JPH07507391A

JPH07507391A - 圧力トランスジューサの補正装置

Info

Publication number: JPH07507391A
Application number: JP6500599A
Authority: JP
Inventors: フリック，ロジャー　エル．; マンソン，グレゴリー　エス．
Original assignee: ローズマウントインコーポレイテッド
Priority date: 1992-05-28
Filing date: 1993-05-17
Publication date: 1995-08-10
Anticipated expiration: 2017-01-15
Also published as: US5329818A; RU94046114A; EP0642658B1; DE69319430T2; WO1993024818A3; RU2139509C1; WO1993024818A2; DE69319430D1; CN1079298A; CN1053499C; EP0642658A1; MX9303098A; JP3247379B2; CA2133732A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称圧力ドランスジューサの補正装置発明の背景本発明は圧力測定に関し、特に２つの変数を表わす信号を、最少の情報損失と最小のエイリアシング（ｅｌｉａｓｉｎｇ）誤差で、単一のアナログ／デジタル変換器を介して伝送することに関する。さらに詳細には、本発明は、差圧センサの温度またはそこに加わるライン圧の変化に起因して差圧信号に含まれる誤差に対して、ｄｌｌＪ定回路の出力信号を補正すること、および温度変化に起因するライン圧または静圧信号の誤差に対して出力信号を補正することに関する。

容量式差圧センサはしばしば、偏向可能なダイアフラムによって２つの空所に分割された内部チャンノくを有するセンサハウジングを含み、第１の圧力が第１の空所に導かれ、第２の圧力が第２の空所に導かれる。第１および第２の圧力の差がダイアフラムを偏向させ、偏向の量は圧力差の大きさに依存する。

ダイアフラムは、基本的には、空所の内壁上の導電部分から隔離され、かつこれと整列された導電部分を含み、第１および第２の空所内にそれぞれ第１および第２の可変コンデンサを形成する。差圧によってダイアフラムが偏向すると、２つの可変コンデンサの容量値が変化する。圧力センサは測定回路に接続され、可変コンデンサの容量値を代表する出力信号を発生する。出力信号は差圧の大きさを与える。

しかし、容量式圧力センサの非直線性によって問題が発生する。例えば、装置の浮遊容量が、補償を必要とする非直線性を惹起する。

また、ライン圧の変動によっても誤差が発生する。普通、静圧とも称されるライン圧は幾つかの方法で定義されることができる。ライン圧の異なる定義を示すために、容量式圧力センサの第１および第２の空所に供給される第１および第２の圧力が２９９０　ｐ　ｓ　ｉ（Ｐ　Ｌ）および３０００ｐｓ　１（ＰＨ）であり、１０ｐｓ　ｉ　（３０００ｐｓ　１−２９９０ｐｓｉ）の差圧か生ずると仮定する。ある１つの定義では、ライン圧はＰｎとＰＬの平均値、すなわち２９９５ｐｓ　ｉである。他の定義では、ライン圧は単にＰ　またはＰＬと同じとされる。ライン圧としてどちらの定義が採用されるかにかかわりなく、ライン圧の変動に基づいて、圧力センサの出力信号には誤差がもたらされる。

容量式差圧センサに及ぼすライン圧の変動の影響は、つぎの例のように表わされる。Ｐ　＝３０００ｐｓ　１ＳＰＬ−２９９０ｐｓ　ｉならば、差圧は１Ｏｐｓｉであり、ライン圧は２９９５ｐｓ　ｉ　（ライン圧計測用としてＰＩｔとＰｔ、の平均値を採用すると）である。しかし一方、ＰＨ−１０ｐｓｉ、Ｐ　Ｌ　− Ｏｐ　ｓ　ｌの場合は、差圧は同じ＜１０ｐｓｉであるが、ライン圧は５ｐｓｉである。圧力センサのハウジングにかかるストレスにより、代表的な差圧センサの出力信号は、ライン圧の１０００ｐｓ　ｉ変動当たり１％変動する可能性がある。

したがって、上述の例では、差圧センサからの出力信号はライン圧の変動によって大幅に変化する可能性がある。差圧の測定に際して、ライン圧の変動によって影響されないような出力信号を発生することが望まれている。

１９８３年２月１日に発行され、本発明と同じ譲受人に譲渡されたフリック（Ｆｒｉｃｋ）の米国特許第４３７０８９０号は、ライン圧の変動によって容量式圧力センサのハウジングに作用する不所望な機械的ストレスの補償を試みるだめの容量式差圧センサの機械的構造を開示している。フリックの構造は、差圧センサの出力信号のライン圧変動による変動を低減する。

しかし、ライン圧変動による出力信号の変動を補正し、さらに機械的手法ではなく電気的に調整できる補正技術に対する、変わらない要求がある。

１９９１年３月８日に出願され、本発明と同じ譲受人に譲渡されたフリック（Ｆｒｉｃｋ）の米国特許出願節７−６６７３２０号は、補償コンデンサを流れる電流が可変コンデンサを流れる電流から減算されるように、差圧センサの可変コンデンサに対して配列された補償用固定コンデンサの利用を開示している。補償用コンデンサの容量値は、ライン圧の変動によってもたらされるゼロおよびスパン誤差に対して、回路の出力を補償するように選定される。補償用固定コンデンサの利用はセンサに対して期待された動作領域に限定され、あらゆる条件に対しては適用できない。したがって、補正技術の改善が依然として存在する。

他の型の圧力センサは、代表的には、単一のシリコンウェーッア上に形成された４個のピエゾ抵抗素子のブリッジ回路網を利用したピエゾ抵抗ブリッジセンサである。ピエゾ抵抗素子は、ウエーファ内のダイアフラムに加えられる圧力がブリッジの抵抗値を不平衡にするように配置される。２つの圧力Ｐ１、Ｐ２がダイアフラムの両側に作用してピエゾ抵抗素子に差圧を印加する。差圧の変化は、直径的に対向して配置されたブリッジの２つのピエゾ抵抗素子のインピーダンスをある態様で変化させ、直径的に対向して配置された他の２つのピエゾ抵抗素子のインピーダンスを反対の態様で変化させる。例えば、図４のピエゾ抵抗素子Ｒ５、Ｒ６のインピーダンスを正方向に変化させる一方で、ピエゾ抵抗素子Ｒ７、Ｒ８のインピーダンスを負方向に変化させると言うように、変化させる。その結果帯られるブリッジからの出力信号は、差圧を表わすようになる。

ライン圧（ゲージ圧または絶対圧）測定用のピエゾ抵抗ブリッジの場合は、ウェーファに加えられる圧力の変化は、典型的には、２つの対向するピエゾ抵抗素子のインピーダンスを正方向に変化させると共に、他の２つの対向するピエゾ抵抗素子のインピーダンスを負方向に変化させる。各ピエゾ抵抗素子のインピーダンス変化の大きさが、ライン圧を代表する。

