JPH0758868B2 - 増幅器 - Google Patents
増幅器Info
- Publication number
- JPH0758868B2 JPH0758868B2 JP59171902A JP17190284A JPH0758868B2 JP H0758868 B2 JPH0758868 B2 JP H0758868B2 JP 59171902 A JP59171902 A JP 59171902A JP 17190284 A JP17190284 A JP 17190284A JP H0758868 B2 JPH0758868 B2 JP H0758868B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- output
- voltage
- current
- negative feedback
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は出力電力の電圧歪率を低減させた増幅器に関す
る。
る。
従来例の構成とその問題点 近年出力電圧を負帰還によって制御する増幅器の出力電
圧歪率は、種々の技術開発により大巾に低減されてきて
いる。しかしながら完全に歪が零にはなっておらず、特
に負荷に電力の供給が必要な増巾器においては、大電流
が流れる出力段の直線性が悪いため、出力電圧の歪が問
題となる場合が多い。以下に従来の増幅器について説明
する。
圧歪率は、種々の技術開発により大巾に低減されてきて
いる。しかしながら完全に歪が零にはなっておらず、特
に負荷に電力の供給が必要な増巾器においては、大電流
が流れる出力段の直線性が悪いため、出力電圧の歪が問
題となる場合が多い。以下に従来の増幅器について説明
する。
第１図は従来の増幅器の一例を示したものである。１は
前段増幅器、2,3はプリドライバートランジスタ、4,5は
ドライバートランジスタ、6,7は出力トランジスタ、８
は出力電圧を負帰還する負帰還回路、9,10は位相補償用
コンデンサ、11は出力段バイアス用電源、12はドライバ
ートランジスタ用エミッタ抵抗、13は入力端子、14は出
力端子、15,16は電源端子である。
前段増幅器、2,3はプリドライバートランジスタ、4,5は
ドライバートランジスタ、6,7は出力トランジスタ、８
は出力電圧を負帰還する負帰還回路、9,10は位相補償用
コンデンサ、11は出力段バイアス用電源、12はドライバ
ートランジスタ用エミッタ抵抗、13は入力端子、14は出
力端子、15,16は電源端子である。
このような従来の構成で主に歪を発生するのはプリドラ
イバートラジスタ2,3以後の増幅段であり、それはこの
増幅段の電流振幅が大きいため、各トランジスタの増幅
度の直線性が悪化するためである。
イバートラジスタ2,3以後の増幅段であり、それはこの
増幅段の電流振幅が大きいため、各トランジスタの増幅
度の直線性が悪化するためである。
また負帰還回路８で出力電圧を負帰還することにより、
出力歪を改善するのであるが、その改善量は以下のよう
になる。すなわち、歪発生要因が全て前述のようにプリ
ドライバートランジスタ2,3以後の増幅段にあるものと
して、負帰還回路８が無い場合の出力端子14での歪量を
D0とし、負帰還回路８を付けた場合の出力端子14での歪
量をＤとし、前段増幅器１の利得をA1とし、プリドライ
バートランジスタ2,3以後の利得をA2とし、負帰還回路
８の利得をβとしたとき、 Ｄ＝D0／（１＋A1・A2・β） となる。ここで利得A1，A2，βの各伝達特性は一般に、 A1＞１のときA1＝K1／（１＋ｊωT1） A2＞１のとき β＝K3・（１＋ｊωT3）／（１＋ｊωT4） となり、系の安定を保つためには、 A1・A2・β＝１のときのωをω0とし、 ω0＝1/T0したとき、T1＞T0，T2＞T0，T3＞T0，T4＜
T0，T5＜T0，T6＜T0でなければならない。ここで、T5，
T6はドライバートランジスタ4,5および出力トランジス
タ6,7の特性によって支配される時定数であり、大電流
時には特にT5，T6が大きくなる。したがって、第１図の
