JPH07336404A

JPH07336404A - 受信電界強度検出装置

Info

Publication number: JPH07336404A
Application number: JP6122785A
Authority: JP
Inventors: Kazuo Hase; 和男長谷; Morihiko Minowa; 守彦箕輪; Hideto Furukawa; 秀人古川
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1994-06-03
Filing date: 1994-06-03
Publication date: 1995-12-22

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】受信電界強度を正確かつ迅速に検出する装置
を提供する。【構成】角度変調を受けた受信波を所定の中間周波信
号に変換する受信部１と、中間周波信号を復調してシン
ボル点のシンボル情報を識別する復号部２と、中間周波
信号に基づき受信レベルを検出するレベル検出部３と、
復号部の識別クロック信号に所定位相で位相同期したサ
ンプリングクロック信号を生成するクロック生成部４
と、レベル検出部の検出レベルをサンプリングクロック
信号によりＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部５とを備え、検
出レベルを受信レベル信号のシンボル点でＡ／Ｄ変換
し、受信電界強度を検出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は受信電界強度検出装置に
関し、更に詳しくは角度変調を受けた受信波の信号より
受信電界強度の検出を行う受信電界強度検出装置に関す
る。今日、例えばディジタル移動通信システムにおいて
は移動局の通話中チャネル切替（ハンドオーバ）制御等
を基地局や移動局で検出した受信電界強度の検出情報に
基づいて行っており、このために受信電界強度はシステ
ム運用上の重要なパラメータである。従って、受信電界
強度の正確かつ迅速な検出が望まれる。

【０００２】

【従来の技術】図１１は従来の一例の移動機のブロック
図で、該図はＴＤＭＡ方式による移動機を示している。
図において、１は受信部、１１は無線周波増幅部（ＲＦ
Ａ）、１２は周波数変換部（ＦＣＶ）、１２₁，１２₂
はミキサ、１２₃，１２₄はバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）、１２₅は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１３は中間
周波増幅部、１３₁は中間周波アンプ（ＩＡ）、１３₂
はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１３ ₃はリミタアン
プ（ＬＡ）、３は受信レベルを検出するレベル検出部、
２は例えば（π／４）シフトＱＰＳＫ方式による復号
部、２１は直交検波部、２２は局部発振器、２３はＡ／
Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、２４はベースバンド遅延検波演算
部（ＢＤＤ）、２５はパラレルシリアル変換部（Ｐ
Ｓ）、２６は同期クロック生成部（ＢＴＲ）、２７は自
動周波数制御部（ＡＦＣ）、９１はＴＤＭＡ同期制御
部、９２はコーデック（ＣＯＤＥＣ）、９３はベースバ
ンド処理部（ＢＢＰ）、９４はローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）、９５はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、９６はシンセサ
イザ部、９７はハイブリッド（Ｈ）、９８は送信部、９
９は送／受分波スイッチ（ＳＷ）である。

【０００３】マイクＭＩＣの音声信号はベースバンド処
理部９３、コーデック９２、送信部９８等を介して符号
化、変調され、アンテナより不図示の基地局に送信され
る。また基地局からの受信波は受信部１、復号部２で検
波、復号されて後、更にコーデック９２、ベースバンド
処理部９３等を介して音声信号に変換され、レシーバＲ
ＣＶ又はスピーカＳＰＫに出力される。

【０００４】このような移動機が通話中に自ゾーンから
他の無線ゾーンに移行すると、それまでの自ゾーンの電
波（受信レベル）は弱まり、他ゾーンの電波は強くな
る。そこで、自ゾーンの基地局は通話中の移動機に対し
て定期的にその周辺の各ゾーンの電波の受信レベルを検
出させ、受信レベルの最も強いゾーンの基地局に通話中
チャネルの切替を行う。

【０００５】図１２は移動局の受信電界強度を説明する
図である。図１２の（Ａ）において、移動局の受信レベ
ル（中間周波信号ＩＦの包絡線）Ｒの長区間中央値は基
地局から遠く離れるほど小さくなる。図１２の（Ｂ）に
おいて、受信レベルの短区間中央値は移動局の数十ｍの
移動による地形、環境の変動に応じて比較的緩慢に変動
する。

【０００６】図１２の（Ｃ）において、受信レベルの瞬
時値は移動局の移動速度に応じて数十Ｈ_Z程度ではある
が激しく変動（レイリーフェージング）する。図１２の
（Ｄ）において、更に受信レベルの瞬時値Ｒは受信シン
ボルＳ_n-1，Ｓ_n，Ｓ_n+1への各遷移区間でも様々な遷
移パターンＰ₁〜Ｐ_kに従って変動している。

【０００７】このように、受信レベルＲは様々な条件に
より変動するが、この種の受信機では実質的に各シンボ
ル点（復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑのアイパターンの中
心）の受信レベルを利用して復号を行うものであるか
ら、各シンボル点に対応する受信レベルの値が実用上有
用である。図１１に戻り、従来は、レベル検出部３で検
出した受信レベルＲをローパスフィルタ９４で平滑化し
た後、これを復号部２の所定のクロック信号ＡＣＫによ
りＡ／Ｄ変換していた。

【０００８】しかも、このローパスフィルタ９４は、受
信レベルＲが低い場合に不安定となる該受信レベルＲを
十分に平滑化するために比較的に長い時定数（即ち、狭
帯域の）ものが使用されていた。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、レベル検出部
３の受信レベルＲをローパスフィルタ９４で平滑化して
しまうと、受信レベルＲのシンボル点に相当する受信電
界強度を正確に検出できない。また、ローパスフィルタ
９４の時定数が長いと、ローパスフィルタ９４の出力を
Ａ／Ｄ変換した受信電界強度ＲＳＳＩには実際のシンボ
ル点よりかなりの遅れが生じる。

【００１０】本発明の目的は、実用上有用な受信電界強
度を正確かつ迅速に検出する受信電界強度検出装置を提
供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の
（Ａ）の構成により解決される。即ち、本発明（１）の
受信電界強度検出装置は、角度変調を受けた受信波を所
定の中間周波信号に変換する受信部１と、受信部１のリ
ミタ増幅された中間周波信号を復調してシンボル点のシ
ンボル情報を識別する復号部２と、受信部１の中間周波
信号に基づき受信レベルを検出するレベル検出部３と、
復号部２の識別クロック信号に所定位相で位相同期した
サンプリングクロック信号を生成するクロック生成部４
と、レベル検出部３の検出レベルをクロック生成部４の
サンプリングクロック信号によりＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ
変換部５とを備え、レベル検出部３の検出レベルを受信
レベル信号のシンボル点でＡ／Ｄ変換し、受信電界強度
を検出するように構成したものである。

【００１２】また上記の課題は図１の（Ｂ）の構成によ
り解決される。即ち、本発明（３）の受信電界強度検出
装置は、角度変調を受けた受信波を所定の中間周波信号
に変換する受信部１と、受信部１の中間周波信号に基づ
き受信レベルを検出するレベル検出部３と、レベル検出
部３の検出レベルを１シンボル周期の１／ｎ（ｎは整
数）の周期でサンプリングすると共に、得られた少なく
とも２シンボル周期分の各位相別のサンプリングデータ
列について夫々にシンボル周期毎の差分又は該差分の積
算値を求め、かつ該求めた差分又はその積算値が最小と
なる位相のサンプリングデータを出力するデータ演算部
６とを備え、データ演算部６の出力に基づき受信レベル
中のシンボル点の受信電界強度を検出するように構成し
たものである。

【００１３】また上記の課題は図２の（Ａ）の構成によ
り解決される。即ち、本発明（４）の受信電界強度検出
装置は、角度変調を受けた受信波を所定の中間周波信号
に変換する受信部１と、受信部１の中間周波信号に基づ
き受信レベルを検出するレベル検出部３と、レベル検出
部３の検出レベルを１シンボル周期の１／ｎ（ｎは整
数）の周期でサンプリングし、得られた少なくとも２シ
ンボル周期分の各位相別のサンプリングデータ列につい
て夫々にシンボル周期毎の差分又は該差分の積算値を求
め、かつ該求めた差分又はその積算値が最小となる位相
を検出すると共に、該検出した位相に含まれる１シンボ
ル周期分のサンプリングデータ列についてその最大値、
平均値又は最小値を求め、該求めた最大値、平均値又は
最小値に所定の補正値を加えて出力するデータ演算部７
とを備え、データ演算部７の出力に基づき受信レベル中
のシンボル点に相当する受信電界強度を検出するように
構成したものである。

【００１４】また上記の課題は図２の（Ｂ）の構成によ
り解決される。即ち、本発明（６）の受信電界強度検出
装置は、角度変調を受けた受信波を所定の中間周波信号
に変換する受信部１と、受信部１の中間周波信号に基づ
き受信レベルを検出するレベル検出部３と、レベル検出
部３の検出レベルを所定のタイミングにＡ／Ｄ変換する
Ａ／Ｄ変換部２０と、Ａ／Ｄ変換部２０の出力を平均化
するフィルタ部１０とを備え、フィルタ部１０はその入
力又は平均化出力に従って時定数を可変に構成されてい
るものである。

【００１５】

【作用】図１の（Ａ）の本発明（１）の受信電界強度検
出装置において、受信部１は角度変調（例えばＰＳＫ変
調）を受けた受信波ＲＦを所定の中間周波信号に変換
し、復号部２は受信部１のリミタ（非線形）増幅された
中間周波信号ＩＦ_Lを復調してシンボル点のシンボル情
報を識別する。一方、レベル検出部３は受信部１の中間
周波信号ＩＦに基づき受信レベルＲを検出する。

【００１６】復号部２の入力の中間周波信号ＩＦ_Lはリ
ミタ増幅されているのに対して、レベル検出部３の入力
の中間周波信号ＩＦは線形増幅されたものである上に、
レベル検出部３における受信レベル（即ち、中間周波信
号ＩＦの包絡線）Ｒの検出動作によっても検波遅延が生
じるために、一般に受信レベルＲのシンボル点に相当す
る受信電界強度は復号部２におけるシンボル識別点より
も時間的に遅れて現れる。

【００１７】そこで、クロック生成部４は復号部２の識
別クロック信号ＤＣＫに所定位相（即ち、所定時間遅
れ）で位相同期したサンプリングクロック信号ＳＣＫを
生成し、Ａ／Ｄ変換部５はレベル検出部３の検出レベル
Ｒをクロック生成部４のサンプリングクロック信号ＳＣ
ＫによりＡ／Ｄ変換する。従って、本発明（１）によれ
ば、簡単な構成により受信レベルＲ中のシンボル点に相
当する受信電界強度ＲＳＳＩ_Sを正確かつ迅速に検出で
きる。

【００１８】なお、この復号部２のシンボル識別点に対
する受信レベルＲのシンボル点の遅れは実際には受信レ
ベルＲの大きさと所定の関係にあり、受信レベルＲが小
さいと遅れは小さく、受信レベルＲが大きいと遅れは大
きい。そこで、好ましくは、クロック生成部４はＡ／Ｄ
変換部５の出力又はその移動平均値出力をＭ段階（Ｍは
整数）のレベルで量子化した量子化出力に従ってサンプ
リングクロック信号の位相を変更するように構成されて
いる。

【００１９】また図１の（Ｂ）の本発明（３）の受信電
界強度検出装置において、受信部１は角度変調を受けた
受信波ＲＦを所定の中間周波信号に変換し、レベル検出
部３は受信部１の中間周波信号ＩＦに基づき受信レベル
Ｒを検出する。上記の如く、角度変調（例えばＱＰＳＫ
変調）を受けた中間周波信号ＩＦの受信レベルＲはある
シンボル点から次のシンボル点に遷移する際に図１２の
（Ｃ）に示すような複数の遷移パターンＰ₁〜Ｐ_kに従
って遷移する。

【００２０】そこで、データ演算部６はレベル検出部３
の検出レベルＲを１シンボル周期の１／ｎ（ｎは整数）
の周期でサンプリングすると共に、得られた少なくとも
２シンボル周期分の各位相別のサンプリングデータ列に
ついて夫々にシンボル周期毎の差分又は該差分の積算値
を求め、かつ該求めた差分又はその積算値が最小となる
位相のサンプリングデータＲＳＳＩ_Sを出力する。

【００２１】従って、本発明においては、復号部２の識
別クロック信号ＤＣＫは必要としておらず、データ演算
部６の単独で受信レベルＲ中のシンボル点に相当する受
信電界強度ＲＳＳＩ_Sを正確かつ迅速に検出できる。ま
た図２の（Ａ）の本発明（４）の受信電界強度検出装置
において、受信部１は角度変調を受けた受信波ＲＦを所
定の中間周波信号に変換し、レベル検出部３は受信部１
の中間周波信号ＩＦに基づき受信レベルＲを検出する。

【００２２】上記の如く受信レベルＲ中のシンボル点に
相当する位置が分かればこれに先行する凸状又は凹状の
遷移パターンＰ₁又はＰ_k等からシンボル点に相当する
受信電界強度ＲＳＳＩ_Sを推定できる。そこで、データ
演算部７はレベル検出部３の検出レベルを１シンボル周
期の１／ｎ（ｎは整数）の周期でサンプリングし、得ら
れた少なくとも２シンボル周期分の各位相別のサンプリ
ングデータ列について夫々にシンボル周期毎の差分又は
該差分の積算値を求め、かつ該求めた差分又はその積算
値が最小となる位相を検出すると共に、該検出した位相
に含まれる１シンボル周期分のサンプリングデータ列に
ついてその最大値、平均値又は最小値を求め、該求めた
最大値、平均値又は最小値に所定の補正値を加えて出力
する。

【００２３】従って、本発明においても、復号部２の識
別クロック信号ＤＣＫは必要としておらず、データ演算
部７の単独で受信レベルＲ中のシンボル点に相当する受
信電界強度ＲＳＳＩ_Sを正確かつ迅速に検出できる。と
ころで、受信レベルＲ中のシンボル点に相当する位置が
検出された時点では復号部２においてこれに対応するシ
ンボル情報及びそれより前のシンボル情報が既に識別さ
れている。従って、これらのシンボル情報列を時系列に
調べれば逆に受信レベルＲ中の検出されたシンボル点に
先行する受信レベルＲの遷移パターンＰを知ることがで
き、少なくとも該遷移パターンＰの最大値又は最小値の
レベルとシンボル点のレベルとの間の差分を正確に推定
できる。

【００２４】そこで、好ましくは、受信部１のリミタ増
幅された中間周波信号ＩＦ_Lを復調してシンボル点のシ
ンボル情報を識別する復号部２を更に備え、かつデータ
演算部７は、更に、復号部２の出力のシンボル情報を時
系列に記憶し、該記憶したシンボル情報列を対応する受
信レベルの遷移パターン識別情報に変換すると共に、得
られた遷移パターン識別情報に従って補正値を変更又は
生成するように構成されている。

【００２５】従って、本発明によれば、シンボル点に相
当する受信電界強度ＲＳＳＩ_Sを一層正確に推定でき
る。また図２の（Ｂ）の本発明（６）の受信電界強度検
出装置においては、受信部１は角度変調を受けた受信波
ＲＦを所定の中間周波信号に変換し、レベル検出部３は
受信部１の中間周波信号ＩＦに基づき受信レベルＲを検
出する。更に、Ａ／Ｄ変換部２０はレベル検出部３の検
出レベルＲを所定のタイミング｛例えば本発明（１），
（３）又は（４）のタイミング｝にＡ／Ｄ変換してシン
ボル点に相当する受信電界強度ＲＳＳＩ_Sを出力し、フ
ィルタ部１０はＡ／Ｄ変換部２０の出力ＲＳＳＩ_Sを平
均化する。この場合に、該フィルタ部１０はその入力Ｒ
ＳＳＩ _S又はその平均化出力ＲＳＳＩ_Aに従って時定数
を可変に構成されている。

【００２６】従って、例えば受信レベルＲが低くて不安
定なために検出した受信電界強度ＲＳＳＩ_Sが大きく変
動するような場合にはフィルタ部１０の時定数を長くし
て受信電界強度ＲＳＳＩ_Sを安定化させ、また受信レベ
ルＲが高くて安定な場合にはフィルタ部１０の時定数を
短くして安定な受信電界強度ＲＳＳＩ_Sを少ない遅延時
間で提供することが自動的に行われる。

【００２７】

【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図３は第１実施例の検
出装置を説明する図で、図３の（Ａ）は検出装置のブロ
ック図、図３の（Ｂ）はその動作タイミングチャートで
ある。

【００２８】図において、１は受信部、２は例えば（π
／４）シフトＱＰＳＫ方式による復号部２、３はレベル
検出部、４は例えば単純な遅延回路よりなるクロック生
成部（ＣＧ）、５はＡ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ）、１０はフ
ィルタ部、８はディジタルＦＩＲフィルタ、８₁はレジ
スタ（Ｚ^-1）、８₂は重み付け乗算器、８₃は加算器、
９はＲＯＭである。

【００２９】受信部１は例えば（π／４）シフトＱＰＳ
Ｋ変調を受けた受信波ＲＦを所定周波数の中間周波信号
に変換する。復号部２は受信部１のリミタ増幅された中
間周波信号ＩＦ_Lを復調すると共に、自己が同期再生し
た識別クロック信号ＤＣＫの各タイミングにシンボル点
（復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑのアイパターンの中心）
のシンボル情報Ｓを識別する。一方、レベル検出部３は
受信部１の中間周波信号ＩＦに基づき受信レベル（中間
周波信号ＩＦの包絡線）Ｒを検出する。

【００３０】受信レベルＲはそのシンボル点に相当する
タイミング以外では図示の如く様々な遷移パターンＰ₁
〜Ｐ_kで遷移するが、受信レベルＲのシンボル点
Ｓ_n-1，Ｓ _n，Ｓ_n+1の各タイミングでは略一定のレベ
ルを有する。数シンボルに渡るような比較的短時間であ
れば受信レベルＲの各シンボル点のレベルは略一定と考
えて良い。そして、この例では復号部２のシンボル点か
ら受信レベルＲのシンボル点に相当するタイミングまで
の遅延時間は一定のｄと見做している。

【００３１】クロック生成部４は復号部２の識別クロッ
ク信号ＤＣＫより所定時間ｄだけ遅れたサンプリングク
ロック信号ＳＣＫを生成し、Ａ／Ｄ変換部５は受信レベ
ルＲをサンプリングクロック信号ＳＣＫによりＡ／Ｄ変
換する。かくして、簡単な構成により１シンボル周期毎
に正確な受信電界強度ＲＳＳＩ_Sが得られる。なお、こ
の第１実施例では受信電界強度ＲＳＳＩ_Sを平滑化する
ためにフィルタ部１０を更に備えている。

【００３２】フィルタ部１０において、ＦＩＲフィルタ
８は各サンプリングクロック信号ＳＣＫに同期して受信
電界強度ＲＳＳＩ_Sを各レジスタ８₁に時系列に記憶す
ると共に、ＲＯＭ９からの重み付けデータｈ₀〜ｈ_lと
の積和を求めて、受信電界強度の移動平均値ＲＳＳＩ_A
を出力する。例えばｈ₀＝ｈ₁＝０．５で、かつ残りの
ｈ₂〜ｈ_l＝０とすると、時定数の速い移動平均値ＲＳ
ＳＩ_Aが得られる。またｈ₀〜ｈ₉＝０．１で、かつ残
りのｈ₁₀〜ｈ_l＝０とすると、時定数の遅い移動平均値
ＲＳＳＩ_Aが得られる。

【００３３】そこで、この実施例では移動平均値ＲＳＳ
Ｉ_Aが大（即ち、受信レベルＲが安定）になる程ＲＯＭ
９からは時定数の速い重み付けデータｈ₀〜ｈ_lが読み
出され、かつ移動平均値ＲＳＳＩ_Aが小（即ち、受信レ
ベルＲが不安定）になる程ＲＯＭ９からは時定数の遅い
速い重み付けデータｈ₀〜ｈ_lが読み出されるように予
めＲＯＭ９を形成しておく。これにより、フィルタ部１
０からは常に受信レベルＲに応じた安定で迅速な受信電
界強度の移動平均値ＲＳＳＩ_Aが得られる。

【００３４】なお、上記の如くＲＯＭ９のアドレス入力
に移動平均値ＲＳＳＩ_Aを入力する代わりに、受信電界
強度ＲＳＳＩ_Sを入力しても良い。また、ＲＯＭ９の入
力と出力の関係を規定するテーブルは上記の関係のもの
に限らず、受信レベルＲの大きさとその変動特性に応じ
て任意に構成できる。図４は他の実施例のクロック生成
部を説明する図である。

【００３５】図４の（Ａ）は受信レベルＲと上記遅延時
間ｄとの間の一例の関係を示している。測定により、図
示の如く、受信レベルＲが小さいと遅延時間ｄは小さ
く、また受信レベルＲが大きくなると遅延時間ｄも大き
くなる関係が得られた。受信レベルＲが小さい場合は、
線形増幅の遅れが小さく、かつ包絡線Ｒの検出も速く、
また受信レベルＲが大きくなると、線形増幅の遅れが大
きくなり、かつ包絡線Ｒの検出も遅れるためと考えられ
る。

【００３６】従って、図３の場合の如く遅延時間ｄが一
定であると、受信レベルＲの変動により該受信レベルＲ
のシンボル点のタイミングとサンプリングクロック信号
ＳＣＫとの位相がずれてくる。図４の（Ｂ）はこの実施
例のクロック生成部のブロック図で、図において４はク
ロック生成部、４１₁〜４１_Mは遅延回路、４２はセレ
クタ、４３はラッチ回路（ＬＴＣＨ）、４４はＲＯＭで
ある。

【００３７】図４の（Ａ）の受信レベルＲをＭ個の領域
ａ₁〜ａ_Mに等分又は非等分で分割すると共に、各領域
ａ₁〜ａ_Mの略中央部に対応する遅延時間をｄ₁〜ｄ_M
とすると、図４の（Ｂ）の遅延回路４１₁〜４１_Mは夫
々遅延時間ｄ₁〜ｄ_Mを有している。またＲＯＭ４４に
は受信レベルＲの各領域ａ₁〜ａ_Mに対応して遅延回路
４１₁〜４１_Mを選択するような選択データＤを予め書
き込んでおく。

【００３８】図４の（Ｃ）のタイミングチャートにおい
て、クロック生成部４に識別クロック信号ＤＣＫが入力
すると、遅延回路４１₁〜４１_Mは該識別クロック信号
ＤＣＫを夫々遅延時間ｄ₁〜ｄ_Mだけ遅延させる。一
方、ラッチ回路４３は識別クロック信号ＤＣＫによりそ
の時点に出力されている受信電界強度ＲＳＳＩ_S又はそ
の移動平均値ＲＳＳＩ_Aをラッチし、これをＲＯＭ４４
のアドレス入力に入力する。ＲＯＭ４４はその入力レベ
ルを領域ａ₁〜ａ_Mで量子化すると共に、該量子化レベ
ルに対応する遅延回路４１₁〜４１_Mの選択データＤを
読み出す。そして、セレクタ４２は選択データＤに従っ
て対応する遅延回路（この例では４１₂）のサンプリン
グクロック信号ＳＣＫを選択出力する。従って、この実
施例のサンプリングクロック信号ＳＣＫは常に受信レベ
ルＲのシンボル点のタイミングに略同期している。

【００３９】ところで、上記図４の（Ａ）の受信レベル
Ｒを大きな整数Ｍによって領域ａ₁〜ａ_Mに等分割した
ような場合には遅延回路４１₁〜４１_Mの構成が大規模
になってしまう。この点を改良したのが次の実施例であ
る。図５は更に他の実施例のクロック生成部のブロック
図で、図において４はクロック生成部、４５はＰＬＬ回
路（ＰＬＬ）、４５₁は位相検出部（ＰＤ）、４５ ₂は
ループフィルタ（ＬＰＦ）、４５₃は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、４５₄は分周器（１／Ｍ）、４６はシフト
レジスタ（ＳＲ）、４７はセレクタ（ＳＥＬ）、４８は
ラッチ回路（ＬＴＣＨ）、４９はＲＯＭである。

【００４０】クロック生成部４に識別クロック信号ＤＣ
Ｋが入力すると、ＰＬＬ回路４５は該識別クロック信号
ＤＣＫに同期した（１／Ｍ）周期のクロック信号ＰＣＫ
を生成する。シフトレジスタ４６は最初のクロック信号
ＰＣＫにより識別クロック信号ＤＣＫの１パルス信号を
出力Ｑ₁にシフトインすると共に、以後は続くクロック
信号ＰＣＫにより該１パルス信号を出力Ｑ_M+1に向けて
順次シフトする。

【００４１】一方、ラッチ回路４８は識別クロック信号
ＤＣＫによりその時点に出力されている受信電界強度Ｒ
ＳＳＩ_S又はその移動平均値ＲＳＳＩ_Aをラッチし、こ
れをＲＯＭ４９のアドレス入力に入力する。ＲＯＭ４９
はその入力レベルをＭ個の等領域ａ₁〜ａ_Mで量子化す
ると共に、該量子化レベルに対応する遅延パルス信号ｄ
₁〜ｄ_Mの選択データＤを読み出す。セレクタ４７は選
択データＤに従って対応する遅延パルス信号を選択し、
サンプリングクロック信号ＳＣＫを出力する。従って、
この実施例によれば、サンプリングクロック信号ＳＣＫ
と受信レベルＲのシンボル点のタイミングとの間のきめ
細かい同期化制御が簡単な構成により可能になる。

【００４２】図６は第２実施例の検出装置のブロック図
で、図において１は受信部、３はレベル検出部、６はレ
ベル検出部３の受信レベルＲより単独でそのシンボル点
の受信電界強度ＲＳＳＩ_Sを検出するデータ演算部、６
１はディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、６２は
ＤＳＰ６１の信号処理プログラム及び受信レベルＲの各
サンプリングデータ等を記憶するメモリ（ＭＥＭ）、６
３はラッチ回路（ＬＴＣＨ）、６４は例えば数十ＭＨ_Z
の発振器（ＯＳＣ）、６５は分周部、６６はＡ／Ｄ変換
器（Ａ／Ｄ）、６７はＦＩＦＯメモリ（ＦＩＦＯ）、６
８はＤＳＰ６１の共通バスである。

【００４３】発振器６４はマスタクロック信号ＭＣＫを
発生し、ＤＳＰ６１はマスタクロック信号ＭＣＫで動作
する。分周部６５はマスタクロック信号ＭＣＫを分周
し、１シンボル周期に相当する周期Ｔを有する割込クロ
ック信号ＩＣＫと、該割込クロック信号ＩＣＫに同期
し、かつ例えばその（１／１６）の周期を有するサンプ
リングクロック信号ＦＣＫとを形成する。

【００４４】Ａ／Ｄ変換器６６はレベル検出部３の受信
レベルＲをクロック信号ＦＣＫによりＡ／Ｄ変換（オー
バサンプリング）し、各サンプリングデータをＦＩＦＯ
メモリ６７に時系列に書き込む。ＤＳＰ６１は割込クロ
ック信号ＩＣＫの各立ち上がりでデータ処理を付勢さ
れ、ＦＩＦＯメモリ６７から１シンボル周期分のサンプ
リングデータ列を高速で読み出すと共に、以下のデータ
演算処理を行う。

【００４５】図７は第２実施例のデータ演算部の動作を
説明する図である。図示の如く、割込クロック信号ＩＣ
Ｋは独自の位相で発生している。今、ある連続した周期
Ｔ_n-1，Ｔ_nに注目すると、受信レベルＲは図示のよう
な位相で現れている。即ち、受信レベルＲのシンボル点
はＳ_n-1，Ｓ_nであり、割込クロック信号ＩＣＫとは独
立であるが、ある短い時点では、両者の間に略一定の位
相関係が保たれる。

【００４６】Ａ／Ｄ変換器６６は周期Ｔ_nの受信レベル
Ｒをクロック信号ＦＣＫによりオーバサンプリングし、
１６個分のサンプリングデータ列Ｒ_n（０）〜Ｒ_n（１
５）をＦＩＦＯメモリ６７に時系列に書き込む。なお、
一つ前の周期Ｔ_n-1の１６個分のサンプリングデータ列
Ｒ_n-1（０）〜Ｒ_n-1（１５）については前時点の処理
によって既にメモリ６２に記憶されている。そして、周
期Ｔ_n+1の割込クロック信号ＩＣＫが立ち上がるとＤＳ
Ｐ６１は周期Ｔ_nのための以下のデータ処理を行う。

【００４７】即ち、まずＤＳＰ６１は周期Ｔ_nのサンプ
リングデータ列Ｒ_n（０）〜Ｒ_n（１５）をＦＩＦＯメ
モリ６７から高速で読み出す。次にこのサンプリングデ
ータ列Ｒ_n（０）〜Ｒ_n（１５）とメモリ６２の一つ前
の周期Ｔ_n-1のサンプリングデータ列Ｒ_n-1（０）〜Ｒ
_n-1（１５）との間で各位相別の差分ΔＲ_i（ｉ＝０〜
１５）を求める。即ち、ΔＲ₁＝｜Ｒ_n-1（０）−Ｒ_n
（０）｜〜ΔＲ₁₅＝｜Ｒ_n-1（１５）−Ｒ_n（１５）｜
を求める。

【００４８】ところで、受信レベルＲは図示の如く凸状
と凹状の遷移パターンＰを繰り返すものであるから、シ
ンボル点Ｓ_n-1，Ｓ_n以外の各受信レベルＲ_n-1（ｉ）
とＲ _n（ｉ）とが一致することは無い。このため、差分
ΔＲ_iは図示の如く顕著なカーブで遷移する関係にあ
り、この例ではΔＲ₉＝｜Ｒ_n-1（９）−Ｒ_n（９）｜
で差分ΔＲ₉≒０となり、それ以外の差分ΔＲ_iはかな
り大きい。

【００４９】そこで、次にＤＳＰ６１は各差分ΔＲ₁〜
ΔＲ₁₅を比較することによりこの場合は最小のΔＲ₉を
検出し、これによってシンボル点Ｓ_nの位相ｉ＝９を検
出する。そして、この時点のサンプリングデータＲ
_n（９）を抽出し、これをラッチ回路６３にラッチす
る。かくして、データ演算部６の出力には１シンボル周
期毎に各シンボル点の正確な受信電界強度ＲＳＳ
Ｉ_Sn-1，ＲＳＳＩ_Sn，ＲＳＳＩ_Sn+1等が得られる。

【００５０】なお、ＤＳＰ６１は周期Ｔ_n-1とＴ_nとの
対応する各差分ΔＲ_iの夫々積算値ΔＲ_Aiを求め、かつ
該求めた積算値ΔＲ_Aiが最小となるような位相のサンプ
リングデータＲＳＳＩ_Sを出力するように構成されてい
ても良い。図８は第３実施例の検出装置のブロック図
で、図において１は受信部、２は復号部、３はレベル検
出部、７はデータ演算部、７１はＤＳＰ、７２はメモリ
（ＭＥＭ）、７３はラッチ回路（ＬＴＣＨ）、７４は発
振器（ＯＳＣ）、７５は分周部、７６はＡ／Ｄ変換器
（Ａ／Ｄ）、７７はＦＩＦＯメモリ（ＦＩＦＯ）、７８
はＤＳＰ７１の共通バスである。

【００５１】図９は第３実施例のデータ演算部の動作を
説明する図である。差分ΔＲ₁〜ΔＲ₁₅を比較すること
により周期Ｔ_n，Ｔ_n+1，Ｔ_n+2の各シンボル点Ｓ_n，
Ｓ_n+1，Ｓ_n+2の位置が検出されるまでは上記第２実施
例のデータ演算部６の処理と同様である。このデータ演
算部７では更に検出した位相に含まれる１シンボル周期
分のサンプリングデータ列についてその最大値、平均値
又は最小値を求め、該求めた最大値、平均値又は最小値
に必要な補正値を加えて出力する。

【００５２】即ち、周期Ｔ_nの処理に注目すると、シン
ボル点Ｓ_nの位置ｉ＝９が見つかる。従って、一つ前の
シンボル点Ｓ_n-1の位置もｉ＝９であると判断して良
い。そこで、ＤＳＰ７１はメモリ７２からサンプリング
データ列Ｒ_n-1（９）〜Ｒ_n-1（１５）及びＲ_n（０）
〜Ｒ_n（９）を読み出す。両端の各サンプリングデータ
Ｒ_n-1（９），Ｒ_n（９）は夫々シンボル点Ｓ_n-1，Ｓ
_nのサンプリングレベルＲ_Sn-1，Ｒ_Snを有しており、こ
れらは略等しい。

【００５３】次にＤＳＰ７１は、該両端のサンプリング
レベルＲ_Sn-1，Ｒ_Sn又はこれらの平均値Ａと、例えば中
央部の１又は２以上のサンプリングレベル｛この例では
Ｒ_n（０）〜Ｒ_n（２）｝又はこれらの平均値Ｂとを比
較することにより、この区間の受信レベルＲの遷移パタ
ーンＰを判別する。即ち、この例では中央部の平均値Ｂ
は両端の平均値Ａ｛＝（Ｒ_Sn-1＋Ｒ_Sn）／２｝に所定値
ΔＲ_Uを加えた値よりも大きいので、この区間の遷移パ
ターンＰは凸状と判別される。

【００５４】そこで、次にＤＳＰ７１はこの区間のサン
プリングデータ列Ｒ_n-1（１０）〜Ｒ_n-1（１５）及び
Ｒ_n（０）〜Ｒ_n（８）を比較することにより、その最
大値Ｒ_PMAXを求め、該求めた最大値Ｒ_PMAXから所定の補
正値ΔＣ_Uを差し引くことにより周期Ｔ_nの受信電界強
度ＲＳＳＩ_Snを求め、これをラッチ回路７３にラッチす
る。

【００５５】次に周期Ｔ_n+1の処理に注目すると、この
区間では中央部の平均値Ｂは両端の平均値Ａ｛＝（Ｒ_Sn
＋Ｒ_Sn+1）／２｝から所定値ΔＲ_Dを差し引いた値より
も小さいので、その遷移パターンＰは凹状と判別され
る。そこで、ＤＳＰ７１は区間のサンプリングデータ列
Ｒ_n（１０）〜Ｒ_n（１５）及びＲ_n+1（０）〜Ｒ_n+1
（８）を比較することにより、その最小値Ｒ_PMINを求
め、かつ得られた最小値Ｒ _PMINに所定の補正値ΔＣ_Dを
加えることにより周期Ｔ_n+1の受信電界強度ＲＳＳＩ
_Sn+1を形成し、これをラッチ回路７３にラッチする。

【００５６】次に周期Ｔ_n+2の処理に注目すると、この
区間では中央部の平均値Ｂは両端の平均値Ａ｛＝（Ｒ
_Sn+1＋Ｒ_Sn+2）／２｝に所定値ΔＲ_Uを加えた値よりも
大きくなく、かつ該平均値Ａから所定値ΔＲ_Dを差し引
いた値よりも小さくはない。その結果、この区間の遷移
パターンＰは略平坦と判別される。この場合のＤＳＰ７
１は例えば区間のサンプリングデータ列Ｒ_n+1（１０）
〜Ｒ_n+1（１５）及びＲ _n+2（０）〜Ｒ_n+2（８）の平
均値Ｒ_PAVEを求めることにより周期Ｔ_n+2の受信電界強
度ＲＳＳＩ_Sn+2を形成し、これをラッチ回路７３にラッ
チする。

【００５７】図１０は第３実施例のデータ演算部の補正
処理のフローチャートであり、差分ΔＲ₁〜ΔＲ₁₅を比
較することにより各周期Ｔのシンボル点Ｓの位置が検出
されとこの処理に入力する。ステップＳ１ではレジスタ
Ａに区間両端部の各シンボル点レベルの平均値をセット
する。ステップＳ２ではレジスタＢに区間中央部の平均
値をセットする。ステップＳ３ではＢ≧（Ａ＋ΔＲ_U）
か否かを判別し、ＹＥＳの場合はステップＳ４で区間の
最大値Ｒ_PMAXを検出し、これをレジスタＤにセットす
る。またＮＯの場合は更にステップＳ５でＢ≦（Ａ−Δ
Ｒ_D）か否かを判別し、ＹＥＳの場合はステップＳ６で
区間の最小値Ｒ_PMINを検出し、これをレジスタＤにセッ
トする。またＮＯの場合はステップＳ７で区間の平均値
Ｒ_PAVEを求め、これをレジスタＤにセットする。ステッ
プＳ８ではステップＳ３，Ｓ５の判別結果に従って、レ
ジスタＤの最大値Ｒ_PMAXから所定の補正値ΔＣ_Uを差し
引き、又はレジスタＤの最小値Ｒ_PMINに所定の補正値Δ
Ｃ_Dを加える。なお、レジスタＤの平均値Ｒ_PAVEには補
正を行わなくても良い。ステップＳ９ではレジスタＤの
受信電界強度ＲＳＳＩ_Sをラッチ回路７３に出力する。

【００５８】従って、第３実施例によっても正確で迅速
な受信電界強度ＲＳＳＩ_Sが得られる。なお、この第３
実施例の好ましい他の態様においては、図８に示す如く
更に復号部２を備えており、ＤＳＰ７１は復号部２の識
別クロック信号ＤＣＫにより第２の割込処理（Ｉ₂）を
付勢されて該復号部２から識別後のシンボルデータＳを
取り込み、メモリ７２に記憶する。

【００５９】上記の如くこの種の受信機では受信レベル
Ｒのシンボル点Ｓ_nは対応する復号部２のシンボル点
（シンボル識別点）よりも常に遅れているので、例えば
受信レベルＲのシンボル点Ｓ_nの受信電界強度ＲＳＳＩ
_nを検出する時点では、これに対応する復号部２のシン
ボルデータＳ_n及びそれ以前のシンボルデータＳ_n-1は
既にＤＳＰ７１に取り込まれている。

【００６０】図１０において、この実施例では例えばス
テップＳ１の処理の前にステップＳ１０の処理が挿入さ
れており、該ステップＳ１０では復号部２の連続するシ
ンボルデータ列Ｓ_n-1，Ｓ_nをこの区間の対応する受信
レベルＲの本来あるべき遷移パターンＰ_jの識別情報Ｐ
_jに変換する。これを図９で説明すると、ステップＳ１
０では復号部２のシンボルデータ列Ｓ _n-1，Ｓ_nをこの
区間の対応する受信レベルＲの遷移パターンＰ₁の識別
情報Ｐ ₁に変換する。またこの実施例では遷移パターン
の凸又は凹状の判断基準となるような閾値データΔ
Ｒ_U，ΔＲ_Dの値を共に小さく選んでおく。そして、図
１０のステップＳ８では、まず得られた遷移パターンの
識別情報Ｐ₁に従って所定の補正値ΔＣ_Uを変更し、又
は識別情報Ｐ₁に対応する補正値ΔＣ_Uを新たに生成
し、これによってレジスタＤの内容の補正を行う。

【００６１】図９において、例えば遷移パターンＰ₁に
対応する補正値をΔＣ_U1、かつ遷移パターンＰ₃に対応
する補正値をΔＣ_U3とすると、該ΔＣ_U1，ΔＣ_U3の値は
予め実測等を行うことにより補正後の各シンボル点の受
信電界強度ＲＳＳＩ_Sの誤差が最小となるような最適の
値に統計的に決定できる。こうして得られたΔＣ_U1，Δ
Ｃ_U3の間には｜ΔＣ_U1｜＞｜ΔＣ_U3｜の関係がある。

【００６２】凹状の遷移パターンについても同様であ
り、例えば遷移パターンＰ₈に対応する補正値をΔ
Ｃ_D8、かつ遷移パターンＰ₆に対応する補正値をΔＣ_D6
とすると、同様にして｜ΔＣ_D8｜＞｜ΔＣ_D6｜の関係が
ある。従って、ステップＳ８で補正された後の各受信電
界強度ＲＳＳＩ_Sn-1，ＲＳＳＩ_Sn，ＲＳＳＩ_Sn+1等は一
層正確なものとなる。

【００６３】なお、上記実施例はディジタル移動通信シ
ステムの移動局への適用例について述べたが、本発明は
基地局における受信電界強度検出にも適用できることは
明らかである。また、上記実施例では位相変調（ＰＳ
Ｋ）を受けた信号波について述べたが、周波数変調（Ｆ
ＳＫ等）を受けた信号波についても本発明を適用でき
る。また振幅が変わるが、複数段階で一定の振幅となる
ようなＱＡＭ信号波についても本発明を適用できる。

【００６４】また、上記実施例の復号部２は所謂硬判定
方式のものであるが、これに限らない。例えば過去の各
シンボル点における受信電界強度ＲＳＳＩ_Sの時系列を
加味しつつ、ビタビ復号器のような軟判定誤り訂正方式
により復号を行うような復号部２を使用しても良い。か
かる場合には受信レベルＲの各シンボル点の受信電界強
度ＲＳＳＩ_Sをシンボル毎に正確に提供できる本発明の
受信電界強度検出装置は極めて有用である。

【００６５】またこの点より、本発明はディジタル移動
通信システムに限らず、あらゆる角度変調方式の無線通
信において有用であることは明らかである。また、上記
本発明に好適なる複数の実施例を述べたが、本発明思想
を逸脱しない範囲内で、構成及び組み合わせ様々な変更
が行えることは言うまでも無い。例えば上記実施例のデ
ータ演算部６はレベル検出部３の検出レベルを１シンボ
ル周期の１／ｎの周期でサンプリングすると共に、得ら
れた少なくとも２シンボル周期分の各位相別のサンプリ
ングデータ列について夫々にシンボル周期毎の差分又は
該差分の積算値を求め、かつ該求めた差分又はその積算
値が最小となる位相のサンプリングデータを出力するも
のであるが、これに代えて、例えば得られた少なくとも
２シンボル周期分の各位相別のサンプリングデータ列に
ついて夫々にシンボル周期毎のレベルを比較し、該比較
が所定範囲内となる位相のサンプリングデータを出力す
るような変更は、本発明に含まれる。

【００６６】

【発明の効果】以上述べた如く本発明の受信電界強度検
出装置は、上記構成であるので、実用上有用な受信電界
強度を正確かつ迅速に提供できる。従って、移動通信シ
ステム、その他のあらゆる角度変調方式の無線通信に寄
与するところが極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明の原理的構成図である。

【図２】図２は本発明の原理的構成図である。

【図３】図３は第１実施例の検出装置を説明する図であ
る。

【図４】図４は他の実施例のクロック生成部を説明する
図である。

【図５】図５は更に他の実施例のクロック生成部のブロ
ック図である。

【図６】図６は第２実施例の検出装置のブロック図であ
る。

【図７】図７は第２実施例のデータ演算部の動作を説明
する図である。

【図８】図８は第３実施例の検出装置のブロック図であ
る。

【図９】図９は第３実施例のデータ演算部の動作を説明
する図である。

【図１０】図１０は第３実施例のデータ演算部の補正処
理のフローチャートである。

【図１１】図１１は従来の一例の移動機のブロック図で
ある。

【図１２】図１２は移動局の受信電界強度を説明する図
である。

【符号の説明】

１受信部２復号部３レベル検出部４クロック生成部５Ａ／Ｄ変換部６データ演算部７データ演算部１０フィルタ部２０Ａ／Ｄ変換部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】角度変調を受けた受信波を所定の中間周
波信号に変換する受信部（１）と、受信部（１）のリミタ増幅された中間周波信号を復調し
てシンボル点のシンボル情報を識別する復号部（２）
と、受信部（１）の中間周波信号に基づき受信レベルを検出
するレベル検出部（３）と、復号部（２）の識別クロック信号に所定位相で位相同期
したサンプリングクロック信号を生成するクロック生成
部（４）と、レベル検出部（３）の検出レベルをクロック生成部
（４）のサンプリングクロック信号によりＡ／Ｄ変換す
るＡ／Ｄ変換部（５）とを備え、レベル検出部（３）の検出レベルを受信レベル信号のシ
ンボル点でＡ／Ｄ変換し、受信電界強度を検出するよう
に構成したことを特徴とする受信電界強度検出装置。
【請求項２】クロック生成部（４）はＡ／Ｄ変換部
（５）の出力又はその移動平均値出力をＭ段階（Ｍは整
数）のレベルで量子化した量子化出力に従ってサンプリ
ングクロック信号の位相を変更するように構成されてい
ることを特徴とする請求項１の受信電界強度検出装置。
【請求項３】角度変調を受けた受信波を所定の中間周
波信号に変換する受信部（１）と、受信部（１）の中間周波信号に基づき受信レベルを検出
するレベル検出部（３）と、レベル検出部（３）の検出レベルを１シンボル周期の１
／ｎ（ｎは整数）の周期でサンプリングすると共に、得
られた少なくとも２シンボル周期分の各位相別のサンプ
リングデータ列について夫々にシンボル周期毎の差分又
は該差分の積算値を求め、かつ該求めた差分又はその積
算値が最小となる位相のサンプリングデータを出力する
データ演算部（６）とを備え、データ演算部（６）の出力に基づき受信レベル中のシン
ボル点の受信電界強度を検出するように構成したことを
特徴とする受信電界強度検出装置。
【請求項４】角度変調を受けた受信波を所定の中間周
波信号に変換する受信部（１）と、受信部（１）の中間周波信号に基づき受信レベルを検出
するレベル検出部（３）と、レベル検出部（３）の検出レベルを１シンボル周期の１
／ｎ（ｎは整数）の周期でサンプリングし、得られた少
なくとも２シンボル周期分の各位相別のサンプリングデ
ータ列について夫々にシンボル周期毎の差分又は該差分
の積算値を求め、かつ該求めた差分又はその積算値が最
小となる位相を検出すると共に、該検出した位相に含ま
れる１シンボル周期分のサンプリングデータ列について
その最大値、平均値又は最小値を求め、該求めた最大
値、平均値又は最小値に所定の補正値を加えて出力する
データ演算部（７）とを備え、データ演算部（７）の出力に基づき受信レベル中のシン
ボル点に相当する受信電界強度を検出するように構成し
たことを特徴とする受信電界強度検出装置。
【請求項５】受信部（１）のリミタ増幅された中間周
波信号を復調してシンボル点のシンボル情報を識別する
復号部（２）を備え、データ演算部（７）は、更に、復号部（２）の出力のシ
ンボル情報を時系列に記憶し、該記憶したシンボル情報
列を対応する受信レベルの遷移パターン識別情報に変換
すると共に、得られた遷移パターン識別情報に従って補
正値を変更又は生成するように構成されていることを特
徴とする請求項４の受信電界強度検出装置。
【請求項６】角度変調を受けた受信波を所定の中間周
波信号に変換する受信部（１）と、受信部（１）の中間周波信号に基づき受信レベルを検出
するレベル検出部（３）と、レベル検出部（３）の検出レベルを所定のタイミングに
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部（２０）と、Ａ／Ｄ変換部（２０）の出力を平均化するフィルタ部
（１０）とを備え、フィルタ部（１０）はその入力又は平均化出力に従って
時定数を可変に構成されていることを特徴とする受信電
界強度検出装置。