ピエゾ抵抗ブリッジが、２つのピエゾ抵抗素子しか使用しないハーフブリッジでも良いことは、当業者には容易に理解できるであろう。差圧ブリッジのピエゾ抵抗素子は差圧に応答し、１つのピエゾ抵抗素子のインピーダンスを正方向に変化させ、他方のピエゾ抵抗素子のインピーダンスを負方向に変化させる。ライン圧ブリッジのピエゾ抵抗素子はライン圧に応答し、１つのピエゾ抵抗素子のインピーダンスを正方向に変化させ、他方のピエゾ抵抗素子のインピーダンスを負方向に変化させる。現存する多くのピエゾ抵抗ブリッジでは、経済的な理由から、４個のピエゾ抵抗素子が使用される。

差圧感知ピエゾ抵抗ブリッジは、ライン圧や温度の変化のみならず差圧の変化にも応答する。ライン圧感知ピエゾ抵抗ブリッジは、ライン圧および温度の変化に応答する。これは、ライン圧や温度の変動によってウェーッア上のピエゾ抵抗素子に加わる不所望な機械的ストレスの結果であり、また温度変動によってピエゾ抵抗素子の抵抗が変動する結果である。

これらのストレスおよび抵抗の変化はブリッジの出力信号に対しては反対に影響する。したがって、ライン圧ブリッジと共に別個の温度センサを装備したり、差圧ブリッジと共に別個のライン圧ブリッジおよび温度センサを装備したりすることが普通になってきた。差圧ブリッジの場合、ブリッジの出力は、補正された差圧を算出するために、温度センサおよびライン圧ブリッジの出力で処理される。

ラインブリッジの場合、ブリッジの出力は、補正されたライン圧を算出するために、温度センサの出力で処理される。各センサはそれぞれに専用のアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータを必要とするので、ライン圧ブリッジの補正には２つのコンバータを必要とし、また差圧ブリッジの補正には３つのコンバータを必要とし、それぞれのコンバータがセンサ入力を処理装置に供給した。２または３個のコンバータの必要性をなくして、独立の各センサ出力を単一のコンバータに交互に接続するために、マルチプレックス技術がしばしば用いられた。しかし、マルチプレックス技術は複数のセンサからの情報信号をコンバータに交互に接続するために、エイリアシング誤差に起因する情報の損失を招くという欠点があった。

発明の概要本発明の圧力センサは、圧力および、それに対して補正がされようとしている他の可変環境条件の変動と共に変化するインピーダンス値をそれぞれが有する第１および第２の感知手段を含む。他の可変環境条件はライン圧（差圧センサの場合）であったり、温度（差圧センサまたはライン圧センサのいずれの場合も）であったりする。固定インピーダンスが第１および第２の感知手段と交互に接続されて作動関係になり、第１および第２の信号を導出する。前記第１および第２の信号は、監視されている変数およびそれに対して補正されようとしている変数に対して互いに異なる関数関係にある。

より詳細に言えば、前記第１および第２の信号は、第１および第２の更新サイクルの間に発生され、前記第１および第２の感知手段ならびに第１および第２の回路構成の固定インピーダンス手段の総合実効インピーダンスに依存する。第１の回路構成においては、固定インピーダンス手段が信号を通過させ、これが第１感知手段によって通過させられた信号を変化させる。一方、第２の回路構成においては、固定インピーダンス手段が信号を通過させ、これが第１感知手段によって通過させられた信号を変化させる。補正回路は第１および第２の信号に応答し、補正済みの監視対象変数の値を演算する。

本発明の好ましい実施例においては、感知される圧力は差圧であり、補正回路はライン圧の変動に対して補正された差圧を計算する。第１および第２の信号は差圧およびライン圧の関数である。補正回路は、多項式列にしたがって、またはルックアップテーブルを参照して第１および第２の信号を処理し、ライン圧の変動に対して補正された差圧信号を導出する。

また本発明の好ましい実施例においては、差圧センサは、第１および第２の圧力に応答して差圧を表わす出力を発生する第１および第２の容量式感知手段を有する容量式圧力センサである。固定インピーダンス手段は、その容量がライン圧の変動によっては変化しない固定コンデンサである。接続手段は、第１および第２の容量式感知手段に対して作動関係になるように、前記固定コンデンサ手段を交互に接続する。

本発明の変形例によれば、補正回路は温度変動に対して補正された差圧信号を発生する。この実施例の固定インピーダンス手段は、第１および第２の容量式感知手段のそれとは異なる温度係数を有する固定コンデンサである。前記第１および第２の信号は差圧および温度の関数であり、これらは、温度変動に対して補正された差圧信号を導出するために、多項式列にしたがって、またはルックアップテーブルを参照して、補正回路によって処理される。

本発明の他の変形例においては、差圧センサは、それぞれが差圧に対して異なる態様で応答する第１および第２のピエゾ抵抗素子を有するピエゾ抵抗ブリッジセンサであり、差圧を表わすブリッジ出力を発生する。固定インピーダンス手段は、ライン圧の変動によってはその抵抗値が変化しない固定抵抗である。好ましくは、固定抵抗は第１および第２のピエゾ抵抗素子のそれに相応する温度係数を有する。

本発明のさらに他の変形例においては、被検知圧はライン圧であり、補正回路は温度変動に対して補正されたライン圧を計算する。この実施例においては、圧力センサは、それぞれがライン圧に対して異なる態様で応答する第１および第２のピエゾ抵抗素子を有するピエゾ抵抗ブリッジセンサであり、ライン圧を表わすブリッジ出力を提供する。固定インピーダンス手段は、第１および第２のピエゾ抵抗素子のそれとは異なる温度係数を有する固定抵抗である。第１および第２の信号はライン圧および温度の関数であり、これらは、温度変動に対して補正されたライン圧信号を導出するために、多項式列にしたがって、またはルックアップテーブルを参照して、補正回路によって処理される。

図面の簡単な説明図１は従来例による差圧センサの概略図である。

図２は本発明による補正手段を取入れた好ましい測定回路例を具備した差圧センサの概略回路図である。

図３は図２の回路のタイミング図である。

図４は従来例による温度測定に適応された温度センサを有する差圧またはライン圧を測定するためのピエゾ抵抗ブリッジセンサおよび測定回路の概略回路図である。

図５は本発明の変形例の回路図で、本発明による補正手段を取入れた差圧またはライン圧を測定するためのピエゾ抵抗ブリッジセンサおよび測定回路を示す。

好ましい実施例の詳細な説明図１は典型的な容量式差圧センサであり、誘電率ε７を有するオイルを充填された内部チャンバ（室）９を備えたハウジング７を含む。内部チャンバ９はダイアフラム１５によって第１および第２の空所１１．１３に分割される。ダイアフラム１５は、それぞれが空所１１．１３の内表面にある導電部１９．２１とほぼ対向整列しているが、これがら隔離された導電部分１７を含む。

