JPH07327997A - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
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- JPH07327997A JPH07327997A JP6133276A JP13327694A JPH07327997A JP H07327997 A JPH07327997 A JP H07327997A JP 6133276 A JP6133276 A JP 6133276A JP 13327694 A JP13327694 A JP 13327694A JP H07327997 A JPH07327997 A JP H07327997A
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- signal
- receiving circuit
- ultrasonic
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- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 超音波診断装置において、広い周波数にわた
って良好なＳ／Ｎ比を実現する。 【構成】 ケーブルの特性インピーダンスを前記受信回
路の入力部能動素子の入力インピーダンスで終端整合す
る。また、入力部能動素子の入力インピーダンスを可変
可能とする。
って良好なＳ／Ｎ比を実現する。 【構成】 ケーブルの特性インピーダンスを前記受信回
路の入力部能動素子の入力インピーダンスで終端整合す
る。また、入力部能動素子の入力インピーダンスを可変
可能とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、超音波プローブによっ
て超音波の送受波を行う超音波診断装置に関し、特に受
信信号の伝達経路において高忠実度の信号伝達時におけ
る信号対雑音比の改善に関する。
て超音波の送受波を行う超音波診断装置に関し、特に受
信信号の伝達経路において高忠実度の信号伝達時におけ
る信号対雑音比の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】超音波の送受波により断層画像やドプラ
画像を表示する超音波診断装置が知られている。超音波
診断装置は、大別して超音波診断装置本体（以下、本体
という）とその本体にケーブルによって接続された超音
波プローブとで構成される。すなわち、本体の送信回路
から超音波プローブへ送信信号が供給され、超音波プロ
ーブに内蔵された超音波振動子から超音波が送波され
る。一方、生体内からの反射波は超音波振動子で受波さ
れ、受信信号がケーブルを介して本体の受信回路へ伝達
される。
画像を表示する超音波診断装置が知られている。超音波
診断装置は、大別して超音波診断装置本体（以下、本体
という）とその本体にケーブルによって接続された超音
波プローブとで構成される。すなわち、本体の送信回路
から超音波プローブへ送信信号が供給され、超音波プロ
ーブに内蔵された超音波振動子から超音波が送波され
る。一方、生体内からの反射波は超音波振動子で受波さ
れ、受信信号がケーブルを介して本体の受信回路へ伝達
される。
【０００３】従来の一般的な超音波診断装置の送受信回
路は、図９、図１０および図１１に示すような回路であ
る。
路は、図９、図１０および図１１に示すような回路であ
る。
【０００４】図９において、振動子１には、ケーブル２
を通して送信駆動回路７が接続され、振動子１に送信駆
動回路７より高圧パルスが印加され、超音波パルスが生
体内へ送波される。
を通して送信駆動回路７が接続され、振動子１に送信駆
動回路７より高圧パルスが印加され、超音波パルスが生
体内へ送波される。
【０００５】被検体内で反射された超音波エコーは、振
