JPH0763217B2 - 可逆変換器の制御方法 - Google Patents
可逆変換器の制御方法Info
- Publication number
- JPH0763217B2 JPH0763217B2 JP62166959A JP16695987A JPH0763217B2 JP H0763217 B2 JPH0763217 B2 JP H0763217B2 JP 62166959 A JP62166959 A JP 62166959A JP 16695987 A JP16695987 A JP 16695987A JP H0763217 B2 JPH0763217 B2 JP H0763217B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、サイクロコンバータの如き可逆変換装置の
制御方法に関する。
制御方法に関する。
一般に、負荷に可変電圧，可変周波数の交流電力を供給
する無循環電流方式の直接式周波数変換装置（以下、サ
イクロコンバータと呼ぶ。）においては、変換装置を構
成する正側変換器（正側コンバータ）と負側変換器（負
側コンバータ）とを負荷電流の極性に応じて所定のタイ
ミングで切換える必要がある。従来、この種の可逆変換
装置の切換方式としては、今まで導通していた変換器が
無電流になつたことを確認してから、新たに導通すべき
変換器の動作を開始するようにしているが、この切換動
作はできるだけ短時間であることが望まれている。
する無循環電流方式の直接式周波数変換装置（以下、サ
イクロコンバータと呼ぶ。）においては、変換装置を構
成する正側変換器（正側コンバータ）と負側変換器（負
側コンバータ）とを負荷電流の極性に応じて所定のタイ
ミングで切換える必要がある。従来、この種の可逆変換
装置の切換方式としては、今まで導通していた変換器が
無電流になつたことを確認してから、新たに導通すべき
変換器の動作を開始するようにしているが、この切換動
作はできるだけ短時間であることが望まれている。
一方、最近のマイクロコンピユータ技術の発達に伴つ
て、制御装置のデイジタル化が行なわれるようになり、
サイクロコンバータにおいても複数台のマイクロコンピ
ユータで制御するものが出現している。
て、制御装置のデイジタル化が行なわれるようになり、
サイクロコンバータにおいても複数台のマイクロコンピ
ユータで制御するものが出現している。
第５図は出願人が先に提案した制御装置（提案済み装
置：特願昭61−224750号）の一例を示す構成図、第６図
は第５図の電流指令値演算部の一例を示すブロツク図、
第７図は正側，負側コンバータ選択方法の一例を説明す
るための説明図である。以下、これらの図を参照して説
明する。
置：特願昭61−224750号）の一例を示す構成図、第６図
は第５図の電流指令値演算部の一例を示すブロツク図、
第７図は正側，負側コンバータ選択方法の一例を説明す
るための説明図である。以下、これらの図を参照して説
明する。
第５図において、マイクロコンピユータ１は速度調節部
12、磁束調節部11、磁束べクトル演算部14,15,16、電流
指令値べクトルを大きさ1 *と磁束べクトル位置からの
角度θi1 *で表わされる極座標形式に変換するべクトル
変換部17を有し、それぞれが良く知られている所定の処
理を行なう。マイクロコンピユータ１で演算された電流
指令値べクトルの成分1 *，θi1 *はマイクロコンピユ
ータ2A,2B,2Cへ送られる。マイクロコンピユータ2A,2B,
2Cは早いサンプリング周期で処理されるデータθ
i1 *と、磁束位置演算器３で演算される固定子ａ相巻線
軸と磁束べクトルとの成す角度ψの情報と、定数Ｂとか
ら第６図の如く、加算処理21a,21bにより各相の巻線電
流指令値の角度Ａを求め、その大きさから直接サイリス
タ群選択部23で制御すべき正，負コンバータ群を選び、
切換かどうかを判断する。
12、磁束調節部11、磁束べクトル演算部14,15,16、電流
指令値べクトルを大きさ1 *と磁束べクトル位置からの
角度θi1 *で表わされる極座標形式に変換するべクトル
変換部17を有し、それぞれが良く知られている所定の処
理を行なう。マイクロコンピユータ１で演算された電流
指令値べクトルの成分1 *，θi1 *はマイクロコンピユ
ータ2A,2B,2Cへ送られる。マイクロコンピユータ2A,2B,
2Cは早いサンプリング周期で処理されるデータθ
i1 *と、磁束位置演算器３で演算される固定子ａ相巻線
軸と磁束べクトルとの成す角度ψの情報と、定数Ｂとか
ら第６図の如く、加算処理21a,21bにより各相の巻線電
流指令値の角度Ａを求め、その大きさから直接サイリス
タ群選択部23で制御すべき正，負コンバータ群を選び、
