JPH07336406A - 多重遅延検波復調装置 - Google Patents
多重遅延検波復調装置Info
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- JPH07336406A JPH07336406A JP6122784A JP12278494A JPH07336406A JP H07336406 A JPH07336406 A JP H07336406A JP 6122784 A JP6122784 A JP 6122784A JP 12278494 A JP12278494 A JP 12278494A JP H07336406 A JPH07336406 A JP H07336406A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は多重遅延検波復調装置に関し、フェ
ージンングや周波数オフセットが存在する場合に特性劣
化を抑えることができる多重遅延検波復調装置の提供を
目的とする。 【構成】 送信差動位相列の１及び２シンボル周期以上
離れた複数の受信サンプル間で夫々に異なる位相の遅延
検波を行い、得られた多重遅延検波出力に基づき復調点
の受信シンボルを復調する多重遅延検波復調装置におい
て、前記復調点及びその前後の所定数の受信サンプル間
で夫々に異なる位相の遅延検波を行う多重遅延検波部５
と、多重遅延検波部５の多重遅延検波出力に基づき前記
復調点の受信シンボルを復調する復調部７とを備える。
好ましくは、多重遅延検波部５は復調点の受信サンプル
θ(0)i及びその前後に含まれる少なくとも３つの受信サ
ンプルθ(0)i+1，θ(0)i-1，θ(0)i-2の間で夫々に異な
る位相（θ(0)i+1，θ(0)i-1），（θ(0)i，
θ(0)i-1），（θ(0)i，θ(0)i-2）の遅延検波を行うよ
うに構成されている。
ージンングや周波数オフセットが存在する場合に特性劣
化を抑えることができる多重遅延検波復調装置の提供を
目的とする。 【構成】 送信差動位相列の１及び２シンボル周期以上
離れた複数の受信サンプル間で夫々に異なる位相の遅延
検波を行い、得られた多重遅延検波出力に基づき復調点
の受信シンボルを復調する多重遅延検波復調装置におい
て、前記復調点及びその前後の所定数の受信サンプル間
で夫々に異なる位相の遅延検波を行う多重遅延検波部５
と、多重遅延検波部５の多重遅延検波出力に基づき前記
復調点の受信シンボルを復調する復調部７とを備える。
好ましくは、多重遅延検波部５は復調点の受信サンプル
θ(0)i及びその前後に含まれる少なくとも３つの受信サ
ンプルθ(0)i+1，θ(0)i-1，θ(0)i-2の間で夫々に異な
る位相（θ(0)i+1，θ(0)i-1），（θ(0)i，
θ(0)i-1），（θ(0)i，θ(0)i-2）の遅延検波を行うよ
うに構成されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は多重遅延検波復調装置に
関し、更に詳しくは送信差動位相列の１及び２シンボル
周期以上離れた複数の受信サンプル間で夫々に異なる位
相の遅延検波を行い、得られた多重遅延検波出力に基づ
き復調点の受信シンボルを復調する多重遅延検波復調装
置に関する。
関し、更に詳しくは送信差動位相列の１及び２シンボル
周期以上離れた複数の受信サンプル間で夫々に異なる位
相の遅延検波を行い、得られた多重遅延検波出力に基づ
き復調点の受信シンボルを復調する多重遅延検波復調装
置に関する。
【０００２】今日、ディジタル移動通信では周波数非選
択性フェージングにおけるランダムＦＭ雑音下での動作
が安定である等の理由により遅延検波方式が注目されて
いる。しかし、一方では静特性が同期検波方式に劣ると
言う問題も有り、様々な改善の提案がなされている。Ｎ
ｒＥＣ(Nonredundant Error Correction) 方式はその一
つであり、１シンボル遅延検波出力のみならず２シンボ
ル以上の各遅延検波出力が送信差動位相列から生成され
る畳込み符号となる性質を利用してパリティーチェック
やビタビ復号を行い、復調データを得ることで静特性の
改善を図る方式である。
択性フェージングにおけるランダムＦＭ雑音下での動作
が安定である等の理由により遅延検波方式が注目されて
いる。しかし、一方では静特性が同期検波方式に劣ると
言う問題も有り、様々な改善の提案がなされている。Ｎ
ｒＥＣ(Nonredundant Error Correction) 方式はその一
つであり、１シンボル遅延検波出力のみならず２シンボ
ル以上の各遅延検波出力が送信差動位相列から生成され
る畳込み符号となる性質を利用してパリティーチェック
やビタビ復号を行い、復調データを得ることで静特性の
改善を図る方式である。
【０００３】詳細は文献（ S.Samejima, K.Enomoto,
and Y.Watanabe: "Differential PSK system nonredun
dant error correction", IEEE J.Select. Areas Cimmu
n.,vol.SAC-1, PP.74-81, Jan.1983. 小島，三
宅，藤野：”差動ＰＳＫ信号位相の系列推定を行う遅延
検波方式”，信学論(B-II), J76-B-II，10，pp783-792,
1993 ）に示されている。
and Y.Watanabe: "Differential PSK system nonredun
dant error correction", IEEE J.Select. Areas Cimmu
n.,vol.SAC-1, PP.74-81, Jan.1983. 小島，三
宅，藤野：”差動ＰＳＫ信号位相の系列推定を行う遅延
検波方式”，信学論(B-II), J76-B-II，10，pp783-792,
1993 ）に示されている。
【０００４】本発明はかかる多重遅延検波復調装置の改
善に係るものである。
善に係るものである。
【０００５】
【従来の技術】図６は従来技術を説明する図で、図６の
（Ａ）は従来のＮｒＥＣ方式による多重遅延検波復調装
置のブロック図である。図において３は位相検波部、８
は多重遅延検波部、９は復調部である。位相検波部３は
送信差動位相列の受信信号を位相検波し、現時点の位相
検波出力θ(0)iを出力する。多重遅延検波部８は１〜ｎ
シンボル分（但し、図はｎ＝３の場合を示す）遅延した
各位相検波出力θ(0)i〜θ(0)i-nにより夫々現時点の位
相検波出力θ(0)iを遅延検波する。即ち、１シンボル遅
延検波出力θ(1)iは、 θ(1)i＝θ(0)i−θ(0)i-1 （１） となる。同様にして２〜ｎシンボル遅延検波出力θ(2)i
〜θ(n)iは、 θ(2)i＝θ(0)i−θ(0)i-2 ： θ(n-1)i＝θ(0)i−θ(0)i-n+1 （２） θ(n)i＝θ(0)i−θ(0)i-n （３） となる。上記各式の規則性に着目し、（３）式より
（２）式を引くと、 θ(n)i＝θ(n-1)i＋θ(0)i-n+1−θ(0)i-n （４） となる。更に（１）式の時間をずらして（４）式に代入
すると、 θ(n)i＝θ(n-1)i−｛θ(0)i−θ(0)i-1｝-n+1 ＝θ(n-1)i−θ(1)i-n+1 （５） の関係を得る。（５）式は１シンボル遅延検波出力θ
(1)iを順次１シンボル分遅延させて加算すれば２〜ｎシ
ンボル遅延検波出力θ(2)i〜θ(n)iを同一の構成で生成
できることを示している。
（Ａ）は従来のＮｒＥＣ方式による多重遅延検波復調装
置のブロック図である。図において３は位相検波部、８
は多重遅延検波部、９は復調部である。位相検波部３は
送信差動位相列の受信信号を位相検波し、現時点の位相
検波出力θ(0)iを出力する。多重遅延検波部８は１〜ｎ
シンボル分（但し、図はｎ＝３の場合を示す）遅延した
各位相検波出力θ(0)i〜θ(0)i-nにより夫々現時点の位
相検波出力θ(0)iを遅延検波する。即ち、１シンボル遅
延検波出力θ(1)iは、 θ(1)i＝θ(0)i−θ(0)i-1 （１） となる。同様にして２〜ｎシンボル遅延検波出力θ(2)i
〜θ(n)iは、 θ(2)i＝θ(0)i−θ(0)i-2 ： θ(n-1)i＝θ(0)i−θ(0)i-n+1 （２） θ(n)i＝θ(0)i−θ(0)i-n （３） となる。上記各式の規則性に着目し、（３）式より
（２）式を引くと、 θ(n)i＝θ(n-1)i＋θ(0)i-n+1−θ(0)i-n （４） となる。更に（１）式の時間をずらして（４）式に代入
すると、 θ(n)i＝θ(n-1)i−｛θ(0)i−θ(0)i-1｝-n+1 ＝θ(n-1)i−θ(1)i-n+1 （５） の関係を得る。（５）式は１シンボル遅延検波出力θ
(1)iを順次１シンボル分遅延させて加算すれば２〜ｎシ
ンボル遅延検波出力θ(2)i〜θ(n)iを同一の構成で生成
できることを示している。
【０００６】図６の（Ｂ）は（５）式の表現（即ち、畳
込み表現）による多重遅延検波復調装置のブロック図で
ある。各遅延検波出力θ(1)i〜θ(n)iは送信差動位相列
から生成される畳込み符号となっており、その拘束長は
最大遅延シンボル数ｎに等しい。復調部９は畳込み符号
の性質を利用してＮｒＥＣ（誤り訂正又は系列推定）に
より送信差動位相列を推定すると共に、復調データを生
成する。従って、理論的には最大遅延シンボル数ｎが大
きいほど誤り訂正又は系列推定の能力は高い。
込み表現）による多重遅延検波復調装置のブロック図で
ある。各遅延検波出力θ(1)i〜θ(n)iは送信差動位相列
から生成される畳込み符号となっており、その拘束長は
最大遅延シンボル数ｎに等しい。復調部９は畳込み符号
の性質を利用してＮｒＥＣ（誤り訂正又は系列推定）に
より送信差動位相列を推定すると共に、復調データを生
成する。従って、理論的には最大遅延シンボル数ｎが大
きいほど誤り訂正又は系列推定の能力は高い。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】一方、ディジタル移動
通信における陸上移動伝搬路は移動局周辺の地形や建物
により反射、回折、散乱等を受けるために多重伝搬路と
なり、移動局の周辺にはランダムな定在波性電磁界分布
が形成される。この中を移動局が移動すると受信波の包
絡線Ｒはレイリー分布、位相θは一様分布に従ってラン
ダムに変動し、このために伝送品質は著しく劣化する。
通信における陸上移動伝搬路は移動局周辺の地形や建物
により反射、回折、散乱等を受けるために多重伝搬路と
なり、移動局の周辺にはランダムな定在波性電磁界分布
が形成される。この中を移動局が移動すると受信波の包
絡線Ｒはレイリー分布、位相θは一様分布に従ってラン
ダムに変動し、このために伝送品質は著しく劣化する。
【０００８】従来は、このようなフェージングや周波数
オフセットが存在するチャネルに上記のような多重遅延
検波方式を適用したため、最大遅延シンボル数ｎが増加
するにつれて位相変動の影響を受け易くなり、誤り率特
性が劣化するという問題が生じていた。本発明の目的
は、フェージンングや周波数オフセットが存在する場合
に特性劣化を抑えることができる多重遅延検波復調装置
を提供することにある。
オフセットが存在するチャネルに上記のような多重遅延
検波方式を適用したため、最大遅延シンボル数ｎが増加
するにつれて位相変動の影響を受け易くなり、誤り率特
性が劣化するという問題が生じていた。本発明の目的
は、フェージンングや周波数オフセットが存在する場合
に特性劣化を抑えることができる多重遅延検波復調装置
を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の課題は例えば図１
（又は図２）の構成により解決される。即ち、本発明の
多重遅延検波復調装置は、送信差動位相列の１及び２シ
ンボル周期以上離れた複数の受信サンプル間で夫々に異
なる位相の遅延検波を行い、得られた多重遅延検波出力
に基づき復調点の受信シンボルを復調する多重遅延検波
復調装置において、前記復調点及びその前後の所定数の
受信サンプル間で夫々に異なる位相の遅延検波を行う多
重遅延検波部５と、多重遅延検波部５の多重遅延検波出
力に基づき前記復調点の受信シンボルを復調する復調部
７とを備えるものである。
（又は図２）の構成により解決される。即ち、本発明の
多重遅延検波復調装置は、送信差動位相列の１及び２シ
ンボル周期以上離れた複数の受信サンプル間で夫々に異
なる位相の遅延検波を行い、得られた多重遅延検波出力
に基づき復調点の受信シンボルを復調する多重遅延検波
復調装置において、前記復調点及びその前後の所定数の
受信サンプル間で夫々に異なる位相の遅延検波を行う多
重遅延検波部５と、多重遅延検波部５の多重遅延検波出
力に基づき前記復調点の受信シンボルを復調する復調部
７とを備えるものである。
【００１０】また好ましくは、多重遅延検波部５は復調
点の受信サンプルθ(0)i及びその前後に含まれる少なく
とも３つの受信サンプルθ(0)i+1，θ(0)i-1，θ(0)i-2
の間で夫々に異なる位相（θ(0)i+1，θ(0)i-1），（θ
(0)i，θ(0)i-1），（θ(0)i，θ(0)i-2）の遅延検波を
行うように構成されている。
点の受信サンプルθ(0)i及びその前後に含まれる少なく
とも３つの受信サンプルθ(0)i+1，θ(0)i-1，θ(0)i-2
の間で夫々に異なる位相（θ(0)i+1，θ(0)i-1），（θ
(0)i，θ(0)i-1），（θ(0)i，θ(0)i-2）の遅延検波を
行うように構成されている。
【００１１】
【作用】図１の（Ａ）において、位相検波部３は送信差
動位相列の受信信号を位相検波し、復調点の位相検波出
力（受信サンプル）θ(0)iを出力する。多重遅延検波部
５は前記復調点及びその前後の所定数の受信サンプル間
で夫々に異なる位相の遅延検波を行う。即ち、復調点の
受信サンプルをθ(0)i及びその前後に含まれる少なくと
も３つの受信サンプルをθ(0)i+1，θ(0)i-1，θ(0)i-2
とすると、異なる位相の各遅延検波出力φ(1)i，
φ(2)i，φ(3)iを、 φ(1)i＝θ(0)i+1−θ(0)i-1 φ(2)i＝θ(0)i−θ(0)i-1 （６） φ(3)i＝θ(0)i−θ(0)i-2 により生成する。
動位相列の受信信号を位相検波し、復調点の位相検波出
力（受信サンプル）θ(0)iを出力する。多重遅延検波部
５は前記復調点及びその前後の所定数の受信サンプル間
で夫々に異なる位相の遅延検波を行う。即ち、復調点の
受信サンプルをθ(0)i及びその前後に含まれる少なくと
も３つの受信サンプルをθ(0)i+1，θ(0)i-1，θ(0)i-2
とすると、異なる位相の各遅延検波出力φ(1)i，
φ(2)i，φ(3)iを、 φ(1)i＝θ(0)i+1−θ(0)i-1 φ(2)i＝θ(0)i−θ(0)i-1 （６） φ(3)i＝θ(0)i−θ(0)i-2 により生成する。
【００１２】ここで、受信サンプルθ(0)i+1は復調点の
受信サンプルθ(0)iよりも１シンボル周期Ｔ分後ろ（将
来）において発生する受信サンプルを示しており、
（６）式の関係を時間軸で表せば図１の（Ｂ）の関係と
なる。但し、図１の（Ｂ）は動作原理を説明するための
ものであり、現実には将来の受信サンプルθ(0)i+1の発
生を待たなくてはならない。そこで、復調点の位置を現
時点よりも１シンボル周期Ｔ分遅らせて（６）式の関係
を時間軸で表したものが図１の（Ｃ）である。
受信サンプルθ(0)iよりも１シンボル周期Ｔ分後ろ（将
来）において発生する受信サンプルを示しており、
（６）式の関係を時間軸で表せば図１の（Ｂ）の関係と
なる。但し、図１の（Ｂ）は動作原理を説明するための
ものであり、現実には将来の受信サンプルθ(0)i+1の発
生を待たなくてはならない。そこで、復調点の位置を現
時点よりも１シンボル周期Ｔ分遅らせて（６）式の関係
を時間軸で表したものが図１の（Ｃ）である。
【００１３】そして、図２は図１の（Ｃ）の関係を畳込
み表現で表したものであり、各遅延検波出力φ(1)i〜φ
(n)i（但し、図はｎ＝３の場合を示している）は送信差
動位相列から生成される畳込み符号となっている。復調
部７は畳込み符号の性質を利用して誤り訂正又は系列推
定により送信差動位相列を推定すると共に、復調データ
を生成する。
み表現で表したものであり、各遅延検波出力φ(1)i〜φ
(n)i（但し、図はｎ＝３の場合を示している）は送信差
動位相列から生成される畳込み符号となっている。復調
部７は畳込み符号の性質を利用して誤り訂正又は系列推
定により送信差動位相列を推定すると共に、復調データ
を生成する。
【００１４】図１の（Ｃ）に戻り、本発明によれば復調
点（Ｔ）よりも未来（０）の受信サンプルを用いて多重
遅延検波を行うので、例えば図１の（Ｃ）の場合では遅
延検波を行う最大遅延差が２Ｔ−０＝２Ｔと、３Ｔ−Ｔ
＝２Ｔとの最大２Ｔに抑えられている。一方、図１と拘
束長が同等の図６の従来方式では最大遅延差が３Ｔとな
っているため、本発明に比べてフェージンングや周波数
オフセットによる位相変動の影響を受け易い。
点（Ｔ）よりも未来（０）の受信サンプルを用いて多重
遅延検波を行うので、例えば図１の（Ｃ）の場合では遅
延検波を行う最大遅延差が２Ｔ−０＝２Ｔと、３Ｔ−Ｔ
＝２Ｔとの最大２Ｔに抑えられている。一方、図１と拘
束長が同等の図６の従来方式では最大遅延差が３Ｔとな
っているため、本発明に比べてフェージンングや周波数
オフセットによる位相変動の影響を受け易い。
【００１５】かくして本発明によれば、図４，図５に示
す如くスタティックチャネル及びフェージングチャネル
においてエラーレートの顕著な改善が得られた。なお、
図１（即ち、図２）は一例の構成を示すものであり、各
遅延検波を行う受信サンプルの組み合わせはこれに限ら
ない。復調点よりも未来の１又は２以上の受信サンプル
を使用すると共に、互いに独立でかつ本発明の作用効果
を実現するような複数の遅延検波出力を得るための他の
様々な受信サンプルの組み合わせが考えられることは明
らかである。
す如くスタティックチャネル及びフェージングチャネル
においてエラーレートの顕著な改善が得られた。なお、
図１（即ち、図２）は一例の構成を示すものであり、各
遅延検波を行う受信サンプルの組み合わせはこれに限ら
ない。復調点よりも未来の１又は２以上の受信サンプル
を使用すると共に、互いに独立でかつ本発明の作用効果
を実現するような複数の遅延検波出力を得るための他の
様々な受信サンプルの組み合わせが考えられることは明
らかである。
【００１６】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図３は実施例の多重遅
延検波復調装置のブロック図で、図において１０1 ，１
０2 は互いに同一構造のダイバーシチブランチ（１），
（２）、１はアンテナ、２は受信部、４はＡ／Ｄ変換部
（Ａ／Ｄ）、５は多重遅延検波部、５１〜５３は夫々シ
ンボル周期Ｔ，２Ｔ，３Ｔ分の遅延回路（Ｔ，２Ｔ，３
Ｔ）、５４〜５６は乗算回路、５７，５８は複素共役化
回路（ＣＯＮ）、６はブランチメトリック演算部、６１
〜６３は減算回路、６４は加算回路、６５〜６７は遅延
検波出力のレプリカ生成部（ＲＥＰ）、６８〜７０は絶
対値自乗演算回路、２０は受信レベル（受信電界強度）
のレベル比較部、３０はダイバーシチ選択合成部、４０
はビタビアルゴリズムによる系列推定部である。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図３は実施例の多重遅
延検波復調装置のブロック図で、図において１０1 ，１
０2 は互いに同一構造のダイバーシチブランチ（１），
（２）、１はアンテナ、２は受信部、４はＡ／Ｄ変換部
（Ａ／Ｄ）、５は多重遅延検波部、５１〜５３は夫々シ
ンボル周期Ｔ，２Ｔ，３Ｔ分の遅延回路（Ｔ，２Ｔ，３
Ｔ）、５４〜５６は乗算回路、５７，５８は複素共役化
回路（ＣＯＮ）、６はブランチメトリック演算部、６１
〜６３は減算回路、６４は加算回路、６５〜６７は遅延
検波出力のレプリカ生成部（ＲＥＰ）、６８〜７０は絶
対値自乗演算回路、２０は受信レベル（受信電界強度）
のレベル比較部、３０はダイバーシチ選択合成部、４０
はビタビアルゴリズムによる系列推定部である。
【００１７】なお、図１の位相検波部３は受信部２に含
まれる。またブランチメトリック演算部６及び系列推定
部４０は図１の復調部７に含まれる。この多重遅延検波
復調装置は、変調方式に（π／４）シフトＤＱＰＳＫを
使用し、３多重ベースバンド遅延検波を行い、ＮｒＥＣ
にビタアルゴリズムを使用し、空間ダイバーシチ受信し
た場合の構成を示している。
まれる。またブランチメトリック演算部６及び系列推定
部４０は図１の復調部７に含まれる。この多重遅延検波
復調装置は、変調方式に（π／４）シフトＤＱＰＳＫを
使用し、３多重ベースバンド遅延検波を行い、ＮｒＥＣ
にビタアルゴリズムを使用し、空間ダイバーシチ受信し
た場合の構成を示している。
【００１８】アンテナ１の受信波は、受信部２で送信差
動位相列の復調ベースバンド信号ＢＢＳ1 に復調され、
更にＡ／Ｄ変換部４でディジタルの受信サンプルに変換
される。 ＜多重ベースバンド遅延検波＞時刻ｋＴ（但し、Ｔは１
シンボル周期）におけるダイバーシチブランチｄ（ｄ＝
１，２）の受信サンプルをＳd （ｋ）とすると、多重ベ
ースバンド遅延検波出力ｕd （１，ｋ），ｕd （２，
ｋ），ｕd （３，ｋ）は、 ｕd （１，ｋ）＝Ｓd （ｋ＋１）・ＣＯＮＪＧ〔Ｓ
d （ｋ−１）〕 ｕd （２，ｋ）＝Ｓd （ｋ）・ＣＯＮＪＧ〔Ｓd （ｋ−
１）〕 ｕd （３，ｋ）＝Ｓd （ｋ）・ＣＯＮＪＧ〔Ｓd （ｋ−
２）〕 により得られる。但し、ＣＯＮＪＧは複素共役である。 ＜レプリカ生成＞レプリカ生成部６５〜６７は系列推定
部４０におけるトレリス状態に従って多重遅延検波系列
ｕd （１，ｋ），ｕd （２，ｋ），ｕd （３，ｋ）の各
レプリカを生成する。即ち、入力の候補位相系列Φ1k，
Φ2k，Φ3kは、 Φ1k＝φk ＋φk+1 Φ2k＝φk Φ3k＝φk ＋φk-1 となる。ここで、φk-h ，（ｈ＝−１，０，１）∈｛π
／４，３π／４，５π／４，７π／４｝で送信差動位相
である。直交座標系におけるレプリカ系列ｖ1 （φk ，
φk+1 ），ｖ2 （φk ），ｖ3 （φk ，φk-1 ）は、 ｖ1 （φk ，φk+1 ）＝ｃｏｓ（Φ1k）＋ｊ・ｓｉｎ
（Φ1k） ｖ2 （φk ）＝ｃｏｓ（Φ2k）＋ｊ・ｓｉｎ（Φ2k） ｖ3 （φk ，φk-1 ）＝ｃｏｓ（Φ3k）＋ｊ・ｓｉｎ
（Φ3k） となる。 ＜誤差＞加算回路６１〜６４は多重遅延検波系列とレプ
リカ系列との間の誤差を計算する。即ち、誤差系列ｅd
（１，ｋ），ｅd （２，ｋ），ｅd （３，ｋ）は、 ｅd （１，ｋ）＝ｕd （１，ｋ）−ｖ1 （φk ，
φk+1 ） ｅd （２，ｋ）＝ｕd （２，ｋ）−ｖ2 （φk ） ｅd （３，ｋ）＝ｕd （３，ｋ）−ｖ3 （φk ，
φk-1 ） によって得られる。 ＜ブランチメトリック＞更に、誤差の絶対値の２乗和を
計算してダイバーシチブランチｄ（ｄ＝１，２）のブラ
ンチメトリックＢd を求める。
動位相列の復調ベースバンド信号ＢＢＳ1 に復調され、
更にＡ／Ｄ変換部４でディジタルの受信サンプルに変換
される。 ＜多重ベースバンド遅延検波＞時刻ｋＴ（但し、Ｔは１
シンボル周期）におけるダイバーシチブランチｄ（ｄ＝
１，２）の受信サンプルをＳd （ｋ）とすると、多重ベ
ースバンド遅延検波出力ｕd （１，ｋ），ｕd （２，
ｋ），ｕd （３，ｋ）は、 ｕd （１，ｋ）＝Ｓd （ｋ＋１）・ＣＯＮＪＧ〔Ｓ
d （ｋ−１）〕 ｕd （２，ｋ）＝Ｓd （ｋ）・ＣＯＮＪＧ〔Ｓd （ｋ−
１）〕 ｕd （３，ｋ）＝Ｓd （ｋ）・ＣＯＮＪＧ〔Ｓd （ｋ−
２）〕 により得られる。但し、ＣＯＮＪＧは複素共役である。 ＜レプリカ生成＞レプリカ生成部６５〜６７は系列推定
部４０におけるトレリス状態に従って多重遅延検波系列
ｕd （１，ｋ），ｕd （２，ｋ），ｕd （３，ｋ）の各
レプリカを生成する。即ち、入力の候補位相系列Φ1k，
Φ2k，Φ3kは、 Φ1k＝φk ＋φk+1 Φ2k＝φk Φ3k＝φk ＋φk-1 となる。ここで、φk-h ，（ｈ＝−１，０，１）∈｛π
／４，３π／４，５π／４，７π／４｝で送信差動位相
である。直交座標系におけるレプリカ系列ｖ1 （φk ，
φk+1 ），ｖ2 （φk ），ｖ3 （φk ，φk-1 ）は、 ｖ1 （φk ，φk+1 ）＝ｃｏｓ（Φ1k）＋ｊ・ｓｉｎ
（Φ1k） ｖ2 （φk ）＝ｃｏｓ（Φ2k）＋ｊ・ｓｉｎ（Φ2k） ｖ3 （φk ，φk-1 ）＝ｃｏｓ（Φ3k）＋ｊ・ｓｉｎ
（Φ3k） となる。 ＜誤差＞加算回路６１〜６４は多重遅延検波系列とレプ
リカ系列との間の誤差を計算する。即ち、誤差系列ｅd
（１，ｋ），ｅd （２，ｋ），ｅd （３，ｋ）は、 ｅd （１，ｋ）＝ｕd （１，ｋ）−ｖ1 （φk ，
φk+1 ） ｅd （２，ｋ）＝ｕd （２，ｋ）−ｖ2 （φk ） ｅd （３，ｋ）＝ｕd （３，ｋ）−ｖ3 （φk ，
φk-1 ） によって得られる。 ＜ブランチメトリック＞更に、誤差の絶対値の２乗和を
計算してダイバーシチブランチｄ（ｄ＝１，２）のブラ
ンチメトリックＢd を求める。
【００１９】Ｂd （φk+1 ，φk ，φk-1 ）＝Σ｜ｅd
（ｎ，ｋ）｜2 候補位相系列はΦ1k，Φ2k，Φ3kについて夫々４種類あ
るから、ブランチメトリックＢd は１ブランチに付き６
４通り分得られる。 ＜ダイバーシチブランチ選択／合成＞ダイバーシチ選択
合成部３０はレベル比較部２０における受信電界強度の
比較情報に従ってブランチメトリックＢd の選択／合成
を行う。即ち、ダイバーシチブランチ（１），（２）の
受信電界強度を夫々Ｒ1 （ｋ），Ｒ2 （ｋ）とすると、
レベル比較部２０の比較情報に従って重み係数ｗ
1 （ｋ），ｗ2 （ｋ）を以下のように設定する。
（ｎ，ｋ）｜2 候補位相系列はΦ1k，Φ2k，Φ3kについて夫々４種類あ
るから、ブランチメトリックＢd は１ブランチに付き６
４通り分得られる。 ＜ダイバーシチブランチ選択／合成＞ダイバーシチ選択
合成部３０はレベル比較部２０における受信電界強度の
比較情報に従ってブランチメトリックＢd の選択／合成
を行う。即ち、ダイバーシチブランチ（１），（２）の
受信電界強度を夫々Ｒ1 （ｋ），Ｒ2 （ｋ）とすると、
レベル比較部２０の比較情報に従って重み係数ｗ
1 （ｋ），ｗ2 （ｋ）を以下のように設定する。
【００２０】ｗ1 （ｋ）＝１， ｗ2 （ｋ）＝０ if
Ｒ1 （ｋ）＞Ｒ2 （ｋ） ｗ1 （ｋ）＝０， ｗ2 （ｋ）＝１ if Ｒ1 （ｋ）
＜Ｒ2 （ｋ） ｗ1 （ｋ）＝１， ｗ2 （ｋ）＝１ if Ｒ1 （ｋ）
≒Ｒ2 （ｋ） ＜パスメトリック＞系列推定部４０では可能な状態遷移
に従って時刻（ｋ−１）の状態メトリックＳj （ｋ−
１）と時刻（ｋ）のパスメトリックの和を取ることによ
り時刻（ｋ）のパスメトリックＰij（ｋ）を求める。遷
移ｉ＝（φk+1 ，φk ）、状態ｊ＝（φk ，φk-1 ）と
おくと、 Ｐij（ｋ）＝Ｓj （ｋ−１） ＋ｗ1 （ｋ）・Ｂ1 （φk+1 ，ｊ） ＋ｗ2 （ｋ）・Ｂ2 （φk+1 ，ｊ） ＜パスの選択＞求めたパスメトリックを用いて各状態に
おける最小のパスメトリックを持つパスを選択する。
Ｒ1 （ｋ）＞Ｒ2 （ｋ） ｗ1 （ｋ）＝０， ｗ2 （ｋ）＝１ if Ｒ1 （ｋ）
＜Ｒ2 （ｋ） ｗ1 （ｋ）＝１， ｗ2 （ｋ）＝１ if Ｒ1 （ｋ）
≒Ｒ2 （ｋ） ＜パスメトリック＞系列推定部４０では可能な状態遷移
に従って時刻（ｋ−１）の状態メトリックＳj （ｋ−
１）と時刻（ｋ）のパスメトリックの和を取ることによ
り時刻（ｋ）のパスメトリックＰij（ｋ）を求める。遷
移ｉ＝（φk+1 ，φk ）、状態ｊ＝（φk ，φk-1 ）と
おくと、 Ｐij（ｋ）＝Ｓj （ｋ−１） ＋ｗ1 （ｋ）・Ｂ1 （φk+1 ，ｊ） ＋ｗ2 （ｋ）・Ｂ2 （φk+1 ，ｊ） ＜パスの選択＞求めたパスメトリックを用いて各状態に
おける最小のパスメトリックを持つパスを選択する。
【００２１】 ｍi （ｋ）＝φk+1 ：ｍｉｎ｛Ｐij（ｋ）｝ ＜最小パスメトリック状態の選択＞最小のパスメトリッ
クを持つ状態を選択する。 ｍp （ｋ）＝ｉ：ｍｉｎ｛Ｐi （ｋ）｝ ＜状態メトリックの更新＞パスの選択に従って状態メト
リックを更新する。
クを持つ状態を選択する。 ｍp （ｋ）＝ｉ：ｍｉｎ｛Ｐi （ｋ）｝ ＜状態メトリックの更新＞パスの選択に従って状態メト
リックを更新する。
【００２２】Ｓi （ｋ）＝Ｐimi （ｋ） ＜状態メトリック正規化＞各状態メトリックから最尤パ
スの状態メトリックを減算して正規化する。 Ｓi （ｋ）＝Ｓi （ｋ）−Ｓmp（ｋ） ＜パスメモリの更新＞パスの選択に従って、パス履歴を
新しいパス履歴に更新する。
スの状態メトリックを減算して正規化する。 Ｓi （ｋ）＝Ｓi （ｋ）−Ｓmp（ｋ） ＜パスメモリの更新＞パスの選択に従って、パス履歴を
新しいパス履歴に更新する。
【００２３】Ｊi （ｋ）＝｛φk+1 ，Ｊmi（ｋ−１）｝ ＜判定データ出力＞最尤パスの最古ブランチを出力し、
以上の動作を繰り返す。図４は実施例のエラーレートを
説明する図であり、スタティックチャネルで周波数オフ
セットが存在する場合の誤り率特性を示している。計算
機シミュレーション諸元は、 変調方式 π／４シフトＤＱＰＳＫ 復調方式 準同期検波 伝送速度 ４２ｋｂｐｓ 遅延検波 ３多重 遅延系列 １６状態ビタビアルゴリズム 受信構成 ２ブランチダイバーシチ受信 である。
以上の動作を繰り返す。図４は実施例のエラーレートを
説明する図であり、スタティックチャネルで周波数オフ
セットが存在する場合の誤り率特性を示している。計算
機シミュレーション諸元は、 変調方式 π／４シフトＤＱＰＳＫ 復調方式 準同期検波 伝送速度 ４２ｋｂｐｓ 遅延検波 ３多重 遅延系列 １６状態ビタビアルゴリズム 受信構成 ２ブランチダイバーシチ受信 である。
【００２４】図４において、特性Ａは本発明方式による
もの、また特性Ｂは従来方式によるものを夫々示してお
り、本発明方式によれば周波数オフセット５００Ｈｚ以
上で従来方式よりもエラーレートの劣化が少ないことが
分かる。図５は実施例のエラーレートを説明する図であ
り、フェージングチャネルでの誤り率特性を示してい
る。計算機シミュレーション諸元は上記と同様であり、
更にフェージング周波数は１６０ＨZ である。また横軸
のＥb は１ビット当たりの信号エネルギー、Ｎo は雑音
エネルギーを夫々表している。
もの、また特性Ｂは従来方式によるものを夫々示してお
り、本発明方式によれば周波数オフセット５００Ｈｚ以
上で従来方式よりもエラーレートの劣化が少ないことが
分かる。図５は実施例のエラーレートを説明する図であ
り、フェージングチャネルでの誤り率特性を示してい
る。計算機シミュレーション諸元は上記と同様であり、
更にフェージング周波数は１６０ＨZ である。また横軸
のＥb は１ビット当たりの信号エネルギー、Ｎo は雑音
エネルギーを夫々表している。
【００２５】図５において、特性Ａは本発明によるも
の、また特性Ｂは従来方式によるものを夫々示してお
り、本発明方式のフロア誤り率は従来方式のフロア誤り
率よりも小さいことが分かる。なお、上記１実施例の多
重遅延検波部５を示したがこれに限らない。例えば復調
点の受信サンプルθ(0)i及びその前後に含まれる少なく
とも３つの受信サンプルθ(0)i+1，θ(0)i-1，θ(0)i-2
の間で夫々に異なる位相（θ(0)i+1，θ(0)i），（θ
(0)i，θ(0)i-1），（θ(0)i，θ(0)i-2）の遅延検波を
行うように構成しても良い。
の、また特性Ｂは従来方式によるものを夫々示してお
り、本発明方式のフロア誤り率は従来方式のフロア誤り
率よりも小さいことが分かる。なお、上記１実施例の多
重遅延検波部５を示したがこれに限らない。例えば復調
点の受信サンプルθ(0)i及びその前後に含まれる少なく
とも３つの受信サンプルθ(0)i+1，θ(0)i-1，θ(0)i-2
の間で夫々に異なる位相（θ(0)i+1，θ(0)i），（θ
(0)i，θ(0)i-1），（θ(0)i，θ(0)i-2）の遅延検波を
行うように構成しても良い。
【００２６】更に、復調点の受信サンプルθ(0)i及びそ
の前後に含まれる４つ以上の受信サンプルを使用して様
々な組み合わせによる多重遅延検波が行えることは言う
までもない。また、上記実施例では一例の系列推定法に
ついて述べたがこれに限らない。本発明の多重遅延検波
により生成される畳込み符号に対して他の様々な公知の
誤り訂正復号法や系列推定法等を組み合わせることが可
能である。
の前後に含まれる４つ以上の受信サンプルを使用して様
々な組み合わせによる多重遅延検波が行えることは言う
までもない。また、上記実施例では一例の系列推定法に
ついて述べたがこれに限らない。本発明の多重遅延検波
により生成される畳込み符号に対して他の様々な公知の
誤り訂正復号法や系列推定法等を組み合わせることが可
能である。
【００２７】また、上記本発明に好適なる実施例を述べ
たが、本発明思想を逸脱しない範囲内で、構成及び組み
合わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
たが、本発明思想を逸脱しない範囲内で、構成及び組み
合わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【００２８】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、復調点
よりも未来の受信サンプルを用いて多重遅延検波を行う
ので、拘束長が同じでも遅延検波を行う最大遅延差を従
来よりも小さくすることが可能となり、フェージンング
や周波数オフセットによる位相変動の影響を受けにく
い。従って、ＮｒＥＣを行う場合は、フェージング下で
のフロア誤り率、周波数オフセット下での誤り率を改善
することができ、この種の復調装置の性能向上に寄与す
るところが大きい。
よりも未来の受信サンプルを用いて多重遅延検波を行う
ので、拘束長が同じでも遅延検波を行う最大遅延差を従
来よりも小さくすることが可能となり、フェージンング
や周波数オフセットによる位相変動の影響を受けにく
い。従って、ＮｒＥＣを行う場合は、フェージング下で
のフロア誤り率、周波数オフセット下での誤り率を改善
することができ、この種の復調装置の性能向上に寄与す
るところが大きい。
【図１】図１は本発明の原理を説明する図である。
【図２】図２は本発明の原理を説明する図である。
【図３】図３は実施例の多重遅延検波復調装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】図４は実施例のエラーレートを説明する図であ
る。
る。
【図５】図５は実施例のエラーレートを説明する図であ
る。
る。
【図６】図６は従来技術を説明する図である。
３ 位相検波部 ５ 多重遅延検波部 ７ 復調部
Claims (2)
- 【請求項１】 送信差動位相列の１及び２シンボル周期
以上離れた複数の受信サンプル間で夫々に異なる位相の
遅延検波を行い、得られた多重遅延検波出力に基づき復
調点の受信シンボルを復調する多重遅延検波復調装置に
おいて、 前記復調点及びその前後の所定数の受信サンプル間で夫
々に異なる位相の遅延検波を行う多重遅延検波部（５）
と、 多重遅延検波部（５）の多重遅延検波出力に基づき前記
復調点の受信シンボルを復調する復調部（７）とを備え
ることを特徴とする多重遅延検波復調装置。 - 【請求項２】 多重遅延検波部（５）は復調点の受信サ
ンプルθ(0)i及びその前後に含まれる少なくとも３つの
受信サンプルθ(0)i+1，θ(0)i-1，θ(0)i-2の間で夫々
に異なる位相（θ(0)i+1，θ(0)i-1），（θ(0)i，θ
(0)i-1），（θ (0)i，θ(0)i-2）の遅延検波を行うよう
に構成されていることを特徴とする請求項１の多重遅延
検波復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6122784A JPH07336406A (ja) | 1994-06-03 | 1994-06-03 | 多重遅延検波復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6122784A JPH07336406A (ja) | 1994-06-03 | 1994-06-03 | 多重遅延検波復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07336406A true JPH07336406A (ja) | 1995-12-22 |
Family
ID=14844532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6122784A Withdrawn JPH07336406A (ja) | 1994-06-03 | 1994-06-03 | 多重遅延検波復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07336406A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998004075A1 (fr) * | 1996-07-22 | 1998-01-29 | Hitachi, Ltd. | Materiel et systeme de communication |
| US6181751B1 (en) | 1996-10-22 | 2001-01-30 | Nec Corporation | Multi-stage detection system in digital demodulator |
| US6246730B1 (en) | 1998-06-29 | 2001-06-12 | Nec Corporation | Method and arrangement for differentially detecting an MPSK signal using a plurality of past symbol data |
-
1994
- 1994-06-03 JP JP6122784A patent/JPH07336406A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998004075A1 (fr) * | 1996-07-22 | 1998-01-29 | Hitachi, Ltd. | Materiel et systeme de communication |
| US6181751B1 (en) | 1996-10-22 | 2001-01-30 | Nec Corporation | Multi-stage detection system in digital demodulator |
| US6246730B1 (en) | 1998-06-29 | 2001-06-12 | Nec Corporation | Method and arrangement for differentially detecting an MPSK signal using a plurality of past symbol data |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010904 |