導電部分１７と１９はそれらの中心部で距離Ｘ１だけ離れた第１の可変コンデンサを形成し、導電部分１７と２１はそれらの中心部で距離Ｘ２だけ離れた第２の可変コンデンサを形成する。矢印Ｐ１、Ｐ２で表わされる圧力流体が適当な手段２３．２５を介して空所１１．１３に導入される。空所１１．１３への圧力Ｐ１、Ｐ２の導入手段２３．２５は、フリック（Ｆｒｉｃｋ　）の米国特許第４３７０８９０号に詳述されるような可撓性遮断部材に類似なものであるのが望ましい。

温度センサ２２７は、差圧センサハウジングの内部の温度を感知するように、ハウジング７の内部またはその近くに配置されるのが好ましい。説明の便宜上、センサ２２７はライン２９上にアナログ信号を発生するものとする。

圧力Ｐ１、Ｐ２の差によって、ダイアフラム１５はチャンバ９内で、電極１９または２１の方へ偏向する。この偏向が、可変コンデンサＣ１、Ｃ２の誘導インピーダンスすなわち容量値を変化させる。センサ５は、測定回路で駆動されると、可変コンデンサＣＣの容量および図中にＣｓｌ”ｓ２で１ゝ　２表わされる浮遊容量を代表する出力信号を発生する。出力信号に基づいて、測定回路は差圧の示度（表示）を与える。

しかし、容量式圧力センサ５に印加されるライン圧の変化がハウジング７にストレスを与える。例えば、ライン圧の増加によって増加するストレスはセンサハウジングの僅かな膨出をもたらし、その結果、電極間の距離Ｘ１、Ｘ２を増加させ、可変コンデンサＣ１、Ｃ２の容量値を減少させる。これは容量式圧力センサ５の出力信号に誤差をもたらす。

容量式差圧センサの出力に及ぼすライン圧の影響は重要であることが分ってきた。この種センサにおいては、ライン圧の変化がセンサの中央ダイアフラムの圧力応答特性の変化をもたらすのみならず、ハウジングの変形をももたらす。その結果、可変コンデンサＣｉ　ＳＣ２の誘導インピーダンスすなわち容量値の比を変化させる。したがって、その出力信号に誤差を生ずる。例えばある圧力センサでは、１０００ポンドのスパンを持つ計器で、ライン圧の１ｐｓｉ（インチ平方）変化ごとに、スパン誤差が出力で約１％変化することが分った。またライン圧が変化すると、低域または零の差圧での出力に同様の零誤差が生ずる。このような誤差を補償するために、前述のフリックの米国特許出願節７−６７７３８０号では、差圧センサの可変コンデンサｃ１、Ｃ２と作動関係になるように補償コンデンサｃＬ１、ＣＦ２を設け、補償コンデンサＣＬ１、ＣＦ２に流れる電流を可変コンデンサｃ１、Ｃ２に流れる電流から減算するようにしている。補償コンデンサは、その値がライン圧の変動によってもたらされるゼロおよびスパン誤差に対して回路の単一の出力を補償するように選択された誘導インピーダンスすなわち容量を有する。したがって、図２では、フィードバック回路の出力２２０に補正が加えられる。対照的に、本発明では、それぞれが差圧およびライン圧の相異なる関数であるような複数の信号が発生される。差圧の指示は、複数の信号を用いてライン圧の誤差に対してデジタル的に補正される。それ故に、補正はマイクロプロセッサの入力（フィードバック回路の出力）２２０においてではなく、むしろその出力２４０で達成される。

本発明は図２に示された測定回路を具備し、補償インピーダンスを差圧センサの可変コンデンサＣ１、Ｃ２に交互に、かつ順次に接続することによって差圧信号に含まれるライン圧誤差を補正する。その結果、それぞれの順次の交互接続の間に、容量値に基づいてチャージパケットカウントから別個の信号が導き出される。これら別個の信号は、差圧およびライン圧のそれぞれに関して違った数学的関係を有する。別個の信号はライン圧の変動に対して補正された差圧信号を発生するように処理される。

センサ５のような差圧センサで使用される伝達関数ｆＴはコンデンサＣ１、Ｃ２の容量値の比で表わされ、差圧ΔＰに正比例する。伝達関数の比は次のように表わされる。

ｆＴａ：ΔＰＣｘ（Ｃ１−０２−に１）／（Ｃ１＋０２−に２）・・・式１ここで、ＫＫ　はライン圧補償項であり、Ｋ１は主と１　ゝ　２してゼロ誤差を補償し、Ｋ２はスパン誤差を補償する。さらにここで、ＣＬｌ、ＣＦ２はライン圧では変化しない固定コンデンサである。上述のフリックの特許出願ではゼロ誤差補償に１は下記のような容量値ＣＬ１、ＣＦ２を加算することによって補正される。

ここで、Ｃ８４、Ｃ８２はセンサにおける浮遊容量の値であり、ΔＣは静圧すなわちライン圧に対する補正係数である。同じような手法で、スパン誤差補償に２も調整される。ゼロ誤差およびスパン誤差は同時に調整されることができる。本発明は、どちらの手法も採用可能ではあるが、選択された補償コンデンサを用いるよりはむしろ信号のデジタル的処理によってライン圧に対する補正を実行することを意図している。

図１から分るように、容量式センサハウジング５の内部は中央のダイアフラム１５に関して対称であるので、内部チャンバ９は２つの実質上相等しい２つの圧力感知空所１１および１３に分割される。そのような構成では、浮遊容量Ｃ８ｔ、Ｃ８゜はほぼ等しい。本発明の好ましい実施例では、第１の更新サイクルすなわち反復（ｉｔｅｒａｔｉｏｎ）の間は、コンデンサＣが可変コンデンサＣ１およびその関連浮遊容量Ｃ８１に作動的に接続され、第２の更新サイクルすなわち反復の間は、コンデンサＣＬ２が可変コンデンサＣ２およびその関連浮遊容”Ｓ２に作動的に接続され、第１および第２の更新サイクルの間で前記の接続が交互に、かつ順次に繰返される。本発明では、コンデンサＣＬ１、ＣＦ２は互いに等しく、かつ個々の浮遊容量ＣまたはＣ８゜の２倍であるのが望ましく、これによって浮遊容量が補償される。

ＣＬｌ”＝　ＣＦ２””　Ｃ８Ｌ＋ＣＳ２　”’式４補償コンデンサＣＬｌ”Ｌ２の大きさがこのように選定される理由は、回路の動作上、各補償コンデンサが個々の浮遊容量の約２倍であることを要求し、また２つの浮遊容量の大きさがほぼ等しいからである。

図２は、本発明による補償手法を採用した電荷平衡型帰還トランスミッタ１０の好ましい実施例である。トランスミッタ１０は容量式差圧センサと共に用いられるように設計され、１９８８年１２月１３日にフリック等に発行されて本発明と同じ譲受人に譲渡された米国特許第４７９１３５２号の、特に第１図に示された回路と類似している。本発明の図２に示された回路と前記フリック等の特許の第１図に示された回路との主な違いは、（１）連続する更新サイクルの間に、コンデンサｃＬ１、Ｃｌ３をそれぞれ可変コンデンサＣ１、Ｃ２と作動関係に交互かつ順次に接続するスイッチ機構を有する点、および（２）積分・比較回路２０４からの出力信号を解釈するためのマイクロプロセッサ２０６を有する点である。１９８９年１０月３１日に発行され、本発明と同じ譲受人に譲渡されたシュルト（Ｓｈｕｌ　ｔ）等の米国特許第４８７８０１２号に記載された理由により、抵抗Ｒ３、Ｒ４からなるヒステリシス回路を積分・比較回路２０４に含むのが有利である。本発明の図２においては、簡略化のために、前記フリック特許に図示説明された部分と同一または同等の部分には、前記フリック特許に用いられたのと同じ符号が付けられ、一方、本発明に特有の部分には２００以上の符号を付けている。

フリック等の米国特許第４７９１３５２号にも述べられているように、測定回路１０は２線式トランスミッタである。

チャージパケット発生回路２００は可変コンデンサｃ１１Ｃ２の容量を表わす星の電荷すなわち電荷パケットを発生し、これを積分・比較回路１４の入力であるノード７６に供給する。フィードバック回路２０２は充電電圧Ｖ　を発生すると共に、スイッチ５４．６２．６８．７２およびバーニア回路２０のスイッｆ−２０，３４を駆動するためのクロック信号ＣＫＩ〜ＣＫ６を発生し、電荷パケットを発生し、これをノード７６に供給する。これについては、前記フリック等の米国特許により詳細に記述されている。各更新サイクルにおける電荷パケット発生回路２００および帰還回路２０２の動作に関しては、前記フリック等の米国特許の記述を援用する。

本発明によれば、図３を参照して後述するように、帰還回路２０２はさらに制御信号ＣＮＴＬをリード線２１８上に発生し、スイッチ２０８．２１０を作動させ、またインバータ２１６を介してスイッチ２１２．２１４を作動させる。

積分・比較回路２０４はアンプ８２およびコンデンサＣＩよりなる積分器と、抵抗Ｒ３、Ｒ４で構成されたヒステリシス回路（その動作は、シュルテ：　５ｅｈＵｌｔｅ等の米国特許第４８７８０１２号に説明されている）よりなる比較器８６を含む。電荷はノード７６で累算され、積分器で積分されてアナログ信号となる。比較器８６は、前記フリック等の米国特許に開示されるように、積分器からの信号を基準信号と比較し、積分器のコンデンサＣＩの累積充電を代表するデジタル測定出力信号Ｖ　を発生する。

出力信号Ｖ　は帰還回路２０２の入力に供給される。帰還回路２０２は、それがリード線２１８上に制御信号ＣＮＴＬを発生する論理を追加的に含む点を除き、前記フリック等の米国特許に図示、説明されたものと同じである。図３はクロック信号ＣＫＩ〜ＣＫ６、制御信号ＣＮＴＬ、ならびに充電電圧Ｖ　、アンプ８２の電圧出力Ｖ１および積分・比較回路２０４からの出力信号Ｖ　の各電圧レベルの関係を示す。

フリック等の特許で説明されているように、測定回路１０は、主要すなわち粗測定が行なわれる第１時間間隔およびバーニアすなわち精密測定が行なわれる第２時間間隔を確立する。第１時間間隔の間に、リード３０上のクロック信号ＣＫ５がバーニア回路２０．３４のスイッチ２６．４０を閉じて全励起電圧Ｖ　を容量式センサの電極１７に、またインバーク３０を介してコンデンサＣＬ１、Ｃｌ３にそれぞれ印加する。第２時間間隔の間に、リード３１上のクロック信号ＣＫ６がバーニア回路のスイッチ２８．４２を閉じ、バーニア回路２０を介して容量式センサ５に加わる励起電圧、ならびにインバータ３０およびバーニア回路３４を介してコンデンサＣＬ１、Ｃｌ３に印加される励起電圧を分圧する。本発明ではさらに、複数の連続的な更新サイクルを確立し、それらの時間中に、それぞれ第１および第２の時間間隔を生じさせて差圧の粗測定および精密測定を遂行させる。第１の更新サイクルの間は、スイッチ２０８．２１０が開放され、スイッチ２１２．２１４が閉じられる。一方、第２の更新サイクルの間は、スイッチ２０８．２１０が閉じられてスイッチ２１２．２１４は開放される。

図３のタイミングダイアフラムを参照して図２の回路の動作を説明する便宜上、測定回路は第１更新サイクルにあり、スイッチ２１２．２１４は閉じられ、スイッチ２０８．２１０は開放されており、さらにこの回路は第１時間間隔の動作をしており、すなわちクロック信号ＣＫ５がスイッチ２６．４０を閉じて粗測定を遂行しているものと仮定する。

帰還回路２０２からのリード線７０上の信号ＣＫ３スイッチ６８を閉じ、コンデンサＣ２とＣＨ２とに電荷パケットを蓄積する。リード線１８上の励起電圧Ｖ　の極性が反転した後では、リード線５６上の信号ＣＫ４がスイッチ５４を閉じて電荷パケットをコンデンサＣ１に蓄積する。なお、コンデンサＣＬ１は、スイッチ２０８の開放およびスイッチ５４．２１２の開成によって回路から実効的に絶縁されている。リード線１８上の励起電圧Ｖ　の極性が再び反転すると、り一ド線６４．７０上の信号ＣＫ１、ＣＫ３がそれぞれスイッチ６２．６８を閉じる。

スイッチ６２はコンデンサｃ１がらの電荷パケットをノード７６および積分・比較器回路２０４に結合する。スイッチ６８が閉じると、電荷パケットはコンデンサＣ２、ＣＨ２に蓄積される。リード線１８上の励起電圧ｖｅの極性がさらに反転すると、信号ＣＫ４は電荷パケットをコンデンサＣ１に蓄積するようにスイッチ５４を駆動し、一方、信号ＣＫ４はコンデンサＣ２、ＣＨ２からの電荷パケットを積分・比較器回路２０４に結合させる。

バーニアすなわち精密測定が行なわれる第２時間間隔での回路の動作は、励起電圧Ｖ　かバーニア回路２０．３４の分圧器を介して印加され、かつ電圧が低い点を除けば、前記と類似である。

積分・比較回路２０４はノード７６から入力される電荷パケットに応答し、フリック等の米国特許第４７９１３５２号により詳細に述べられているように、出力信号■　を発生する。

図３に示したように、センサ５の第１更新サイクルではリード線２０８上の信号ＣＮＴＬは第１状態にあってスイッチ２０８．２１０を開き、インバータ２１６を介してスイッチ２１２．２１４を閉じる。したがって、第１更新サイクルでは、コンデンサＣＬ１が回路から実効的に切り離される一方、コンデンサＣＬ２が回路に接続される。第２更新サイクルでは、信号ＣＮＴＬか第２状態になってスイッチ２０８〜２１４の状態が反転されるので、コンデンサＣＬ２が回路から実効的に切り離される一方、コンデンサＣＬ１が回路に接続される。スイッチ２０８〜２１４はコンデンサＣＬ１をコンデンサＣ１に作動関係に、またコンデンサＣＬ２をコンデンサＣ２に作動関係に、それぞれ接続する。したがって、連続する更新サイクルの間に固定補償コンデンサがコンデンサＣｌＳＣ２に対して作動関係に連続的に切り替えられる。各コンデンサＣＬ１、ＣＨ２が感知コンデンサＣ１、Ｃ２に対して作動関係になる第１および第２の更新サイタルの間に、各固定コンデンサＣＬ１、ＣＨ２は、インバータ３０によって各感知コンデンサＣ１、Ｃ２の充電とは逆極性に充電される。したがって各固定コンデンサＣＬ１、ＣＨ２に流れる電流は、各感知コンデンサＣ１、Ｃ２およびそれらの浮遊容量に流れる電流とは、それぞれ逆極性になる。したがって各固定コンデンサＣＬ１、ＣＨ２に流れる電流は、各感知コンデンサＣ１、Ｃ２およびそれらの浮遊容量に流れる電流と代数的に加算、すなわち減算される。

フリック等の米国特許第４７９１３５２号に説明されているように、コンデンサＣ１、Ｃ２、ＣＬｌ、ＣＨ２からの電荷パケットはノード７６に接続されて累算され、積分・比較回路２０４からは出力信号Ｖ　か発生される。出力信号Ｖ　は帰Ｓ遠回路２０２内の論理を、ライン６４．７４上のパルスを計数するように作動させ、それによってノード７６で累算された電荷パケットの個数を計数する。正極性の電荷パケットの数を表わす計数Ｎｌ　、Ｎ２は第１時間間隔（粗測定）の間に累算され、一方、計数Ｎ３　、Ｎ４は第２時間間隔（精密測定）の間に累算される。それ故に、計数Ｎ１は第１時間間隔の間にコンデンサＣ１、ＣＬｌから結合された第１極性の電荷パケットの数、計数Ｎ２は第１時間間隔の間にコンデンサＣ２、ＣＨ２から結合された第１極性とは反対極性の第２極性の電荷パケットの数、計数Ｎ３は第２時間間隔の間にコンデンサＣ１、ＣＬｌから結合された第１極性の電荷パケットの数、また計数Ｎ４は第２時間間隔の間にコンデンサＣ２、ＣＨ２から結合された第２極性の電荷パケットの数である。電荷パケットは、電荷が平衡状態に近付くような方法で、ノード７６で累算される。第１時間間隔の間におけるライン６４．７４上の計数Ｎ１、Ｎ２はセンサ５で感知された差圧の関数であり、ライン６４．７４上の計数Ｎ３、Ｎ４もまたセンサ５で感知された差圧の関数である。マイクロプロセッサ２０６はライン２２０を介して得られる計数Ｎｌ　、Ｎ２および計数Ｎ３、Ｎ４を用いて差圧を演算する。後述するように、計数Ｎ１、Ｎ２および計数Ｎ３　、Ｎ４は、各更新サイクルの間に差を生ずることがあり、この差は静圧すなわちライン圧の関数である。マイクロプロセッサ２０６は連続する更新サイクルにおける計数Ｎ１とＮ２との関係、および計数Ｎ３とＫ４との関係を用いて差圧信号を補正し、読取回路９８への出力（差圧を代表する）を発生する。読取回路９８は所望の読みおよび／または制御を生ずる。

フリック等の米国特許第４７９１３５２号で説明したように、計数Ｎ１とＮ２との合計数は第１時間間隔のそれぞれにおいて一定であり、また計数Ｎ３とＫ４との合計数は第２時間間隔のそれぞれにおいて一定である。すなわち、ＫＩｔ、Ｋ１２を定数とすると、である。帰還回路２０２内の論理は（Ｎ３　＋Ｋ４　）−に、２に応答してライン２１８上の制御信号ＣＮＴＬの状態を変化させ、スイッチ２０８．２１０．２１２．２１４の状態を反転させる。したがって本発明の装置は、第２更新サイクルのそれぞれの結論に依存して、第１および第２の更新サイクルの間で変化する。どの更新サイクルがコンデンサＣＬ１を採用し、またどの更新サイクルがコンデンサＣＬ２を採用するかは、本発明にとって重要ではない。唯一つ重要なことは、マイクロプロセッサ２０６が違った更新サイクルの間に計数Ｎ１とＮ２　（および／または計数Ｎ３とＫ４）を処理することである。マイクロプロセッサはここで述べたように、多項式またはルックアップテーブルを用いて、各更新サイクルを代表する信号を処理する。

上述のように、計数Ｎ１〜Ｎ４はそれぞれの更新サイクルの間で異なるかもしれないが、和Ｋ１１、ＫＩ２は各更新サイクルの間中一定である。このことは図３に示されている。すなわち、第１の更新サイクルではＮ１−２、Ｎ２−６　（和に１ｌ−８）であり、第２の更新サイクルではＮ’ｌ−３、Ｎ２−５（和に、、 −８）である。同様に、第１の更新サイクルではＮ３−２、Ｋ４−０（和に、２ −２）であり、第２の更新サイクルではＮ３−０、Ｋ４−２（和に、２−２）である。なお、Ｋ　−８やに、２−２の例は単に発明の詳細な説明するためのものであって、実際の定数Ｋ１１、ＫＩ２は数百または数千にも上る数である。

コンデンサＣＣはコンデンサＣＣと作動関係し１ゝ　Ｌ２　１ゝ　２になるように交互に切り替えられるから、コンデンサＣＬ１、Ｃを流れる電流は、連続した更新サイクルの間に感知コンデンサＣ１、Ｃ２を流れる電流から減算される。その結果、感知コンデンサおよび固定コンデンサは、各更新サイクルの間に、電荷パケットの計数に対して異なる関係を示すようになる。その関係は、第１の更新サイクルでは、Ｎ　（Ｃ−Ｃ）≧Ｎ２Ｃ２・・・式５％式％第２の更新サイクルでは、Ｎ１Ｃ１≧Ｎ２　（Ｃ２−Ｃ，）　・・・式６ただし、　ＣＬ　＝ＣＬ１＝ＣＬ２ζＣＳ１＋Ｃ８２である。

式５および６を得るために、本発明においては、固定コンデンサが各更新期間の間、検知コンデンサＣ１、Ｃ２と作動関係になるように交互に接続される。固定コンデンサは１個でも、複数個でもよく、また複数個の場合は、それらは全て等しくても、互いに異なっていてもよい。さらに、固定コンデンサは回路に対して電気的に接続されたり、遮断されたりすることができ、それらはハード的に回路に組み込まれ、不要な時には電気的に絶縁されることができる。固定コンデンサはセンサ内の浮遊容量の補償にも役立てられるのが望ましい。図２の実施例では、容量が等しく、かつ電気的に回路に挿入されたり、切り離されたりする２つの固定コンデンサが用いられている。各固定コンデンサの容量は、浮遊＠量を補償するために、浮遊容量Ｃｓｌ、Ｃ８□（Ｃｓ□とＣｓ□とはほぼ等しい）の２倍に等しく選ばれる。

コンデンサＣＬ１、ＣＬ２は、ＣＮＴＬ信号のパルス・率の割合で、可変コンデンサＣ１、Ｃ２と作動関係になるように交互に切り替えられる。前記制御信号は、センサ測定の各更新の第１の時間間隔の開始直後に２進値を変化させる。差圧信号を発生させるのには、少なくとも２更新サイクルが必要である。

ライン圧に対して補正されていない未補正差圧信号ΔＰは、第１および第２更新サイクルの間における、図２の回路の出力の平均値の関数である。一方、ライン圧は図２の回路の出力の差の関数である。補正後の差圧は、未補正差圧およびうイン圧の関数である。未補償差圧は次の式７で表わされる。

ΔＰ＝　（Ｃ−Ｃ）／　（ＣＩ＋Ｃ２−ＣＬ）−・・式７誘電体オイルを含むセンサ５は、ライン圧Ｐ　によってもたらされ、かつおおむねこれに比例する空所の深さの変化および誘電率の変化を生ずる。空所の深さおよび誘電率の変化はコンデンサＣ１、Ｃ２の容量値の変化をもたらす。第１および第２の更新サイクルの間の回路出力の差は次の８式で表わされるような圧力Ｐ　の関数であることが分った。

ＰＳｃｃＣＬ／　（Ｃ１＋Ｃ２−ＣＬ）−Ａ　−・・式８ただし、Ａは定数式８は、可変コンデンサの容量の和はライン圧の逆関数であることを示している。補正値が式８がらめられ、式７に基づく差圧信号の値が修正される。

２つの更新サイクルの測定結果をマイクロプロセッサ２０６内で処理し、１９８６年７月１日に発行され、本発明と同じ譲受人に譲渡されたクツシー（Ｃｕｃｅｉ）の米国特許第４５９８３８１号に記載されたような方法で、次の多項式（式９）の解をめることにより、差圧信号が補正されるのが望ましい。

Ｑ−ａ十ｂｘ十ｃｘ２＋・・・・・・　・・・式９この目的のために、温度センサ２２７がらの温度信号がＡ／Ｄコンバータ２２２を介してマイクロプロセッサ２０６に供給される。クツシー特許の教示にしたがい、マイクロプロセッサ２０６は式９の多項式列を用いて、差圧（式７）、ライン圧（式８）および温度の関数である信号を処理し、差圧信号を温度およびライン圧に対して補正する。特に、マイクロプロセッサ２０６はデジタル化された温度信号と共に式７．８の関係に基づいて信号を処理し、補正された差圧信号を発生ずる。この差圧信号はライン圧および温度には依存しなくなる。マイクロプロセッサ２０６はライン圧および温度による誤差を補正された差圧信号を表わす出力を読取回路９８に供給する。

多項式列の計算の代わりに、補正は、マイクロプロセッサ２０６のメモリ内のルックアップテーブルを用いて行なわれることもできる。テーブルは、テストまたは較正環境での種々のライン圧および動作温度において、出力を測定し、その結果をマイクロプロセッサ２０６のメモリ内のルックアップテーブルに蓄積することにより、経験的に準備することができる。実際の現場では、式５および６に示された関係に基づく信号が導出されてルックアップテーブルと対照され、補正された差圧信号出力か選択される。

コンデンサＣＣはそれぞれ、浮遊容量Ｃｓｌ、Ｃｓ２のＬ１２　Ｌ２２倍に等しいものとして図示、説明されたが、これらコンデンサはどのような値でもよく、また等しい必要はない。しかし、シュルテ（Ｓｃｈｕｌｔｅ）等の米国特許第４８７８０１２号に記載されたような方法で、これらコンデンサが浮遊容量を補正すること、および式７．８の近似化に悪影響を及ぼすほど大きくはないことか望ましい。例えば、ここで述べた補正に先立って、不平衡な、または変形したセンサの浮遊容量を補正し、あるいはフリック（Ｐｒｉｃｋ）の米国特許出願節７−６６７３８０号に開示したような方法で、ライン圧に対して補償するために、等しくないコンデンサｃＬ１、ＣＬ２を採用することは望ましいであろう。

図２には２つのコンデンサｃＬ１、ＣＬ２が示されているが、個数は異なってもよい。例えば、等しくないコンデンサの例として３または４個のコンデンサが採用され、その内の２個が浮遊容量の補償用であり、１または２個が不平衡センサまたはライン圧の補償用であることができる。２つの可変コンデンサＣＣのそれぞれと作動関係になるように交互にｌ　ゝ　２切り替えられる１つのコンデンサを採用するのも便利である。

さらに、コンデンサの実際の切り替えは、コンデンサが適切に充電され、また絶縁されていずれかの検知コンデンサの動作または補償との干渉を防止することを確実にするような適宜の方法で行なわれることができる。

所望ならば、コンデンサｃＬｌ”Ｌ２は感知コンデンサｃ１１Ｃ２内の誘電体オイルの温度係数と実質上等しい温度係数を持つように選択されることができる。

コンデンサｃＬ１、ＣＬ２がそのように選ばれたならば、それらはなるべくセンサ５のハウジング内部に配置されるのが望ましい。そうすることにより、これらのコンデンサは検知コンデンサＣ１、Ｃ２に加わるのと同じ熱的変化を受けることになり、浮遊容量の影響のみならず、熱的変化をも補償するように機能することができる。

図２の回路は、その代わりに、温度変化に対して差圧信号を補正するのに用いられることができる。２つの更新サイクルの間に供給される２つのＶＳ出力信号は、差圧、ライン圧および温度をそれぞれ別個に代表する。したがって、図２のコンデンサセンサからの信号は温度の変化にしたがって、１／（Ｃ１＋０２）の関数として変化することが理解されるであろう。式９の定数を経験的に調整することにより、差圧信号はライン圧変化の代わりに温度変化に対して補正されることができる。したがってマイクロプロセッサ２０６は、ライン圧の代わりに温度変化に対して多項式の定数が補正される点を除き、Ｎ１、Ｎ２の計数値を上述したように処理する。

その代わりに、温度補正は上述のルックアップテーブルを使用して行なうこともできる。

本発明をピエゾ抵抗センサに適用して、差圧を検知してライン圧による誤差を補正したり、またはライン圧を検知して温度による誤差を補正したりすることができる。図４は、シリコン表面上にピエゾ抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８を有するピエゾ抵抗ブリッジ１５０よりなる代表的なセンサ配列を示すブロック図である。

代表的配列において、ブリッジ１５０は２つの圧力Ｐ１．２２間の差に応答する差圧検知ブリッジとして構成されていた。ブリッジの対向辺にあるピエゾ抵抗素子Ｒ５、Ｒ６がある極性（ｓｅｎｓｅ）で（例えば、正方向に）差圧に応答し、ブリッジの対向辺にあるピエゾ抵抗素子Ｒ７、Ｒ８が反対極性で（例えば、負方向に）差圧に応答する。ブリッジ１５０は、ピエゾ抵抗素子Ｒ５、Ｒ８の接続点に一極が接続され、ピエゾ抵抗素子Ｒ６、Ｒ７の接続点に他極が接続されたＤＣ付勢電圧■　によって給電された。ピエゾ抵抗素子は差圧に応答してブリッジの平衡を変化させ、差圧を代表する出力信号をＡ／Ｄコンバーター５２に供給する。コンバーター５２からの出力はマイクロプロセッサ（図４では、図示しない）に入力された。

静圧またはライン圧検知装置としてのブリッジ１５０は、対向するピエゾ抵抗素子Ｒ５、Ｒ６がライン圧に対しである極性で（例えば、正方向に）応答し、対向、辺にあるピエゾ抵抗素子Ｒ７、Ｒ８がライン圧に対して反対極性で（例えば、負方向に）応答するような方法で、ライン圧に応答する。ブリッジ１５０のピエゾ抵抗素子に働くライン圧の変化がブリッジの平衡を変化させ、ライン圧を代表する出力信号をＡ／Ｄコンバータ１５２に供給する。コンバータ１５２の出力はマイクロプロセッサに与えられる。

ある場合には、２つのブリッジを設け、上述のように、１つはライン圧を感知し、他方で差圧を感知するようにするのが普通であった。またいずれの場合にも、加圧流体に直接接触するように温度検知用抵抗Ｒ０を設けて温度を表わす信号を発生し、これをＡ／Ｄコンバータ１５４を介してマイクロプロセッサに供給するのが普通であった。したがって、Ａ／Ｄコンバータ１５４の出力はブリッジ１５０に加わる流体の温度の関数であった。１または複数のブリッジ１５０および温度検知抵抗Ｒｒの出力は、差圧および／またはライン圧および温度の関数であった。それ故に、差圧測定値はライン圧および温度の変動に対して補正されることができ、ライン圧測定値は温度の変動に対して補正されることができた。

しかし従来の装置は、それぞれのセンサに対して固有のＡ／Ｄコンバータを必要としたので、ライン圧ブリッジの補正には２つのコンバータが、また差圧ブリッジの補正には３つのコンバータが必要であり、各コンバータはプロセッサへのセンサ入力を発生しなければならなかった。複数のコンバータの必要性をなくするためには、別々のセンサ出力を１つのコンバータに交互に接続するためのマルチプレクシング技術が用いられたが、マルチプレクシング技術は、複数のセンサの情報信号をコンバータに交互に接続することが情報の損失をもたらすという欠点を含んでいた。

本発明は、差圧とライン圧、またはライン圧と温度などの２つの変数を表わす信号を、単一のＡ／Ｄコンバータを介して最少の損失および最小のエイリアシング誤差で伝達することを可能にする。このような機能を果たす回路が図５に示される。図５には、可変ピエゾ抵抗素子Ｒ９〜Ｒ１゜を有し、ＤＣ励起電正正　で付勢される、代表的なピエゾ抵抗感知ブリッジ１６０が示される。ブリッジ１６０の出力はＡ／Ｄコンバータ２３０への入力となり、さらにマイクロプロセッサ２０６（これは、図２に示したマイクロプロセッサと同じ特性のもので良い）への出力が発生される。コンバータ２３０はまた、フィードバック２３２への出力をも発生し、ライン２１０上に制御信号ＣＮＴＬ　（図３参照）を発生させる。うイン２１０上の制御信号ＣＮＴＬは、図３にＣＮＴＬ信号として図示した第１および第２の更新サイクルパルスを発生させ、スイッチ２３４を駆動すると共に、インバータ２３６を介してスイッチ２３８を駆動する。ブリッジ１６０の抵抗Ｒ１０’　Ｒ１□の接続点とスイッチ２３４．２３８の接続点との間には固定抵抗Ｒ１３が接続されるので、第１更新サイクルの間はスイッチ２３４が閑、スイッチ２３８が開であり、抵抗Ｒ１３はピエゾ抵抗素子Ｒ１ｏと並列に接続される。

一方、第２更新サイクルの間はスイッチ２３４が開、スイッチ２３８が閉であり、抵抗Ｒ１３はピエゾ抵抗素子Ｒ１□と並列に接続される。

ブリッジ１６０が差圧測定用に調整された場合、ブリッジの信号出力は差圧およびライン圧にしたがって変化する。抵抗Ｒ１３は固定抵抗であり、その温度係数は、必要ではないが、ピエゾ抵抗素子Ｒ９〜Ｒ１、の温度係数と事実上等しいことが望ましい。第１更新サイクルの間は、固定抵抗Ｒ１３がピエゾ抵抗索子Ｒ１０と並列に接続されるので、Ａ／Ｄコンバータ２３０は、差圧およびライン圧の両者の関数である第１出力を発生する。第２更新サイクルの間で、固定抵抗Ｒ１３がピエゾ抵抗素子Ｒ１１と並列に接続されると、Ａ／Ｄコンバータ２３０は、同様に差圧およびライン圧の両者の関数である第２出力を発生する。しかし、第２出力信号は第１出力信号とは相違する。マイクロプロセッサ２０６は前述のように、式９の多項式を用い、またはルックアップテーブルを参照して第１および第２信号を処理し、ライン圧の変動に起因する誤差に対して補正された差圧出力信号を読取回路または表示装置９８に提供する。

ブリッジ１６０がライン圧測定用に調整された場合、抵抗Ｒ１３は、その温度係数がピエゾ抵抗素子Ｒ９〜Ｒ１□の温度係数とは異なり、なるべくはゼロになるように選定される。その結果、第１および第２更新サイクルにおけるコンバータ２３０の出力は、ライン圧および温度の相異なる関数となる。

差圧測定の場合と同様に、マイクロプロセッサ２０６は、前述のように、式９の多項式を用い、またはルックアップテーブルを参照してこれらの信号を処理し、ライン圧の補正されたゲージ圧または絶対圧出力表示を読取回路９８に与える。

図５の実施例では、ブリッジセンサの構造が差圧センサ用か、またはライン圧センサ用かによって、回路が差圧測定用として動作するか、またはライン圧ＤＪ定用として動作するかが決定される。固定抵抗Ｒ１３の温度係数の選択もまた、ブリッジ出力信号に反映される変数に及はす影響にとって重要である。差圧測定の場合には、出力信号は差圧およびライン圧の関数でなければならない。そのような場合は、温度変化に対してできるだけ補償し、その結果、センサに及ぼす温度変化の影響を最少にするために、必要と言うわけではないが、固定抵抗Ｒ１３の温度係数はピエゾ抵抗素子Ｒ９〜Ｒ１゜の温度係数と実質上整合するのが望ましい。

ライン圧測定の場合には、出力信号はライン圧および温度の関数でなければならないので、固定抵抗Ｒ１３はセンサの温測定の場合には、出力信号がライン圧およびセンサ温度の関数となることを確実にするために、固定抵抗Ｒ１３の温度係数はピエゾ抵抗素子Ｒ９〜Ｒ１２の温度係数とは違っていなければならない。固定抵抗Ｒ１３の温度係数はゼロであるのが望ましい。

ピエゾ抵抗ブリッジ１６０は２個のピエゾ抵抗素子のみからなるハーフブリッジであってもよい。差圧ハーフブリッジの２個のピエゾ抵抗素子はそれぞれ、監視されている圧力の一方に応答し、それらの差を表わす出力信号を発生する。ライン圧ハーフブリッジの２個のピエゾ抵抗素子はそれぞれ、一方のピエゾ抵抗素子のインピーダンス、が正方向に変化し、他方のピエゾ抵抗素子のインピーダンスが負方向に変化するように、ライン圧に応答する。

本発明は、差圧とライン圧、またはライン圧と温度のような、２つの変数を表わす信号の単一のＡ／Ｄコンバータによる伝送を、最少の情報損失と最少のエイリアシング誤差で可能にする。本発明の１態様によれば、その平均値が差圧の関数であり、その差がライン圧の関数であるような複数の個々の関係が得られるような可変センサコンデンサの動作を提供する。本発明の他の態様は、２つの関係を表わす信号を形成するようなピエゾ抵抗ブリッジの動作を提供する。前記の関係は、差圧またはライン圧の正確な測定を可能にするための補正された信号を導出するのに利用される。

本発明は好ましい実施例に関して説明されたが、当該技術の熟達者は形式および詳細において、本発明の精神と範囲から逸脱することなしに変更が可能であることを理解するであろう。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）それぞれが、圧力および予め決められた環境条件によって変化するインピーダンス値を有する、少なくとも第１および第２の感知手段よりなる圧力センサと、前記の予め決められた環境条件の変化によっては実質上変化しないインピーダンス値を有するインピーダンス手段と、前記インピーダンス手段を前記第１および第２感知手段と順次に、かつ交互に作動関係に接続する接続手段とを具備し、前記センサおよびインピーダンス手段は、インピーダンス手段の第１および第２感知手段との各交互接続の間に、圧力および前記予め決められた環境条件の関数であるような第１および第２信号を発生し、さらに、前記第１および第２信号に応答して前記予め決められた環境条件の変動に対する圧力表示を補正する補正手段を具備した圧力測定装置。
（２）圧力センサは差圧を測定し、第１および第２信号は差圧およびライン圧の関数であり、インピーダンス手段はライン圧の変化によっては事実上変化しないインピーダンス値を有し、補正手段はライン圧の変動に対して差圧値を補正する請求項１に記載の装置。
（３）前記圧力センサは容量式圧力センサであり、第１の圧力センサの容量はＣ１、第２の圧力センサの容量はＣ２であり、前記容量Ｃ１、Ｃ２は圧力に応じて変化し、前記インピーダンス手段は容量ＣＬを有するコンデンサ手段よりなり、前記補正手段はＣＬ／（Ｃ１＋Ｃ２）に基づいて差圧値を補正する請求項２に記載の装置。
（４）前記コンデンサ手段は第１および第２のコンデンサよりなり、前記接続手段は前記第１コンデンサを前記第１圧力感知手段に、また前記第２コンデンサを前記第２圧力感知手段に交互に接続する請求項３に記載の装置。
（５）第１圧力感知手段は、差圧に対して第１の態様で変化する抵抗値を有する第１のピエゾ抵抗圧力感知手段であり、第２圧力感知手段は、差圧に対して第２の態様で変化する抵抗値を有する第２のピエゾ抵抗圧力感知手段であり、前記第１および第２の態様は互いに異なる請求項２に記載の装置。
（６）圧力センサは差圧を測定し、第１および第２信号は差圧および温度の関数であり、前記インピーダンス手段は温度変化によっては事実上変化しないインピーダンス値を有し、前記補正手段は温度の変化に対して差圧値を補正する請求項１に記載の装置。
（７）前記圧力センサは容量式圧力センサであり、第１の圧力感知手段の容量はＣ１、第２の圧力感知手段の容量はＣ２であり、前記容量Ｃ１、Ｃ２は圧力に応じて変化し、前記インピーダンス手段は容量ＣＬを有するコンデンサ手段よりなり、前記補正手段はＣＬ／（Ｃ１＋Ｃ２）に基づいて差圧値を補正する請求項６に記載の装置。
（８）第１圧力感知手段は、圧力に応じて第１の態様で変化する抵抗値を有する第１のピエゾ抵抗圧力感知手段であり、第２圧力感知手段は、圧力に応じて第２の態様で変化する抵抗値を有する第２のピエゾ抵抗圧力感知手段であり、前記第１および第２の変化態様は互いに異なり、前記第１および第２ピエゾ抵抗圧力感知手段はそれぞれ既知の温度係数を有し、前記インピーダンス手段は、前記第１および第２ピエゾ抵抗圧力感知手段の温度係数とは異なる温度係数を有する抵抗よりなる請求項６に記載の装置。
（９）圧力センサはライン圧を測定し、第１および第２感知手段のインピーダンス値はライン圧に応じて、違った態様で変化すると共に、温度でも変化し、第１および第２信号はライン圧および温度の関数であり、インピニダンス手段は温度変化によっては事実上変化しないインピーダンス値を有し、補正手段は温度変化に対してライン圧値を補正する請求項１に記載の装置。
（１０）前記インピーダンス手段は第１および第２のインピーダンスよりなり、前記接続手段は、前記第１インピーダンスを前記第１感知手段に、また前記第２インピーダンスを前記第２感知手段に、交互に接続する請求項１に記載の装置。