切換かどうかを判断する。
第７図にその選択方法の一例を示す。
この例では、特に同図（ａ）と（ｃ），（ｄ）から明ら
かなように、 の範囲では正側コンバータ群、 の範囲では負側コンバータ群、 の範囲では正側コンバータ群、 をそれぞれ選択するようにしていることがわかる。
かなように、 の範囲では正側コンバータ群、 の範囲では負側コンバータ群、 の範囲では正側コンバータ群、 をそれぞれ選択するようにしていることがわかる。
更に、電流指令値演算部21では第６図の如く、早いくり
返し処理で演算される角度Ａを用いて、例えばサイリス
タ点弧パルス発生に同期して余弦関数（COS）処理21cお
よび乗算処理21dを行ない、各相の巻線電流指令値ia *，
ib *，ic *を演算する。これらの電流指令値と電流実際値
ia，ib，icとにより電流調節部22で電流調節を行ない、
サイリスタの位相制御を行なう。
返し処理で演算される角度Ａを用いて、例えばサイリス
タ点弧パルス発生に同期して余弦関数（COS）処理21cお
よび乗算処理21dを行ない、各相の巻線電流指令値ia *，
ib *，ic *を演算する。これらの電流指令値と電流実際値
ia，ib，icとにより電流調節部22で電流調節を行ない、
サイリスタの位相制御を行なう。
第８図にコンバータ切換部分の一例を示す。
同図の或るサンプリング時点Ｔにおいてはコンバータ切
換と判断しないが、次のサンプリング時点Ｔ＋Tsにおい
ては切換発生と判断する。しかし、同図（ａ）または
（ｄ）より明らかなように、本来のコンバータ切換発生
時点はＰ時点である。
換と判断しないが、次のサンプリング時点Ｔ＋Tsにおい
ては切換発生と判断する。しかし、同図（ａ）または
（ｄ）より明らかなように、本来のコンバータ切換発生
時点はＰ時点である。
この様に、サンプル値制御においては、コンバータ切換
発生時点の検出が、アナログ制御の如く連続制御に対し
て、最大でサンプリング間隔Tsだけ遅れることになる。
コンバータ切換発生時点の検出遅れは、コンバータ切換
完了時点を遅らせ、その結果、電流指令値と電流実際値
の不一致をもたらし、特にコンバータ出力周波数が高い
場合には、制御性能が悪くなるという問題が生じる。
発生時点の検出が、アナログ制御の如く連続制御に対し
て、最大でサンプリング間隔Tsだけ遅れることになる。
コンバータ切換発生時点の検出遅れは、コンバータ切換
完了時点を遅らせ、その結果、電流指令値と電流実際値
の不一致をもたらし、特にコンバータ出力周波数が高い
場合には、制御性能が悪くなるという問題が生じる。
したがつて、この発明は正側，負側各コンバータ群の切
換発生時点を速やかに検出することにより、制御性能を
悪化させないようにすることを目的とする。
換発生時点を速やかに検出することにより、制御性能を
悪化させないようにすることを目的とする。
この発明は、上記の目的を達成するために、コンバータ
出力電流の周波数とコンバータ切り換え判定処理のサン
プリング間隔から、あらかじめ定めたサンプリング期間
の電流指令値の角度変化量が求まることに着目してなさ
れたものである。
出力電流の周波数とコンバータ切り換え判定処理のサン
プリング間隔から、あらかじめ定めたサンプリング期間
の電流指令値の角度変化量が求まることに着目してなさ
れたものである。
即ち、前記可逆変換装置の出力電流を定める磁化電流指
令べクトル（iM *）とこれを直交するトルク電流べクト
ル（iT *）を極座標に変換して得られる電流指令べクト
ルの磁束べクトルからの角度と、磁束位置演算器からの
磁束位置情報とから電流指令の角度を求め、あらかじめ
定めた１サンプル期間に変化する電流指令値べクトルの
角度変化量演算し、前記電流指令の角度に前記角度変化
量を加算し、該加算値に基づいて制御すべき正，逆変換
器を選択する。
令べクトル（iM *）とこれを直交するトルク電流べクト
ル（iT *）を極座標に変換して得られる電流指令べクト
ルの磁束べクトルからの角度と、磁束位置演算器からの
磁束位置情報とから電流指令の角度を求め、あらかじめ
定めた１サンプル期間に変化する電流指令値べクトルの
角度変化量演算し、前記電流指令の角度に前記角度変化
量を加算し、該加算値に基づいて制御すべき正，逆変換
器を選択する。
現サンプリング時点の電流指令値の角度に前記角度変化
量を加算することにより、次のサンプリング時点におけ
る電流指令値角度が予測される。
量を加算することにより、次のサンプリング時点におけ
る電流指令値角度が予測される。
第１図はこの発明を適用した実施例を示す図である。同
図からも明らかなように、この実施例が第５図に示す従
来のものと異なる点は、角度変化量演算部18を追加した