ような従来の構成においては、負荷に大電流を供給する
場合A1・A2・β＝１となる周波数を1MHz〜2MHz程度にし
か取れず、高い周波数領域での負帰還による歪改善度が
低くなる。
出力歪を改善するのであるが、その改善量は以下のよう
になる。すなわち、歪発生要因が全て前述のようにプリ
ドライバートランジスタ2,3以後の増幅段にあるものと
して、負帰還回路８が無い場合の出力端子14での歪量を
D0とし、負帰還回路８を付けた場合の出力端子14での歪
量をＤとし、前段増幅器１の利得をA1とし、プリドライ
バートランジスタ2,3以後の利得をA2とし、負帰還回路
８の利得をβとしたとき、 Ｄ＝D0／（１＋A1・A2・β） となる。ここで利得A1，A2，βの各伝達特性は一般に、 A1＞１のときA1＝K1／（１＋ｊωT1） A2＞１のとき β＝K3・（１＋ｊωT3）／（１＋ｊωT4） となり、系の安定を保つためには、 A1・A2・β＝１のときのωをω0とし、 ω0＝1/T0したとき、T1＞T0，T2＞T0，T3＞T0，T4＜
T0，T5＜T0，T6＜T0でなければならない。ここで、T5，
T6はドライバートランジスタ4,5および出力トランジス
タ6,7の特性によって支配される時定数であり、大電流
時には特にT5，T6が大きくなる。したがって、第１図の
ような従来の構成においては、負荷に大電流を供給する
場合A1・A2・β＝１となる周波数を1MHz〜2MHz程度にし
か取れず、高い周波数領域での負帰還による歪改善度が
低くなる。
発明の目的 本発明は前記のような従来の問題を解消するもので、高
い周波数領域における負帰還による歪改善度を向上させ
た増幅器を提供するものである。
い周波数領域における負帰還による歪改善度を向上させ
た増幅器を提供するものである。
発明の構成 本発明は２個の増幅器と、前記２個の増幅器の出力を合
成した出力と、前記合成した出力の電圧を前記２個の増
幅器の第１の増幅器の入力に負帰還する負帰還回路と、
前記合成した出力の電流を前記２個の増幅器の第２の増
幅器の入力に正帰還するループ利得２以下の正帰還回路
を備え、前記第１の増幅器の入力に信号を入力し、前記
合成した出力を出力信号として取り出すようにした増幅
器であり、出力電流を正帰還回路より入力側に供給する
ことにより、出力電圧を負帰還した増幅器の負荷を軽く
し、出力電圧の負帰還周波数領域を高い周波数まで拡大
し、高い周波数領域における負帰還による歪改善度を向
上させるものである。
成した出力と、前記合成した出力の電圧を前記２個の増
幅器の第１の増幅器の入力に負帰還する負帰還回路と、
前記合成した出力の電流を前記２個の増幅器の第２の増
幅器の入力に正帰還するループ利得２以下の正帰還回路
を備え、前記第１の増幅器の入力に信号を入力し、前記
合成した出力を出力信号として取り出すようにした増幅
器であり、出力電流を正帰還回路より入力側に供給する
ことにより、出力電圧を負帰還した増幅器の負荷を軽く
し、出力電圧の負帰還周波数領域を高い周波数まで拡大
し、高い周波数領域における負帰還による歪改善度を向
上させるものである。
実施例の説明 第２図は本発明の一実施例の構成図である。17は電圧出
力増幅器、18は電流出力増幅器、19は電流出力増幅器18
の負帰還回路、20は電流出力増幅器18の正帰還回路、21
は電流出力増幅器18の出力電流検出用抵抗、22は負荷供
給電流検出用抵抗であり、その他は第１図の構成要素と
同様である。
力増幅器、18は電流出力増幅器、19は電流出力増幅器18
の負帰還回路、20は電流出力増幅器18の正帰還回路、21
は電流出力増幅器18の出力電流検出用抵抗、22は負荷供
給電流検出用抵抗であり、その他は第１図の構成要素と
同様である。
以上のように構成された増幅器について以下その動作を
説明する。
説明する。
まず電流出力増幅器18の出力電流を、出力電流検出用抵
抗21で検出し、これを負帰還回路19で電流出力増幅器18
の反転入力に負帰還することにより、電流増幅利得を安
定化する。さらに負荷電流検出用抵抗22により負荷供給
電流を検出し、正帰還回路20により電流出力増幅器の非
反転入力に正帰還を行なっている。ここで、出力電流検
出抵抗21の抵抗値をr1、負帰還回路19の利得をa1とし、
電流出力増幅器18の利得をA4とし、このA4が非常に大き
いものとし、電流出力増幅器18の非反転入力からの入力
に対する出力電流の利得をG1とすると G1≒1/（r1・a1） となり、さらに負荷供給電流検出用抵抗22の抵抗値をr2
とし、正帰還回路20の利得をa2とし、電流出力増幅器18
と負荷供給電流検出用抵抗22と正帰還回路20とで構成さ
れる正帰還ループの一巡利得をＧとすると Ｇ＝G1・r2・a2 ＝r2・a2／r1・a1 となり、r2・a2＝r1・a1とすると一巡利得は１となる。
この状態では負荷に供給される電流は全て電流出力増幅
器18より供給されることになり、電圧出力増幅器17の負
荷が軽くなる。このため電圧出力増幅器17の出力トラン
ジスタ，ドライバートランジスタ等の特性に起因する増
幅利得周波数特性のポールを高い周波数に保つことが出
来、結果として負帰還回路８と電圧出力増幅器17とで構
成される負帰還回路の安定性が高い周波数領域まで拡大
出来る。
抗21で検出し、これを負帰還回路19で電流出力増幅器18
の反転入力に負帰還することにより、電流増幅利得を安
定化する。さらに負荷電流検出用抵抗22により負荷供給
電流を検出し、正帰還回路20により電流出力増幅器の非
反転入力に正帰還を行なっている。ここで、出力電流検
出抵抗21の抵抗値をr1、負帰還回路19の利得をa1とし、
電流出力増幅器18の利得をA4とし、このA4が非常に大き
いものとし、電流出力増幅器18の非反転入力からの入力
に対する出力電流の利得をG1とすると G1≒1/（r1・a1） となり、さらに負荷供給電流検出用抵抗22の抵抗値をr2
とし、正帰還回路20の利得をa2とし、電流出力増幅器18
と負荷供給電流検出用抵抗22と正帰還回路20とで構成さ
れる正帰還ループの一巡利得をＧとすると Ｇ＝G1・r2・a2 ＝r2・a2／r1・a1 となり、r2・a2＝r1・a1とすると一巡利得は１となる。
この状態では負荷に供給される電流は全て電流出力増幅
器18より供給されることになり、電圧出力増幅器17の負
荷が軽くなる。このため電圧出力増幅器17の出力トラン
ジスタ，ドライバートランジスタ等の特性に起因する増
幅利得周波数特性のポールを高い周波数に保つことが出
来、結果として負帰還回路８と電圧出力増幅器17とで構
成される負帰還回路の安定性が高い周波数領域まで拡大
出来る。
第３図に第２図の実施例のブロック線図を示す。この図
において、23は電圧出力増幅器17の差動入力に対する出
力電流の利得を表わし、24は負荷供給電流検出用抵抗22
と正帰還回路20と電流出力増幅器18と出力電流検出抵抗
21と負帰還回路19で構成している正帰還ループの一巡利
得Ｇを表し、25は接続される負荷のアドミタンスを表わ
している。
において、23は電圧出力増幅器17の差動入力に対する出
力電流の利得を表わし、24は負荷供給電流検出用抵抗22
と正帰還回路20と電流出力増幅器18と出力電流検出抵抗
21と負帰還回路19で構成している正帰還ループの一巡利
得Ｇを表し、25は接続される負荷のアドミタンスを表わ
している。
また、電圧出力増幅器17の出力段は、小量のバイアス電
流で伝送特性の優れたＡ級動作とすることが可能であ
る。したがって、電圧出力増幅器17の出力段をＡ級動
作、電流出力増幅器18の出力段を電力効率の優れたＢ級
動作とすることにより、Ｂ級動作の電力効率でＡ級動作
の伝送特性を実現出来る。すなわち、Ｂ級動作の電流出
力増幅器18で歪が多少発生したとしても、出力端子の電
圧を制御するのは伝送特性の優れたＡ級動作の電圧出力
増幅器17であり、出力端子に電流出力増幅器18で発生し
た歪が出力されないよう電圧出力増幅器17より補正電流
が出力され、結果的にＡ級動作の伝送特性が実現出来
る。
流で伝送特性の優れたＡ級動作とすることが可能であ
る。したがって、電圧出力増幅器17の出力段をＡ級動
作、電流出力増幅器18の出力段を電力効率の優れたＢ級