動子１で受波されて再び電気信号に変換される。そし
て、ケーブル２を通して負荷抵抗３の両端に受信信号が
発生する。負荷抵抗３の両端に発生した受信信号は、受
信回路５で増幅され、その信号出力は、映像化等のため
の信号処理回路（図示せず）に送られる。
動子１で受波されて再び電気信号に変換される。そし
て、ケーブル２を通して負荷抵抗３の両端に受信信号が
発生する。負荷抵抗３の両端に発生した受信信号は、受
信回路５で増幅され、その信号出力は、映像化等のため
の信号処理回路（図示せず）に送られる。
【０００６】なお、図９の６は、送受信分離回路であ
り、受信時に送信駆動回路７が負荷抵抗３の負荷となら
ないように分離する。その回路は、例えば２ケのダイオ
ードを逆極性に並列接続して構成される。
り、受信時に送信駆動回路７が負荷抵抗３の負荷となら
ないように分離する。その回路は、例えば２ケのダイオ
ードを逆極性に並列接続して構成される。
【０００７】ところで、受信時において、超音波プロー
ブは、超音波の反射波を受波して電気信号に変換する働
きを有するため、装置本体側から見れば一種の信号源と
見ることができる。また、この従来方式では、負荷抵抗
３に生じる電圧を検出することが行われるため電圧伝達
経路と見ることができる。
ブは、超音波の反射波を受波して電気信号に変換する働
きを有するため、装置本体側から見れば一種の信号源と
見ることができる。また、この従来方式では、負荷抵抗
３に生じる電圧を検出することが行われるため電圧伝達
経路と見ることができる。
【０００８】電圧伝達経路における一般的原則からすれ
ば、信号損失の見知より、信号源側の出力インピーダン
スは負荷抵抗３に比べて低いほど良く、負荷抵抗３に並
列に入る受信回路の入力インピーダンスは負荷抵抗３に
比べて十分高いことが望まれる。
ば、信号損失の見知より、信号源側の出力インピーダン
スは負荷抵抗３に比べて低いほど良く、負荷抵抗３に並
列に入る受信回路の入力インピーダンスは負荷抵抗３に
比べて十分高いことが望まれる。
【０００９】しかしながら、振動子の出力インピーダン
スが割合に高く、このためケーブルを含む電圧伝達経路
の容量の影響を受け、超音波パルスの広い周波数にわた
って歪の少ない高忠実度の信号伝達を行うことができな
くなると共に、受信信号の損失が大きくなり信号対雑音
比（Ｓ／Ｎ比）が劣化する傾向にある。
スが割合に高く、このためケーブルを含む電圧伝達経路
の容量の影響を受け、超音波パルスの広い周波数にわた
って歪の少ない高忠実度の信号伝達を行うことができな
くなると共に、受信信号の損失が大きくなり信号対雑音
比（Ｓ／Ｎ比）が劣化する傾向にある。
【００１０】図１０は、従来方式の他の一つで、負荷抵
抗３と並列にインダクタンス４が接続された回路で、そ
の他の構成および作用は図９と同じである。
抗３と並列にインダクタンス４が接続された回路で、そ
の他の構成および作用は図９と同じである。
【００１１】インダクタンス４は、振動子１と負荷抵抗
３に対して並列に接続され、振動子１の電極間容量およ
びケーブル２の等価容量と並列共振回路を構成し、上記
容量により受信信号がバイパスされて負荷抵抗３の受信
信号が減少することを補償するものである。
３に対して並列に接続され、振動子１の電極間容量およ
びケーブル２の等価容量と並列共振回路を構成し、上記
容量により受信信号がバイパスされて負荷抵抗３の受信
信号が減少することを補償するものである。
【００１２】この従来方式においては、図９と同様に、
負荷抵抗３の両端に生じる電圧を検出することが行われ
るため電圧伝達経路と見ることができる。
負荷抵抗３の両端に生じる電圧を検出することが行われ
るため電圧伝達経路と見ることができる。
【００１３】従って、負荷抵抗３と並列に入る受信回路
５の入力インピーダンスは負荷抵抗３に比べて十分高い
ことが望まれる。さらに、負荷抵抗３による損失を少な