点と、電流指令値演算部21′の処理内容を変更した点で
ある。
図からも明らかなように、この実施例が第５図に示す従
来のものと異なる点は、角度変化量演算部18を追加した
点と、電流指令値演算部21′の処理内容を変更した点で
ある。
第２図に角度変化量演算部18の構成例を示す。角度変化
量演算部は、第８図（ｄ）に示す如き１サンプリング間
（Ts期間）に変化する電流指令値の角度Δθを演算す
る。すなわち、電動機回転子の角周波数をω2、電動機
のすべり角周波数をωslとすると、Δθは で表わされるので、角度変化量演算部18では上式に従つ
た演算処理を行なう。
量演算部は、第８図（ｄ）に示す如き１サンプリング間
（Ts期間）に変化する電流指令値の角度Δθを演算す
る。すなわち、電動機回転子の角周波数をω2、電動機
のすべり角周波数をωslとすると、Δθは で表わされるので、角度変化量演算部18では上式に従つ
た演算処理を行なう。
第３図に電流指令値演算部21′の構成例を示す。こゝ
に、第６図と同一番号は同一機能を示しており、したが
つて電流指令値の角度Ａを演算するところまでは従来と
同じであるが、以下の点で異なつている。すなわち、演
算された現時点（第８図のＴ時点）の角度Ａ（第８図に
おけるθT）に対し、１サンプリング期間に変化する電
流指令値の角度量Δθを加算することで、次のサンプリ
ング時点（第８図のＴ＋Ts時点）で演算されるであろう
電流指令値の角度Ａ′（第８図θT＋Ts）を予測演算
し、この予測した角度Ａ′を用いて位相制御すべきコン
バータ群の選択を行ない、コンバータ群の切換判定処理
を行なう。このようにすれば、次回のサンプリング時点
で、コンバータ切換発生が検出される場合には、その１
サンプリング前の時点で切換発生の検出が可能となり、
コンバータ切換動作に要する時間を短縮することができ
る。つまり、切換発生時点の検出を従来のものより１サ
ンプリング時間だけ速めることができるので、その分だ
け切換動作を速くすることができ、制御性能の低下を抑
えることが可能となる。
に、第６図と同一番号は同一機能を示しており、したが
つて電流指令値の角度Ａを演算するところまでは従来と
同じであるが、以下の点で異なつている。すなわち、演
算された現時点（第８図のＴ時点）の角度Ａ（第８図に
おけるθT）に対し、１サンプリング期間に変化する電
流指令値の角度量Δθを加算することで、次のサンプリ
ング時点（第８図のＴ＋Ts時点）で演算されるであろう
電流指令値の角度Ａ′（第８図θT＋Ts）を予測演算
し、この予測した角度Ａ′を用いて位相制御すべきコン
バータ群の選択を行ない、コンバータ群の切換判定処理
を行なう。このようにすれば、次回のサンプリング時点
で、コンバータ切換発生が検出される場合には、その１
サンプリング前の時点で切換発生の検出が可能となり、
コンバータ切換動作に要する時間を短縮することができ
る。つまり、切換発生時点の検出を従来のものより１サ
ンプリング時間だけ速めることができるので、その分だ
け切換動作を速くすることができ、制御性能の低下を抑
えることが可能となる。
別の実施例として、特にコンバータ切換時間が問題とな
るコンバータ出力周波数の高い領域（電動機回転数ｎが
高い領域）でのみ、精度よくΔθの演算が出来れば良い
という場合には、一般に電動機高速回転時にはωsl＜＜
ω2であるから、 Δθ≒Ｋ×ω2 として、第２図に示すΔθの演算部を第４図のように簡
素化することができる。
るコンバータ出力周波数の高い領域（電動機回転数ｎが
高い領域）でのみ、精度よくΔθの演算が出来れば良い
という場合には、一般に電動機高速回転時にはωsl＜＜
ω2であるから、 Δθ≒Ｋ×ω2 として、第２図に示すΔθの演算部を第４図のように簡
素化することができる。
この発明によれば、コンバータ出力周波数に依存して変
化する１サンプリング間における電流指令値の角度変化
量を演算し、その変化量で電流指令値の角度を補正する
ことにより、次のサンプリング時点の電流指令値の角度
を予測し、その予測した角度情報を用いてコンバータ切
換判定を行なうようにしたので、コンバータ切換発生時
点の検出を早くすることができ、その結果コンバータ切
換動作時間を短縮することが可能となり、制御性能の悪
化を防止できる利点がもたらされる。
化する１サンプリング間における電流指令値の角度変化
量を演算し、その変化量で電流指令値の角度を補正する
ことにより、次のサンプリング時点の電流指令値の角度
を予測し、その予測した角度情報を用いてコンバータ切
換判定を行なうようにしたので、コンバータ切換発生時
点の検出を早くすることができ、その結果コンバータ切
換動作時間を短縮することが可能となり、制御性能の悪
化を防止できる利点がもたらされる。