動作とすることにより、Ｂ級動作の電力効率でＡ級動作
の伝送特性を実現出来る。すなわち、Ｂ級動作の電流出
力増幅器18で歪が多少発生したとしても、出力端子の電
圧を制御するのは伝送特性の優れたＡ級動作の電圧出力
増幅器17であり、出力端子に電流出力増幅器18で発生し
た歪が出力されないよう電圧出力増幅器17より補正電流
が出力され、結果的にＡ級動作の伝送特性が実現出来
る。
発明の効果 本発明は出力電圧を負帰還する増幅器の負荷電流を、ル
ープ利得１の正帰還増幅器により供給することにより、
出力電圧を負帰還した増幅器の負荷を軽くし、これによ
り出力電圧を負帰還した増幅器の負帰還量を高い周波数
領域まで確保し、負帰還による歪改善度の向上が図れ
る。さらに、負荷が軽くなることによりプリドライバー
段以後の増幅特性の直性線が改善され歪の低減が出来
る。また、出力トランジスタは少量のバイアス電流でＡ
級動作となり、よりいっそうの歪改善を出来るなど、歪
低減について数々の優れた効果を得ることが出来、また
負帰還ループと正帰還ループの両方を備え、負帰還ルー
プ内に正帰還ループが含まれている場合正帰還ループ利
得が特定の周波数帯域で１以上になっても、負帰還ルー
プ利得がより広い周波数帯域（正帰還ループ利得が１以
上になる周波数帯域よりも）で１以上であれば安定に動
作する増幅器を実現出来るものである。
ープ利得１の正帰還増幅器により供給することにより、
出力電圧を負帰還した増幅器の負荷を軽くし、これによ
り出力電圧を負帰還した増幅器の負帰還量を高い周波数
領域まで確保し、負帰還による歪改善度の向上が図れ
る。さらに、負荷が軽くなることによりプリドライバー
段以後の増幅特性の直性線が改善され歪の低減が出来
る。また、出力トランジスタは少量のバイアス電流でＡ
級動作となり、よりいっそうの歪改善を出来るなど、歪
低減について数々の優れた効果を得ることが出来、また
負帰還ループと正帰還ループの両方を備え、負帰還ルー
プ内に正帰還ループが含まれている場合正帰還ループ利
得が特定の周波数帯域で１以上になっても、負帰還ルー
プ利得がより広い周波数帯域（正帰還ループ利得が１以
上になる周波数帯域よりも）で１以上であれば安定に動
作する増幅器を実現出来るものである。
第１図は従来の増幅器の構成図、第２図は本発明の一実
施例の構成図、第３図は第２図の実施例のブロック線図
である。 １……前段増幅器、2,3……プリドライバートランジス
タ、4,5……ドライバートランジスタ、6,7……出力トラ
ンジスタ、８……出力電圧を負帰還する負帰還回路、9,
10……位相補償用コンデンサ、11……出力段バイアス用
電源、12……ドライバートランジスタエミッタ抵抗、13
……入力端子、14……出力端子、15,16……電源端子、1
7……電圧出力増幅器、18……電流出力増幅器、19……
電流出力増幅器18の負帰還回路、20……電流出力増幅器
18の正帰還回路、21……電流出力増幅器18の出力電流検
出用抵抗、22……負荷供給電流検出用抵抗、23……電圧
出力増幅器17の出力電流利得を表わす要素、24……正帰
還ループ利得を表わす要素、25……負荷アドミタンス。
施例の構成図、第３図は第２図の実施例のブロック線図
である。 １……前段増幅器、2,3……プリドライバートランジス
タ、4,5……ドライバートランジスタ、6,7……出力トラ
ンジスタ、８……出力電圧を負帰還する負帰還回路、9,
10……位相補償用コンデンサ、11……出力段バイアス用
電源、12……ドライバートランジスタエミッタ抵抗、13
……入力端子、14……出力端子、15,16……電源端子、1
7……電圧出力増幅器、18……電流出力増幅器、19……
電流出力増幅器18の負帰還回路、20……電流出力増幅器
18の正帰還回路、21……電流出力増幅器18の出力電流検
出用抵抗、22……負荷供給電流検出用抵抗、23……電圧
出力増幅器17の出力電流利得を表わす要素、24……正帰
還ループ利得を表わす要素、25……負荷アドミタンス。
Claims (4)
- 【請求項１】２個の増幅器を備え、前記２個の増幅器の
出力を合成し、前記合成した出力の電圧を前記２個の増
幅器のうちの第１の増幅器の入力側に第１の帰還回路を
介して負帰還する負帰還ループを構成し、前記合成した
出力の電流を前記２個の増幅器のうちの第２の増幅器の
入力側に第２の帰還回路を介して正帰還するループ利得
２以下の正帰還ループを前記負帰還ループ内に構成し、
前記正帰還ループのループ利得が１以上となる周波数帯
域より前記負帰還ループのループ利得が１以上となる周
波数帯域を充分広く設定し、前記第１の増幅器の入力端
に信号を入力し、前記合成した出力を出力信号として取
り出すことを特徴とする増幅器。 - 【請求項２】第１の増幅器の出力端に２個のインピーダ
ンス回路のそれぞれの片端を接続し、前記２個のインピ
ーダンス回路の第１のインピーダンス回路の他の片端を
出力端とし、前記第１の増幅器の出力の電圧を第１の増
幅器の入力側に負帰還し、前記２個のインピーダンス回
路の第２のインピーダンス回路の他の片端を第２の増幅
器の出力端に接続し、前記第２のインピーダンス回路の
両端電圧を第２の増幅器の入力側に負帰還し、前記第１
のインピーダンス回路の両端電圧を第２の増幅器の入力
側に正帰還することを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の増幅器。 - 【請求項３】第１の増幅器の出力端に接続する２個のイ
ンピーダンス回路のうち片方または両方を抵抗器とした
ことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の増幅器。 - 【請求項４】第１の増幅器の出力段バイアスをＡ級と
し、第２の増幅器の出力段バイアスをＢ級に設定したこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項又は第３
項記載の増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59171902A JPH0758868B2 (ja) | 1984-08-18 | 1984-08-18 | 増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59171902A JPH0758868B2 (ja) | 1984-08-18 | 1984-08-18 | 増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6149506A JPS6149506A (ja) | 1986-03-11 |
| JPH0758868B2 true JPH0758868B2 (ja) | 1995-06-21 |
Family
ID=15931931
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59171902A Expired - Lifetime JPH0758868B2 (ja) | 1984-08-18 | 1984-08-18 | 増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0758868B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4193766B2 (ja) * | 2004-07-13 | 2008-12-10 | ソニー株式会社 | 増幅回路及びこの増幅回路を有する半導体装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58162109A (ja) * | 1982-03-20 | 1983-09-26 | Pioneer Electronic Corp | 電力増幅器 |
-
1984
- 1984-08-18 JP JP59171902A patent/JPH0758868B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6149506A (ja) | 1986-03-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |