JPH0741103B2

JPH0741103B2 - 電気かみそりの駆動装置

Info

Publication number: JPH0741103B2
Application number: JP60259018A
Authority: JP
Inventors: 憲介福井
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1985-11-19
Filing date: 1985-11-19
Publication date: 1995-05-10
Anticipated expiration: 2010-05-10
Also published as: JPS62117585A

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野本発明は電気かみそりの駆動装置に係り、シエービング
の際に内刃を介してモータに加わる負荷の変動に対する
モータの回転速度の制御方法に関するものである。

（ロ）従来の技術シエービングの際に内刃にかかる停止方向の摩擦力によ
ってモータの回転数が落ちるため、この負荷の変動を検
出してモータの回転速度を一定に保つことは以前から行
われている。

例えば実公昭52−56156号公報の「電気かみそりの駆動
装置」では、直流モータ及びかみそりヘツドを備えた移
動ケースを、基体ケースに摺動自在に連結すると共に移
動ケースを基体ケースから離れる方向に付勢するスプリ
ングを前記両ケース間に挿入し、且前記直流モータから
の漏洩磁束を検出するホール素子を基体ケースに取付け
ると共にこのホール素子の誘起電圧に応じて通電制御さ
れる制御素子を直流モータの電源回路に介挿してなり、
ひげそり時かみそりヘツドにかかる押圧力により直流モ
ータの回転数を変化せしめたものである。しかしながら
この技術はモータに加わる負荷を移動ケースの基体ケー
スに対する移動距離をホール素子によって検出するとい
う間接的な手段をとっており、モータの回転数の変化を
直接検出するものではないため、正確さに欠け、モータ
回転数制御にバラツキが生じるという問題点があった。

また特開昭59−34289号公報及び特開昭59−101183号公
報の「可変速ひげそり機」にはモータに流れる電流の量
を変化させることによってモーターの１秒あたりの回転
数を調整できるようにしたものや、モータに加える電圧
を変化させることによってモータの回転数及びトルクの
調整が出来るようにしたひげそり機が開示されている
が、具体的な負荷検出方法についての技術開示がなく、
単なるアイデイア的なものである。しかも特開昭59−34
289号公報のものは手動でモータに流れる電流またはモ
ータに加わる電圧を調整するものと解され、とても実用
化できるものとはなっていない。

（ハ）発明が解決しようとする問題点本発明が解決しようとする問題点はシエービング中に変
動するモータに加わる負荷を正確に検出し、常に一定の
回転数で内刃を回転させる最良の手段、及び方法を開発
することである。

（ニ）問題点を解決するための手段内刃駆動用のモータ１の回転数を検出する回転数検出回
路２と、該モータ１に直列接続される電圧コントロール
回路３と、前記回転数検出回路２の出力を受けその出力
に基づいて基準電圧を算出し、Ｄ−Ａ変換回路５を介し
て前記電圧コントロール回路３に算出された基準電圧を
出力するマイクロコンピュータ４とにより構成し、前記
電圧コントロール回路３に前記基準電圧と前記モータ１
よりの入力電圧とを比較する比較手段23を設け、該比較
手段23の出力によりモータ１に印加される電圧を調整す
るものであって、前記Ｄ−Ａ変換回路５は、前記マイク
ロコンピュータ４の各出力端子と前記比較手段23との間
に介挿された重み付け抵抗24〜34によって構成されてい
ることを特徴とする。

（ホ）作用回転数検出回路２によってモータ１の回転数を検出し、
回転数検出回路２の出力に基づいてマイクロコンピュー
タ４が基準電圧を算出する。ここで、マイクロコンピュ
ータ４の出力は、各出力端子に接続されている重み付け
抵抗24〜34によってデジタル的にきめ細かく基準電圧値
を調整することができる。そして比較手段23によってこ
の基準電圧とモータ１よりの入力電圧とを比較して、比
較手段23の出力によってモータ１への印加電圧を調整す
る。

（ヘ）実施例本発明駆動装置の最良の一実施例を第１図〜第５図に基
き詳細に説明する。

第１図に回路図を示す。同図において、（１）は図示し
ない直流電源Ａに接続されているモータ、（２）は該モ
ータ（１）の回転速度を検出する回転数検出回路、
（３）は前記モータ（１）に加わる電圧を調整する電圧
コントロール回路、（４）は前記回転数検出回路（２）
の検出値を入力して演算処理し、前記電圧コントロール
回路（３）に指定信号を発するマイクロコンピユータ、
（５）は前記電圧コントロール回路（３）とマイクロコ
ンピユータ（４）との間に介挿され該マイクロコンピユ
ータ（４）のデジタル信号をアナログ化するＤ−Ａ変換
回路である。

前記回転数検出回路（２）は、前記モータ（１）の回転
数の変化を磁界の変化として検出するため図示しない定
電圧電源Ｂに抵抗R17（６）を介して接続されているホ
ール素子H1（７）、非反転入力端子側を該素子（７）
の一つの出力端子に抵抗R19（８）を介して接続し反転
入力端子側を同じく素子（７）の他の出力端子に抵抗
R18（９）とコンデンサC2（10）を介して接続し且つ前
記反転入力端子と出力端子間を帰還抵抗R20（11）で
接続してなる増幅器IC2（12）、電源Ｂに接続されてな
る抵抗R21（13）、R22（14）からなる分圧回路の分圧点
に非反転入力端子を接続し前記増幅器IC2（12）の出
力端子に反転入力端子を接続してなるコンパレータIC
3（15）、及び該コンパレータIC3（15）の出力端子に接
続される抵抗R23（16）とにより構成される。

前記電圧コントロール回路（３）は、前記モータ（１）
の負極にコレクタを接続しエミツタを接地してなるトラ
ンジスタTR2（17）、一端を該トランジスタTR2（17）の
ベースに接続し他端を接地してなる抵抗R16（18）、コ
レクタを電源Ａに接続しエミツタを抵抗R15（19）を介
して前記トランジスタTR2（17）のベースに接続してな
るトランジスタTR1（20）、前記トランジスタTR2（17）
のコレクタとトランジスタTR1（20）のエミツタとの間
に介挿されるコンデンサC1（21）、一端を前記トランジ
スタTR1（20）のベースに接続し他端を接地してなる抵
抗R14（21）、非反転入力端子を前記モータ（１）の
負極に接続すると共に出力端子を抵抗R13（22）を介し
て前記トランジスタTR1（20）に接続してなる比較手段
としてのコンパレータIC1（23）とより構成される。

前記Ｄ−Ａ変換器（５）は、前記マイクロコンピユータ
（４）の出力端子Pt1〜Pt5と前記コンパレータIC1（2
3）の反転入力端子との間に互いに並列に接続される
抵抗R7（24）〜R11（28）、前記R7（24）〜R11（28）の
一端と電源Ｂとの間に夫々が互いに並列接続される抵抗
R2（29）〜R6（33）、前記コンパレータIC1（23）の反
転入力端子に一端を接続され他端を接地してなる抵抗
R12（34）とにより構成される。

前記マイクロコンピユータIC4（４）は電源Ｂに接続さ
れ、前記回転数検出回路（２）の出力を入力端子Pt7で
受ける。

尚前記増幅器IC2（12）、コンパレータIC3（15）、IC1
（23）は前記マイクロコンピユータIC4（４）と同じく
電源Ｂに接続されている。

以上のような回路構成を有する駆動装置にその動作を以
下に説明する。

マイクロコンピユータIC4（４）のメモリー部には予め
モータ（１）の最良の回転数が記憶されおり、仮りにそ
の値を7000rpm（＝350Hz）と設定する。

シエービング中の電気かみそりにおいて、モータ（１）
の回転による磁界の変化をホール素子H1（７）が検出
し、その回転数に比例した信号〔信号の周波数ｆ＝３×
｛検出された回転数（rpm）｝/60（sec）〕を発生す
る。この信号は、増幅器IC2（12）と抵抗R18（９）、R1
9（８）及びコンデンサC2（10）によて適当に増幅さ
れ、コンパレータIC3（15）と抵抗R21（13）、R22（1
4）によって波形整形され、更に抵抗R23（16）によって
ノイズを除去された形となってマイクロコンピユータIC
4（４）の入力端子Pt7へ送られる。このとき抵抗R17
（６）は前記ホール素子H1（７）のバイアス抵抗として
働く。

前記マイクロコンピユータIC4（４）はその入力端子Pt7
から入った信号の周波数を計算し、先の7000rpm（＝350
Hz）と比較する。

第２図（イ）、（ロ）は前記第１図の回路の各点電圧
｛ｇはコンパレータIC1（23）の反転入力電圧、ｈはト
ランジスタTR2（17）のコレクタ電圧、ｋはモータＭ
（１）の印加電圧を夫々示す｝の経時変化を夫々示し、
横軸に時間Ｔ、縦軸に電圧Ｖをとっている。

上記表１に実際に電気かみそりを使用した時のモータＭ
（１）の回転数の変化を示す。但しｊは回転数検出回路
（２）の検出値である。

今、時刻t1においてシエービングを開始するとモータＭ
（１）に加わる負荷は増大する。モータＭ（１）に加わ
る電圧が一定の場合における負荷と回転数との関係は第
３図に示す通りであり、負荷が増えると回転数は低下す
る。ここでモータＭ（１）に加わる電圧を変化させるこ
とができるとすると第４図に示すように任意の電圧に対
応する負荷と回転数との関係は第３図に示した直線に平
行なものとなり、負荷の増大に従って該直線を平行移動
させていけば常に一定の回転速度を保持できることは明
白である。

そこでシエービングが開始され正常な回転数7000rpm
（＝350Hz）から6900rpm（＝345Hz）に降下すると回転
数検出回路（２）を経てそのデータがマイクロコンピユ
ータIC4（４）に入り、演算処理されてその出力端子Pt1
〜Pt5の信号（a,b,c,d,e）を（0,0,0,0,0）から（1,0,
0,,0,0）〜（1,1,1,1,1）の範囲で変化させる。コンパ
レータIC1（23）の反転入力端子に入るＤ−Ａ変換回
路（５）の出力電圧ｇはこの信号の値によって決まりそ
の値は第５図に示される。前記Ｄ−Ａ変換回路（５）は
抵抗R2（29）〜R6（33）のプルアツプ抵抗とプルダウン
抵抗R12（34）によって構成されており、その値は前記
信号（a,b,c,d,e）の各ビツトに対して重みづけがなさ
れている。一般に抵抗R7（24）〜R11（28）の値は前記
出力端子Pt5を上位ビツトとしてR7（24）＝Ｒとする
と、R8（25）＝2R、R9（26）＝4R、R10（27）＝8R、R11
（28）＝16Rであり、Ｄ−Ａ変換回路（５）の出力電圧
ｇは32分割された値となる。そして抵抗R12（34）は
（a,b,c,d,e）＝（1,1,1,1,1）のときに電圧ｇが電源Ａ
の電圧（例えば電池電圧＝充電式電気かみそりの場合2.
4V）より十分高い電圧、例えば3Vになるように選ぶ。第
５図によれば例えば（a,b,c,d,e）＝（0,1,0,0,0）のと
きは電圧ｇはとなる。

電圧コントロール回路（３）はトランジスタTR2（17）
のコレクタ電圧｛電源Ａの電圧からモータＭ（１）に加
わる電圧ｋを差し引いた残り｝ｈが前記電圧ｇと等しく
なるように作動する回路である。今仮りに電圧ｇが電圧
ｈより高いとするとコンパレータIC1（23）の出力電圧
は低下し、トランジスタTR1（20）のコレクタ〜エミツ
タ間の電流が少なくなる。するとトランジスタTR2（1
7）のベース電流が減少するから該トランジスタTR2（1
7）はオフ気味になってそのエミツタ〜コレクタ間の電
圧降下が大きくなる。従って電圧ｈは上昇する。また逆
に電圧ｈが上昇しすぎて電圧ｇより高くなると、コンパ
レータIC1（23）の出力が上昇し、トランジスタTR1（2
0）のコレクタ電流が増大する。従ってトランジスタTR2
（17）のベース電流が増すからトランジスタTR2（17）
はオン気味になり該トランジスタTR2（17）のエミツタ
〜コレクタ間の電圧降下が小さくなって電圧ｈが減少す
る。このようにしてトランジスタTR2（17）のエミツタ
〜コレクタ間の電圧降下が調整され電圧ｇと電圧ｈが常
に等しくなるように制御される。

前記コンパレータIC1（23）はオペアンプであり、抵抗R
13（22）はトランジスタTR1（20）のベース抵抗、R15
（19）はトランジスタTR2（17）のベース抵抗となって
おり、また抵抗R14（21）、R16（18）は電源Ｂのオフ時
にトランジスタTR2（17）を完全にオフにするためのプ
ルダウン抵抗（この２つの抵抗がないときトランジスタ
TR1（20）のベースがフローテイング状態になり、該ト
ランジスタTR1（20）に漏れ電流が流れる。これによっ
てトランジスタTR2（17）に漏れ電流が流れて完全なオ
フ状態にならない）、コンデンサC1（21）はトランジス
タTR2（17）の発振防止用である。

さて、モータＭ（１）の回転数に直接関係する電圧ｋはｋ＝電源Ａの電圧−電圧ｈであるが、常にｈ＝ｇになるように制御されているからｋ＝電源Ａの電圧−電圧ｇとなる。従ってモータＭ（１）の回転数は電圧ｇの値に
よって決まることになる。

ところで電圧ｇはマイクロコンピユータIC4（４）の５
ビツトのデジタル信号（a,b,c,d,e）によって決定され
るのでこのマイクロコンピユータIC4（４）によってモ
ータＭ（１）の回転数が決まると換言できる。即ち前記
表１及び第２図に示すように時刻t1においてシエービン
グを開始し負荷の増加によってモータＭ（１）の回転数
が7000rpmから6900rpmへ低下するとマイクロコンピユー
タIC4（４）は時刻t2でその信号（a,b,c,d,e）を現在の
段階より一段変化｛例えば（1,1,0,0,0）から（0,1,0,
0,0）へ変化｝させて電圧ｇを一段下げるよって電圧コントロール回路（３）の働きによって電圧
ｈも一段下がり、モータＭ（１）の印加電圧ｋが一段上
がる。そしてモータＭ（１）の回転数が上昇して再び70
00rpmとなる。

時刻t3においてシエービングを終了すると負荷が減少し
て前記電圧ｋではモータＭ（１）の回転数が上昇（7100
rpm）する。今度はマイクロコンピユータIC4（４）の信
号を一段上げる｛例えば（1,0,0,0,0）から（0,1,0,0,
0）へ｝ように変化させ電圧ｇを一段上昇させると、電圧ｈも上昇し電圧ｋは一段低下し、再度70
00rpmに戻る。

尚マイクロコンピユータIC4（４）の信号（a,b,c,d,e）
＝（1,1,1,1,1）のとき電圧ｇを電源Ａの電圧より高く
選ぶのはトランジスタTR2（17）が完全にオフの時電圧
ｈは最大値を取り電源Ａの電圧に等しくなってしまう。
従ってトランジスタTR2（17）を漏れ電流なく完全にオ
フするために電源Ａの電圧より十分高い電圧になる必要
があるためである。また上記実施例では電源Ａの電圧を
2.4V、電源Ｂはこれを昇圧して5Vとしてマイクロコンピ
ユータIC4（４）の作動電圧を確保している。更に電圧
ｇの一段階の変量は3/32≒94mVである。

（ト）発明の効果本発明は以上の説明の如く、前記重み付け抵抗24〜34に
よって、モータ１の回転数に基づく基準電圧をデジタル
的に調整することができる。例えば、モータ１の負荷が
極端に変動して回転数が大きく変化した場合でも、マイ
クロコンピュータ４が素早く基準電圧を算出して、重み
付け抵抗24〜34によってデジタル的にその基準電圧を出
力するので、比較手段23による比較が迅速に行えて、素
早くモータ１の印加電圧を調整することができる。その
結果、負荷が大きく変化してもそれに追随するようにし
てモータ１の印加電圧を調整してシャープな切れ味を得
ることができる。また、重み付け抵抗24〜34の組み合わ
せを増加させることによって、より一層きめ細かい調整
をすることもできる。

さらに、マイクロコンピュータ４は、そのメモリにあら
かじめ最適回転数として、例えば7,000rpmを設定してお
き、この回転数に対する変化量を調整することによっ
て、常に7,000rpmを保つようにしてもいいし、また、ひ
げそりの進行に合わせて、剃り初めの数分とそれ以降と
で最適回転数を変化させることもできる。その結果、モ
ータに加わる負荷に変動があっても最良の回転数で駆動
する電気かみそりが得られるのでヒゲの濃い人や薄い人
に関係なく快活な剃り味が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電気かみそりの駆動装置の一実施例を
示す回路図、第２図（イ）は第１図の電圧ｇ、ｈの経時
変化図、第２図（ロ）は第１図のモータ印加電圧ｋの経
時変化図、第３図は電圧一定時におけるモータ回転数の
トルク変動に対する特性図、第４図は電圧可変時におけ
るモータ回転数のトルク変動に対する特性図、第５図は
Ｄ−Ａ変換回路の出力電圧ｇとマイクロコンピユータの
出力信号（a,b,c,d,e）との対応を示す図である。（１）……モータ、（２）……回転数検出回路、（３）
……電圧コントロール回路、（５）……Ｄ−Ａ変換回
路、（４）……マイクロコンピユータ、（23）……比較
手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】内刃駆動用のモータ１の回転数を検出する
回転数検出回路２と、該モータ１に直列接続される電圧
コントロール回路３と、前記回転数検出回路２の出力を
受けその出力に基づいて基準電圧を算出し、Ｄ−Ａ変換
回路５を介して前記電圧コントロール回路３に算出され
た基準電圧を出力するマイクロコンピュータ４とにより
構成し、前記電圧コントロール回路３に前記基準電圧と
前記モータ１よりの入力電圧とを比較する比較手段23を
設け、該比較手段23の出力によりモータ１に印加される
電圧を調整するものであって、前記Ｄ−Ａ変換回路５
は、前記マイクロコンピュータ４の各出力端子と前記比
較手段23との間に介挿された重み付け抵抗24〜34によっ
て構成されていることを特徴とする電気かみそりの駆動
装置。