第１図はこの発明を適用した実施例を示す図、第２図は
その角度変化量演算部の具体例を示す構成図、第３図は
電流指令値演算部の具体例を示す構成図、第４図は角度
変化量演算部の他の具体例を示す構成図、第５図は提案
済み装置を示す構成図、第６図はその電流指令値演算部
の具体例を示す構成図、第７図は正側，負側コンバータ
群の選択方法の一例を説明するための説明図、第８図は
コンバータ切換動作を説明するための説明図である。 符号説明 1,2A,2B,2C……マイクロコンピユータ、４……サイクロ
コンバータ、５……電流検出器、６……電動機、７……
回転子位置検出器、８……速度検出器、11……磁束調節
部、12……速度調節部、13,16……除算要素、14……一
次遅れ要素、15……比例要素、17……べクトル変換部、
18……角度変化量演算部、18a,21a,21b,21e……加算
部、18b,21d……乗算部、21,21′……電流指令値演算
部、21c……余弦関数（COS）演算部、22……電流調節
部、23……サイリスタ群選択部。
その角度変化量演算部の具体例を示す構成図、第３図は
電流指令値演算部の具体例を示す構成図、第４図は角度
変化量演算部の他の具体例を示す構成図、第５図は提案
済み装置を示す構成図、第６図はその電流指令値演算部
の具体例を示す構成図、第７図は正側，負側コンバータ
群の選択方法の一例を説明するための説明図、第８図は
コンバータ切換動作を説明するための説明図である。 符号説明 1,2A,2B,2C……マイクロコンピユータ、４……サイクロ
コンバータ、５……電流検出器、６……電動機、７……
回転子位置検出器、８……速度検出器、11……磁束調節
部、12……速度調節部、13,16……除算要素、14……一
次遅れ要素、15……比例要素、17……べクトル変換部、
18……角度変化量演算部、18a,21a,21b,21e……加算
部、18b,21d……乗算部、21,21′……電流指令値演算
部、21c……余弦関数（COS）演算部、22……電流調節
部、23……サイリスタ群選択部。
Claims (1)
- 【請求項１】少なくとも正側変換器と負側変換器とによ
って構成され、正側変換器から正電流を供給し負側変換
器からは負電流を供給し、正側変換器，負側変換器を互
いに切り換えて負荷に可変電圧，可変周波数の交流電力
を供給する可逆変換器の制御方法において、 前記可逆変換器の出力電流を定める磁化電流指令ベクト
ル（iM *）とこれに直交するトルク電流ベクトル（iT *）
を極座標に変換して得られる電流指令値べクトルの磁束
べクトルからの角度と、磁束位置演算器からの磁束位置
情報とから電流指令の角度を求め、 あらかじめ定めた１サンプル期間に変化する電流指令値
べクトルの角度変化量演算し、 前記電流指令の角度に前記角度変化量を加算し、 該加算値に基づいて制御すべき正，逆変換器を選択する
ことを特徴とする可逆変換器の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62166959A JPH0763217B2 (ja) | 1987-07-06 | 1987-07-06 | 可逆変換器の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62166959A JPH0763217B2 (ja) | 1987-07-06 | 1987-07-06 | 可逆変換器の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6412871A JPS6412871A (en) | 1989-01-17 |
| JPH0763217B2 true JPH0763217B2 (ja) | 1995-07-05 |
Family
ID=15840791
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62166959A Expired - Fee Related JPH0763217B2 (ja) | 1987-07-06 | 1987-07-06 | 可逆変換器の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0763217B2 (ja) |
-
1987
- 1987-07-06 JP JP62166959A patent/JPH0763217B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6412871A (en) | 1989-01-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |