, wobei das pulsweitenmodulierte Signal insbesondere über einen Tiefpaß (26) gefiltert ist.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Halbleiterbauelement (24) ein Transistor, insbesondere ein Bipolartransistor in Emitterfolgerschaltung oder ein Junction Field Effect Transistor (JFET) oder ein Photowiderstand oder ein Optokoppler oder eine Doppeldiode ist, wobei eine Steuerelektrode des Halbleiterbauelements (24) vorzugsweise über das – insbesondere tiefpaßgefilterte – pulsweitenmodulierte Signal angesteuert ist.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (25) den über das Halbleiterbauelement (24) fließenden Strom erfaßt, aus dem erfaßten Strom die Impedanz des Halbleiterbauelements (24) ermittelt und die Impedanz des Halbleiterbauelements (24) durch geeignete Ansteuerung des Halbleiterbauelements (24) auf einen vorgegebenen Impedanzwert regelt.
Kapazitiver Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (25) die Referenzimpedanz so abstimmt, daß der Wert der Referenzimpedanz dem Wert der Impedanz des Meßkondensators (5) folgt, insbesondere indem die Lade- und Entladeströme der Referenzimpedanz und des Meßkondensators (5) im wesentlichen auf denselben Wert geregelt sind.
Kapazitiver Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßkondensator (5) mit dem Stromführungsnetzwerk über eine elektrische Leitung (28) verbunden ist, so daß die elektrische Leitung (28) und der Meßkondensator (5) einen Resonator bilden, wobei die elektrische Leitung (28) insbesondere eine Koaxialleitung ist und/oder wobei der Resonator insbesondere ein λ/4-Resonator ist.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Beeinflussung der Resonanzfrequenz des Resonators in der elektrischen Leitung (28) eine Spule (29) vorgesehen ist, wobei durch die Induktivität der Spule (29) die Resonanzfrequenz des Resonators insbesondere reduziert wird.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselsignalquelle (6) und/oder die Auswerteeinheit (7) und/oder die Steuereinrichtung (25) so ausgestaltet sind/ist, daß die Impedanz des Meßkondensators (5) durch Messung der Resonanzfrequenz des Resonators und des im Resonanzfall fließenden Stromes ausgewertet werden kann.
Kapazitiver Sensor nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselsignalquelle (6) und/oder die Auswerteeinheit (7) und/oder die Steuereinrichtung (25) so ausgestaltet sind/ist, daß die Resonanzfrequenz des Resonators ermittelt werden kann, und die gemessene Resonanzfrequenz des Resonators verglichen wird mit der vorgegebenen oder ermittelten Resonanzfrequenz des Resonators im unbeeinflußten Zustand des kapazitiven Sensors, wobei insbesondere die Differenz der Resonanzfrequenzen des Resonators ausgewertet werden kann.
Kapazitiver Sensor nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinheit (7) und/oder die Steuereinrichtung (25) so ausgestaltet sind/ist, daß die Impedanz des Meßkondensators (5) ausgewertet werden kann, indem der Resonator bei einer beliebigen aber fest gewählten Frequenz betrieben wird und der im beeinflußten Zustand des Meßkondensaors (5) erfaßte Strom verglichen wird mit dem im unbeeinflußten Zustand des Meßkondensators (5) erfaßten Strom.
Kapazitiver Sensor nach einem der Ansprüche Anspruch 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß ein Referenzresonator (32) parallel zu dem Resonator geschaltet ist, wobei der Referenzresonator (32) von außen im wesentlichen nicht elektrisch beeinflußbar ist, wobei die Resonanzfrequenz des Referenzresonators (32) von der Resonanzfrequenz des Resonators abweicht, insbesondere die Resonanzfrequenz des Referenzresonators (32) außerhalb des durch verschiedene Beeinflussungszustände der Meßkapazität (5) abdeckbaren Bereiches von Resonanzfrequenzen des Resonators liegt, insbesondere wobei der Referenzresonator im wesentlichen gleiche Bauelemente aufweist wie der Resonator, insbesondere eine im wesentlichen gleiche elektrische Leitung.
Kapazitiver Sensor nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselsignalquelle (6) und/oder die Auswerteeinheit (7) und/oder die Steuereinrichtung (25) so ausgestaltet sind/ist, daß der Resonator und der Referenzresonator in einem geeigneten Frequenzbereich angeregt werden können, der Amplitudengang des Differenzstroms und/oder der Differenzspannung der Lade- und Entladeströme erfaßt werden kann, die Resonanzfrequenz des Referenzresonators ermittelt werden kann und der Wert der erfaßten Resonanzfrequenz des Referenzresonators mit einem vorgegebenen Wert der Resonanzfrequenz des Referenzresonators verglichen werden kann und aus einer Abweichung beider Werte auf den vorhandenen Eigenschaftsdrift – insbesondere Temperaturdrift – des Referenzresonators und des Resonators geschlossen werden kann.