JPH0753034B2

JPH0753034B2 - 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置

Info

Publication number: JPH0753034B2
Application number: JP59241824A
Authority: JP
Inventors: 春男池田; 和敏三浦
Original assignee: Toshiba Corp; Railway Technical Research Institute
Current assignee: Toshiba Corp; Railway Technical Research Institute
Priority date: 1984-11-16
Filing date: 1984-11-16
Publication date: 1995-06-05
Anticipated expiration: 2010-06-05
Also published as: JPS61120222A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の技術分野］本発明は負荷に可変電圧可変周波数の交流電力を供給す
ると共に循環電流によって無効電力を任意に制御できる
無効電力制御形サイクロコンバータに関するものであ
る。

［発明の技術的背景］第２図に分割された進相コンデンサC1〜C5と並列運転さ
れる従来の無効電力制御形サイクロコンバータの一例を
示す。この場合進相コンデンサＣの分割数は５個のとき
を示している。また３相出力のサイクロコンバータの受
電端の無効電力をフィードフォワード制御している。

第２図において、BUSは３相交流電源の電線路、C1,C2,C
3,C4,C5は△又はＹ接続された進相コンデンサ、Tru,Tr
v,Trwは電源トランス、CC−U,CC−V,CC−Ｗは循環電流
式サイクロコンバータ本体、U,V,Wは３相負荷、S1,S2,S
3,S4,S5は進相コンデンサC1〜C5を３相交流電源に接続
する投入スイッチである。

Ｕ相のサイクロコンバータCC−Ｕは正群コンバータSS−
Ｐ、負群コンバータSS−Ｎ及び直流リアクトルL01,L02
から構成されている。CC−V,CC−Ｗも同様に構成されて
いる。また、CONT−U,CONT−V,CONT−Ｗは各々U,V,W相
のサイクロコンバータの電流制御回路である。制御回路
CONT−Ｕは、演算増幅器K1,K2,K3、比較器C1,C2、加算
器A1,A2,A3及び位相制御回路PH−P,PH−Ｎから構成され
ている。CONT−V,CONT−Ｗも同様に構成されている。さ
らに正群コンバータSS−Ｐの出力電流I_PU、負群コンバ
ータSS−Ｎの出力電流I_NU及び負荷電流I_LUの各々を検出
するために交流器ＣT_PU,CT_NU,CT_LUが設置されている。
V,W相も同様である。

Ｕ相のサイクロコンバータCC−Ｕの電流制御の動作を例
にとって説明する。

まず、負荷電流制御の動作を説明する。

負荷電流指令I_LU ^*と実際に流れる負荷電流の検出値I_LU
を比較し、その偏差ε２に比例した電圧をサイクロコン
バータから発生するように位相制御回路PH−P,PH−Ｎを
制御する。PH−Ｐの出力位相α_PUに対してPH−Ｎの出力
位相α_NUは、α_NU＝180°−α_PUの関係を保つように増
幅器K2から反転増幅器K2を介して位相制御回路PH−Ｎに
入力される。すなわち、正群コンバータSS−Ｐの出力電
圧V_PUと負群コンバータSS−Ｎの出力電圧V_NUは負荷端子
でつり合った状態で通常の運転が行われる。負荷電流指
令I_LU ^*を正弦波状に変化させるとそれに応じて偏差ε２
も変化し、負荷に正弦波電流I_LUが流れるように前記α
_PU及びα_NUが制御される。

次に正群コンバータSS−Ｐの出力電流I_PUと負群コンバ
ータSS−Ｎの出力電流I_NUとの和I_PN-U＝I_PU＋I_NUを制御
するための動作説明を行なう。

加算器A1によって、I_PUとI_NUの和を求め、比較器C1によ
って、和電流指令値I_PN-U ^*と比較する。その偏差ε１＝
I_PN−^*−I_PN-Uを増幅器K1によって増幅し、加算器A2,A3
に入力する。その結果、前記位相制御回路PH−Ｐ及びPH
−Ｎへの入力ε3,ε４は次式のようになる。

ε３＝K2・ε２＋K1・ε１ …（１） ε４＝−K2・ε２＋K1・ε１ …（２）故に前記α_NU＝180°−α_PUの関係はくずれ、K1・ε１
に比例した分だけ正群コンバータSS−Ｐの出力電圧V_PU
と負群コンバータSS−Ｎの出力電圧とが不平衡になる。
その差電圧が直流リアクトルL01及びL02に印加され、
（i_P＋i_N）の値を制御する。

I_PN-U＜I_PN-U ^*の場合、ε１が正となりV_PU−V_NUを増加
させ、I_PN-U＝I_PU＋I_NUを増加し、I_PN-U≒I_PN-U ^*に落ち
着かせる。逆にI_PN-U＞I_PN-U ^*となった場合ε１が負と
なり、V_PU−V_NU＜０とし、I_PN-U＝I_PU＋I_NUを減少させ
て、やはりI_PN-U≒I_PN-U ^*に落ち着かせる。結果的には
正群コンバータと負群コンバータの出力電流の和I_PN-U
はその指令値に等しくなるように制御される。

Ｖ相及びＷ相のサイクロコンバータ電流制御も同様な動
作を行なう。

第２図の従来例では受電端の無効電力検出は行なってい
ない。その代りに、当該受電端の無効電力があらかじめ
定められた値になるように、負荷電流指令値I_LU ^*，
I_LV ^*，I_LW ^*及び位相制御回路入力δα_Ｕ，δα_Ｖ，δα
_Ｗから演算によって前記各相サイクロコンバータの正群
及び負群コンバータの出力電流の和I_PN-U＝I_PU＋I_NU、I
_PN-V、＝I_PV＋I_NV、I_PN-W＝I_PW＋I_NWの各指令値
I_PN-U ^*，I_PN-V ^*，I_PN-W ^*を求めている。第２図のRIPNは
その和電流指令値の演算回路でその具体的な構成を第３
図に示している。なおVRは受電端の無効電力の値を求め
る設定器である。

第３図において、Ｋα_Ｕ,Kα_Ｖ,Kα_Ｗ，K_MU，K_MV，K_MW
は演算増幅器、LM_U，LM_V，LM_Wはリミッタ回路、SQ_U，SQ
_V，SQ_Wは２乗演算回路、SQR_U，SQR_V，SQR_Wは平方根演算
回路、M_U1,M_V1,M_W1,M_U2,M_V2,M_W2,M_U3,M_V3,M_W３は乗算
器、DIVは割算器、ABS_U，ABS_V，ABS_Wは絶対値回路、AD1
〜AD12には加算器である。

入力δα_Ｕ，δα_Ｖ，δα_Ｗは第１図の演算増幅器K2の
出力で、位相制御回路PH−Ｐ及びPH−Ｎの入力信号の平
均値である。すなわち、例えばδα_Ｕは、サイクロコン
バータCC−Ｕの出力電圧（V_PU＋V_NU）/2に比例した値と
なり、α_NU≒180°−α_PUの関係が成り立つ状態ではδ
α_Ｕ∝cosα_PU≒−cosα_NUとなっている。同様にδα_Ｖ
∝cosα_PV≒−cosα_NV，δα_Ｗ∝ cosα_PW≒−cosα_NW
が成り立っている。

従って、第３図においてδα_Ｕを増幅器Ｋα_Ｕによって
定数倍することによりcosα_Ｕが求められる。リミッタ
回路LM_Uは−１cosα_Ｕ＋１を満足させるために使わ
れ、２乗演算回路SQ_Uによって、cos²α_Ｕを計算する。
加算器AD1は１−cos²α_Ｕを計算するもので、次の平方
根演算回路SQR_Uによって、が求められる。同様にδα_Ｖからが、またδα_Ｗからが求められる。

一方、負荷電流の指令値I_LU ^*，I_LV ^*，I_LW ^*がRIPNに入力
され、次の演算が行なわれる。

Ｕ相負荷電流の指令値I_LU ^*は絶対値回路ABS_Uによってそ
の絶対値｜I_LU ^*｜となり、乗算器M_U１、演算増幅器K_MU
及び加算器AD10に入力される。演算増幅器K_MUは負荷電
流I_LUを正規化するもので、I_Mを例えばサイクロコンバ
ータの最大出力電流に選んだ場合、上記｜I_LU ^*｜を（1/
I_M）倍する。そして次の加算器AD4によってk_U＝（１−
｜I_LU ^*|/I_M）を計算している。k_Uは乗算器M_U2,M_U３に入
力される。

I_LV ^*，I_LW ^*も同様に演算され、k_V＝（１−｜I_LV ^*|/I_M）
及び、k_W＝（１−｜I_LW ^*|/I_M）が求められる。

乗算器M_U1,M_V1,M_W１によって各々｜I_LU ^*｜・sinα_Ｕ,|I
_LV ^*｜・sinα_Ｖ及び｜I_LW ^*｜・sinα_Ｗが求められ、次
の加算器AD7によって｜I_LU ^*｜・sinα_Ｕ＋｜I_LV ^*｜・sinα_Ｖ＋｜I_LW ^*｜・si
nα_Ｗが計算され、さらに次の加算器AD3によって、外部
の無効電力設定器VRの出力I_cap ^*との差が計算される。

ａ＝I_cap ^*−｛｜I_LU ^*｜・sinα_Ｕ＋｜I_LV ^*｜・sinα_Ｖ
＋｜I_LW ^*｜・sinα_Ｗ｝ …（３）ａは割算器DIVに入力される。

また、乗算器M_U2,M_V2,M_W２によって各々k_U・sinα_Ｕ，k
_V・sinα_Ｖ，k_W・sinα_Ｗが求められ、次の加算器AD2に
よってｂ＝k_U・sinα_Ｕ＋k_V・sinα_Ｖ＋k_W・sinα_Ｗ …（４）が計算され、割算器DIVに入力される。

割算器DIVによって、I02^*＝a/bを求め、次の乗算器M_U3,
M_V3,M_W３によって、各々k_U・I02^*，k_V・I02^*及びk_W・I0
2^*が計算される。

最後に加算器AD10,AD11,AD12によって、次式で示される
各相サイクロコンバータの正群及び負群コンバータの出
力電流の和の指令値が出力される。

I_PN-U ^*＝｜I_LU ^*｜＋k_U・I02^* …（５） I_PN-V ^*＝｜I_LV ^*｜＋k_V・I02^* …（６） I_PN-W ^*＝｜I_LW ^*｜＋k_W・I02^* …（７）このようにして求められた指令値I_PN-U ^*，I_PN-V ^*，I
_PN-W ^*に応じて、各相サイクロコンバータのI_PN-U，I
_PN-V及びI_PN-Wが制御されるので、きわめて追従性の良
い制御が期待できる。

ここで、I_PN-U＝I_PN-U ^*，I_PN-V＝I_PN-V ^*，I_PN-W＝I_PN-W
^*に制御されている場合の受電端の無効電力を考察す
る。

３相出力サイクロコンバータの受電端の無効電力Ｑは、
サイクロコンバータの遅れ無効電流I_REACTと進相コンデ
ンサの進み無効電流I_capとの差に計数K_Qを乗じた値で表
わせる。I_REACTは次の（８）式のようになる。ただし、
α_NU≒180°−α_PU，α_NV≒180°−α_PV，α_NW≒180°
−α_PWが成り立っているとする。

I_REACT＝k1（I_PU＋I_NU）・sinα_Ｕ＋k1（I_PV＋I_NV）・s
inα_Ｖ＋k1（I_PW＋I_NW）・sinα_Ｗ …（８）上記（I_PU＋I_NU）＝I_PN-Uは指令値I_PN-U ^*に等しく制御
され、（I_PV＋I_NV）＝I_PN-Vは指令値I_PN-V ^*に等しく制
御され、（I_PW＋I_NW）＝I_PN-Wは指令値I_PN-W ^*に等しく
制御されるのであるから（５）〜（７）式の関係を
（８）式に代入することにより、受電端の無効電力Ｑ＝
K_Q（I_REACT−I_cap）が求められる。I_REACTは次のように
変形される。

I_REACT＝k1｛（｜I_LU ^*｜＋k_U・I02^*）・sinα_Ｕ＋（｜I
_LV ^*｜＋k_V・I02^*）・sinα_Ｖ＋（｜I_LW ^*｜＋k_W・I02^*）
・sinα_Ｗ｝＝k1｛（｜I_LU ^*｜・sinα_Ｕ＋｜I_LV ^*｜・si
nα_Ｖ＋｜I_LW ^*｜・sinα_Ｗ＋I02^*・（k_U・sinα_Ｕ＋k_V
・sinα_Ｖ＋k_W・sinα_Ｗ）｝ …（９） I02^*＝a/bで、ｂは（４）式で与えられるからI02^*・（k
_U・sinα_Ｕ＋k_V・sinα_Ｖ＋k_W・sinα_Ｗ）＝ａとなる。また（３）式の関係を（９）式に代入すること
によって I_REACT＝k1｛I_cap ^*−ａ＋ａ｝k1・I_cap ^* …（10）となる。

受電端の無効電力Ｑを零にするには、I_REACT＝I_cap＝k1
・I_cap ^* …（11）が成り立つようにI_cap ^*を設定してやればよい。

上記制御において、k_U，k_V，k_Wは各相サイクロコンバー
タの循環電流の値を負荷電流の大きさに応じ配分させる
係数である。

（５）式のようにＵ相サイクロコンバータの正群及び負
群のコンバータの出力電流の和I_PN-U＝I_PU＋I_NUが制御
された場合 I_PU＋I_NU＝｜I_LU｜＋２・I_OU …（12）の関係から、循環電流I_OUは次の値に制御されていると
同じである。

I_LU ^*＝Im・sinωｔと与えた場合、I_M＝Imに選定すれ
ば、I_LU ^*が最大値Imになったとき循環電流I_OUは零とな
り、逆にI_LU ^*＝０となるとI_OU＝I02^*/2の値となる。す
なわち負荷電流の絶対値｜I_LU｜が大きいときには循環
電流I_OUの値は小さく、逆に｜I_LU｜が小さいときには、
I_OUの値は大きくなるように制御される。正群コンバー
タSS−Ｐの出力電流I_PUあるいは負群コンバータSS−Ｎ
の出力電流I_NUの値は負荷電流I_LUの正あるいは負方向の
半波値に上記循環電流I_OUを加えた値となるが、上記の
ように負荷電流I_LUの大きさに応じて、循環電流I_OUの値
を配分することにより、コンバータの最大電流容量の増
大を小さくすることができる。

Ｖ相,W相のサイクロコンバータの循環電流I_OV及びI_OWも
k_V，k_Wによって同様に配分されている。この場合、各相
の負荷電流は各々120°ずつ位相がずれているため同時
に循環電流が零または最大になることはなく、例えばI
_OUが小さくなっているときはI_OV又はI_OWが大きくなって
受電端の無効電力Ｑは一定に保持されている。

各相の循環電流I_OU，I_OV，I_OWを同一値にして制御させ
たいときには、正規化定数I_Mを∞に選定すればよい。具
体的には、第３図の演算増幅器K_MU，K_MV，K_MWの利得を
零にすればよい。

［背景技術の問題点］以上のように無効電力制御の制御応答を上げるためにフ
ィードフォワード制御を用いた従来の無効電力制御形サ
イクロコンバータは、受電端の基本波力率を１に保つ状
態で、制御応答の速い無効電力制御ができるが、受電端
に分割して設置された進相コンデンサの投入時に大きな
問題点がある。

すなわち（11）式が常に満足しなければ受電端の無効電
力Ｑを零にすることができない。従って分割された進相
コンデンサを順序投入した場合、進相コンデンサ側に流
れる電流I_capは進相コンデンサの投入個数に比例して変
化する。そのために（11）式が満足しなくなり、受電端
の基本波力率を１にすることができないという欠点があ
った。

［発明の目的］本発明は以上に鑑みてなされたもので、受電端に分割し
て設置された無効電力制御形サイクロコンバータ装置に
おいて分割された進相コンデンサを投入する毎に（11）
式を満足させるように無効電力設定値I_cap ^*を自動的に
設定する回路を備えた無効電力制御形サイクロコンバー
タ装置を提供することを目的としている。

［発明の概要］本発明は受電端部に進相コンデンサを分割して設置した
無効電力制御形サイクロコンバータにおいて各進相コン
デンサを投入した場合に流れるコンデンサ電流を共通母
線の先端部で検出し、その検出値より演算回路によって
直流信号を求め、これを無効電力設定値I_cap ^*として与
えるようにした無効電力制御形サイクロコンバータ装置
である。

［発明の実施例］第１図は本発明の無効電力制御形サイクロコンバータの
一実施例の要部のみを示すブロック図である。ただし実
施例においても進相コンデンサ分割数は５個で示した。

第２図の従来例と異なる点は無効電力設定器VRの代り
に、進相コンデンサC1,C2,C3,C4,C5を投入した際に流れ
る電流を検出する変流器CTr,CTs,CTtと絶対値回路ABSr,
ABSs,ABSt及び加算器AD13と増幅器K_Cを設けたことであ
る。その他、サイクロ本体の回路構成及び制御動作は第
２図の従来例と同じなので省略する。

次に本発明の動作を説明する。回路は進相コンデンサC
1,C2,C3,C4,C5を投入した際に流れる電流を検出する変
流器CTr,CTs,CTtとこの検出値を入力する絶対値回路ABS
r,ABSs,ABStと、この出力値|Irc|,|Isc|,|Itc|を加算器
AD13で加算する。この加算器AD13の出力値|Irc|＋|Isc|
＋|Itc|は、増幅器Ampを介して無効電力設定値I_cap ^*と
して和電流指令値の演算回路RIPNに与えられる。

以上のようにしてこの回路は変流器CTr,CTs,CTtの検出
電圧値を三相全波整流を行う回路と同じ構成をしてい
る。

次に分割した進相コンデンサを投入した場合の動作につ
いて説明する。ただし分割された進相コンデンサC1,C2,
C3,C4,C5の容量は同じとする。

第１図において、最初進相コンデンサC1をスイッチS1で
投入すると、進相コンデンサC1には電流Ic1が流れ、同
様に変流器CT側にも同じ値の電流I_capが流れる。この場
合電流Ic1,I_capは線路r,s,tを流れる電流を呼ぶことに
する。

整流回路を構成する絶対値回路ABSr,ABSs,ABStと加算器
AD13は電流I_capに比例した直流レベルの信号I_dcが出力
する。この出力値I_dcは増幅器Ampでk_C・I_dc＝I_cap ^*＝I
_capとなり、前記（11）式を満足し、無効電力設定値I
_cap ^*として和電流指令値の演算回路RIPNに与えられる。

従って受電端の無効電力は零になり、基本力率は１に保
持することができる。

次に上記の状態で進相コンデンサC2を投入した場合を考
える。

コンデンサC2を投入すると２I_cap＝I_C１＋I_C２となり、
増幅器AD13の出力は２・K_C・I_dcとなる。従って（11）
式は２・K_C・I_dc＝２・I_cap ^*＝２・I_capとなって満足する。

以上のように分割された進相コンデンサC1,C2,C3,C4,C5
の投入個数にかかわらず常に入力基本波力率を１に制御
できる。

上記は分割された進相コンデンサの電流を共通母線の先
端より検出して無効電力設定値I_cap ^*を自動的に制御さ
せる場合について説明したが、進相コンデンサの投入ス
イッチSWの動作に同期して可変する無効電力設定器VRを
用いてもよい、［発明の効果］以上述べたように本発明によれば、受電端部に進相コン
デンサを分割して設置した無効電力制御形サイクロコン
バータにおいて、各コンデンサを投入した際に流れるコ
ンデンサ電流を共通母線の先端部で検出することで、電
流検出器の削減ができ、低コストの装置となし得る。

また、進相コンデンサ毎に電流検出器を設置しないため
に検出器の調整時間も短縮できる。

さらに、上記電流検出器の検出値を入力とする演算回路
の出力の直流信号を無効電力設定として与えることによ
って、進相コンデンサを投入箇所に関係なく、自動的に
入力基本波力率を１にできる無効電力制御形サイクロコ
ンバータ装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の要部の一実施例を示したブロック図、
第２図は従来の無効電力制御形サイクロコンバータの構
成図、第３図は第２図における無効電力設定値を決める
和電流指令値の演算回路の詳細回路図である。 C1〜C5……進相コンデンサ、RIPN……和電流指令値演算
回路、A1〜A3……加算器、PH−P,PH−Ｎ……位相制御
器、SS−Ｐ……正群コンバータ、SS−Ｎ……負群コンバ
ータ、Tr……トランス、S1〜S5……投入スイッチ、U,V,
W……負荷、CC−U,CC−V,CC−Ｗ……サイクロコンバー
タ、CONT−U,CPNT−V,CONT−Ｗ……電流制御回路、ABS
r,ABSs,ABSt……絶対値回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】負荷に可変電圧可変周波数の交流電力を供
給すると共に循環電流によって遅れ無効電力を任意に制
御できるサイクロコンバータを分割された進相コンデン
サと並列に運転して受電端力率を改善する３相出力の無
効電力制御形サイクロコンバータ装置において、前記分
割された進相コンデンサを投入した際に流れるコンデン
サ電流を共通母線の先端部で検出する電流検出器と、こ
の電流検出器からの出力信号を整流して直流信号I_cap ^*
を求める演算回路と、この演算回路で求められた直流信
号I_cap ^*が与えられ、前記サイクロコンバータの出力電
流指令値をI_LU ^*，I_LV ^*，I_LW ^*、制御位相角をα_Ｕ，
α_Ｖ，α_Ｗ、K_U，K_V，K_Wを各相サイクロコンバータの循
環電流の値を負荷電流の大きさにより配分される係数と
した場合、各相サイクロコンバータの正群及び負群コン
バータの和電流指令値を I_PN-U ^*＝｜I_LU ^*｜＋K_U｛I_cap ^*−（｜I_LU ^*｜・sin α_Ｕ
＋｜I_LV ^*｜・sin α_Ｖ＋｜I_LW ^*｜・sin α_Ｗ）｝／（K_U
・sin α_Ｕ＋K_V・sin α_Ｖ＋K_W・sin α_Ｗ） I_PN-V ^*＝｜I_LV ^*｜＋K_V｛I_cap ^*−（｜I_LU ^*｜・sin α_Ｕ
＋｜I_LV ^*｜・sin α_Ｖ＋｜I_LW ^*｜・sin α_Ｗ）｝／（K_U
・sin α_Ｕ＋K_V・sin α_Ｖ＋K_W・sin α_Ｗ） I_PN-W ^*＝｜I_LW ^*｜＋K_W｛I_cap ^*−（｜I_LU ^*｜・sin α_Ｕ
＋｜I_LV ^*｜・sin α_Ｖ＋｜I_LW ^*｜・sin α_Ｗ）｝／（K_U
・sin α_Ｕ＋K_V・sin α_Ｖ＋K_W・sin α_Ｗ）として求める和電流指令値演算回路とを備え、この和電
流指令値演算回路より与えられる正群及び負群コンバー
タの和電流指令値により前記サイクロコンバータの受電
端の無効電力をフィードフォワード制御したことを特徴
とする無効電力制御形サイクロコンバータ装置。