くするためには、負荷抵抗３の抵抗値を振動子１の出力
インピーダンスより十分高くすることが望まれる。
５の入力インピーダンスは負荷抵抗３に比べて十分高い
ことが望まれる。さらに、負荷抵抗３による損失を少な
くするためには、負荷抵抗３の抵抗値を振動子１の出力
インピーダンスより十分高くすることが望まれる。
【００１４】しかしながら、上記インダクタンス４を用
いた補償あるいは整合回路の周波数特性（帯域特性）
は、共振特性を利用しているため共振回路のＱ値によっ
て変化する。
いた補償あるいは整合回路の周波数特性（帯域特性）
は、共振特性を利用しているため共振回路のＱ値によっ
て変化する。
【００１５】例えば、共振回路のＱ値を大きくすると負
荷抵抗３の両端の受信信号は増加するが、周波数特性が
制限されるため受信信号である超音波パルスの持続時間
が長くなり分解能が悪化する。
荷抵抗３の両端の受信信号は増加するが、周波数特性が
制限されるため受信信号である超音波パルスの持続時間
が長くなり分解能が悪化する。
【００１６】従って、共振回路のＱ値を所望の範囲とす
るため負荷抵抗３の抵抗値をあまり高くできない。
るため負荷抵抗３の抵抗値をあまり高くできない。
【００１７】上記により負荷抵抗３は、振動子１の出力
インピーダンスより十分高くできないので、負荷抵抗３
から発生する熱雑音が新たな雑音源となってＳ／Ｎ比が
劣化する傾向にある。さらに、送受信回路をＩＣ（集積
回路）化するに際しては、インダクタンスを無くすこと
が望ましい。
インピーダンスより十分高くできないので、負荷抵抗３
から発生する熱雑音が新たな雑音源となってＳ／Ｎ比が
劣化する傾向にある。さらに、送受信回路をＩＣ（集積
回路）化するに際しては、インダクタンスを無くすこと
が望ましい。
【００１８】図１１は、図９および図１０の従来方式の
問題点を改善した従来方式の他の一つで、ケーブル２の
特性インピーダンスＺ0 を負荷抵抗３で終端整合したも
ので、その他の構成および作用は図９と同じである。
問題点を改善した従来方式の他の一つで、ケーブル２の
特性インピーダンスＺ0 を負荷抵抗３で終端整合したも
ので、その他の構成および作用は図９と同じである。
【００１９】この従来方式においては、電圧伝達経路の
一般的原則に従ってケーブル２を負荷抵抗３で終端整合
したものであり、受信回路の入力インピーダンスは負荷
抵抗３に対して十分高く設定される。
一般的原則に従ってケーブル２を負荷抵抗３で終端整合
したものであり、受信回路の入力インピーダンスは負荷
抵抗３に対して十分高く設定される。
【００２０】従って、ケーブルを含む電圧伝達経路の容
量の影響を最少限にすることができるので、超音波パル
スの広い周波数にわたって歪の少ない高忠実度の信号伝
達を行うことができる。
量の影響を最少限にすることができるので、超音波パル
スの広い周波数にわたって歪の少ない高忠実度の信号伝
達を行うことができる。
【００２１】しかしながら、負荷抵抗３により終端整合
したものであるため、負荷抵抗３が新たな雑音源となり
Ｓ／Ｎ比が劣化する。Ｓ／Ｎ比の劣化は、映像化される
超音波画像の画質低下の原因となることは言うまでもな
い。
したものであるため、負荷抵抗３が新たな雑音源となり
Ｓ／Ｎ比が劣化する。Ｓ／Ｎ比の劣化は、映像化される
超音波画像の画質低下の原因となることは言うまでもな
い。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
受信信号の伝達経路においては、超音波パルスの広い周
波数にわたって十分なＳ／Ｎ比を得ることができなかっ
た。
受信信号の伝達経路においては、超音波パルスの広い周
波数にわたって十分なＳ／Ｎ比を得ることができなかっ
た。
【００２３】本発明は、上記従来の課題に鑑みなされた
ものであり、ケーブルを含む電圧伝達経路の容量などに
よる影響をインダクタンスあるいは負荷抵抗素子（受動
素子）などを用いずに、超音波パルスの広い周波数にわ
たって歪の少ない高忠実度の信号伝達と共に良好なＳ／
Ｎ比で増幅を行い得る超音波診断装置を提供することを
目的とする。
ものであり、ケーブルを含む電圧伝達経路の容量などに
よる影響をインダクタンスあるいは負荷抵抗素子（受動
素子）などを用いずに、超音波パルスの広い周波数にわ
たって歪の少ない高忠実度の信号伝達と共に良好なＳ／
Ｎ比で増幅を行い得る超音波診断装置を提供することを
目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、ケー
ブルの容量を含む信号伝達経路を、受信回路の入力部能
動素子の等価入力インピーダンスで終端整合すると共に
受信信号の増幅を行うものである。
ブルの容量を含む信号伝達経路を、受信回路の入力部能
動素子の等価入力インピーダンスで終端整合すると共に
受信信号の増幅を行うものである。
【００２５】以上の構成によれば、ケーブルの終端に雑
音発生源としての負荷抵抗を接続する必要がなくなり、
また上記容量の影響を最少限にすることができるので、
超音波パルスの広い周波数にわたって歪の少ない高忠実
度の信号伝達と共にＳ／Ｎ比を良好にできる。ここで、
能動素子は、例えばトランジスタやＦＥＴなどの素子で
あり、受信信号の増幅を行う回路として、例えばそのよ
うな素子を含む並列帰還形アンプが利用される。
音発生源としての負荷抵抗を接続する必要がなくなり、
また上記容量の影響を最少限にすることができるので、
超音波パルスの広い周波数にわたって歪の少ない高忠実
度の信号伝達と共にＳ／Ｎ比を良好にできる。ここで、
能動素子は、例えばトランジスタやＦＥＴなどの素子で
あり、受信信号の増幅を行う回路として、例えばそのよ
うな素子を含む並列帰還形アンプが利用される。
【００２６】また、必要に応じて能動素子の入力インピ
ーダンスを可変できる。例えば、利得補償（ＳＴＣ）や
指向性改善（ウェイティング）などを行う場合は、整合
状態を基準として入力インピーダンスを可変すれば、伝
達関数（システム利得）を制御できるのでその目的を達
成することができる。
ーダンスを可変できる。例えば、利得補償（ＳＴＣ）や
指向性改善（ウェイティング）などを行う場合は、整合
状態を基準として入力インピーダンスを可変すれば、伝
達関数（システム利得）を制御できるのでその目的を達
成することができる。
【００２７】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面に基づい
て説明する。
て説明する。
【００２８】図１は本発明の実施例を示す回路で、図２
はその回路を簡略化して示した等価回路を示している。
はその回路を簡略化して示した等価回路を示している。
【００２９】図２において、Ｒs は受信回路から見た信
号源インピーダンス、Ｅnsは信号源Ｒs の熱雑音、Ｖs
は信号源の信号、Ｃp は振動子の電極間容量とケーブル
の入力端が非整合状態におけるケーブルを含む信号伝達
経路の容量、Ｅnaは受信回路の入力等価電圧雑音源、Ｉ
naは受信回路の入力等価電流雑音源、Ｚi は受信回路の
入力インピーダンス、Ａv は受信回路の利得、Ｅnoは受
信回路出力側における全雑音電圧、Ｖsoは受信回路出力
側の信号電圧である。
号源インピーダンス、Ｅnsは信号源Ｒs の熱雑音、Ｖs
は信号源の信号、Ｃp は振動子の電極間容量とケーブル
の入力端が非整合状態におけるケーブルを含む信号伝達
経路の容量、Ｅnaは受信回路の入力等価電圧雑音源、Ｉ
naは受信回路の入力等価電流雑音源、Ｚi は受信回路の
入力インピーダンス、Ａv は受信回路の利得、Ｅnoは受
信回路出力側における全雑音電圧、Ｖsoは受信回路出力
側の信号電圧である。
【００３０】ここで、受信回路の入力部能動素子の等価
回路は図４で表されるものとする。なお、ここでは図示
していないが、ケーブルと受信回路に入るその他の要
素、例えば高圧パルスに対して受信回路を保護する高圧
保護回路の直列インピーダンス分とその熱雑音はそれぞ
れＺi 、Ｅnaに含まれるものとする。
回路は図４で表されるものとする。なお、ここでは図示
していないが、ケーブルと受信回路に入るその他の要
素、例えば高圧パルスに対して受信回路を保護する高圧
保護回路の直列インピーダンス分とその熱雑音はそれぞ
れＺi 、Ｅnaに含まれるものとする。
【００３１】
【数１】 であり、ここで、１／jwＣp ＝Ｚp とおいて、
【数２】 となる。伝達関数をＫt とすると
【数３】 となり、等価入力雑音電圧（すべての雑音源を信号源側
へ置換した値）Ｅniは
へ置換した値）Ｅniは
【数４】 となる。雑音係数Ｆは
【数５】 である。ここで、Ｅns 2 ＝４k ＴΔｆ・Ｒs であるか
ら、
ら、
【数６】 となる。ここで、受信回路の入力インピーダンスＺi と
従来方式である図１１の負荷抵抗３によるＳ／Ｎ比の変
化に着目していることにより、受信回路入力部のＺi 以
外の項をＥna＝０、Ｉna＝０として消去すると（６）式
は次のように簡略化される。
従来方式である図１１の負荷抵抗３によるＳ／Ｎ比の変
化に着目していることにより、受信回路入力部のＺi 以
外の項をＥna＝０、Ｉna＝０として消去すると（６）式
は次のように簡略化される。
【００３２】
【数７】 （８）式はケーブルの出力端に受信回路入力部のＺi を
接続してもＳ／Ｎ比が劣化しないことを表している。
接続してもＳ／Ｎ比が劣化しないことを表している。
【００３３】従って、ケーブルを受信回路入力部のイン
ピーダンスで終端整合を行うことによって、ケーブルを
含む信号伝達経路上の容量の影響を最少限にすることが
でき、超音波パルスの広い周波数にわたって歪の少ない
高忠実度の信号伝達と共に良好なＳ／Ｎ比で増幅を行う
ことが可能となる。
ピーダンスで終端整合を行うことによって、ケーブルを
含む信号伝達経路上の容量の影響を最少限にすることが
でき、超音波パルスの広い周波数にわたって歪の少ない
高忠実度の信号伝達と共に良好なＳ／Ｎ比で増幅を行う
ことが可能となる。
【００３４】なお、図３は受信回路入力部増幅素子の等
価回路で、ここでは一例としてトランジスタのエミッタ
接地ハイブリッドπ型等価回路を示してある。また、図
４は図３を２つの独立した電圧雑音源Ｅnaと電流雑音源
Ｉnaで示したときの等価回路であり、それぞれはＮＥＣ
の半導体データブック「シリコン小信号トランジスタ・
ダイオード」／１９８９，５９６ページより引用したも
のである。
価回路で、ここでは一例としてトランジスタのエミッタ
接地ハイブリッドπ型等価回路を示してある。また、図
４は図３を２つの独立した電圧雑音源Ｅnaと電流雑音源
Ｉnaで示したときの等価回路であり、それぞれはＮＥＣ
の半導体データブック「シリコン小信号トランジスタ・
ダイオード」／１９８９，５９６ページより引用したも
のである。
【００３５】次に、受信回路入力部の入力インピーダン
スＺi を実現するための実施例について具体的に説明す
る。
スＺi を実現するための実施例について具体的に説明す
る。
【００３６】図５の受信回路は、トランジスタを用いた
エミッタ接地型の増幅回路で構成され、ＴＲ1 の入力イ
ンピーダンスＲi は、ＴＲ1 自身の入力インピーダンス
と帰還抵抗ＲF を利得で割った値との並列和となり、通
常、後者の方を十分低くできるのでＲF の抵抗値を適切
に選ぶことにより容易に所望の入力インピーダンスを得
ることができる。
エミッタ接地型の増幅回路で構成され、ＴＲ1 の入力イ
ンピーダンスＲi は、ＴＲ1 自身の入力インピーダンス
と帰還抵抗ＲF を利得で割った値との並列和となり、通
常、後者の方を十分低くできるのでＲF の抵抗値を適切
に選ぶことにより容易に所望の入力インピーダンスを得
ることができる。
【００３７】ＲA1、Ｄ1 、ＲA2は、高圧パルスに対して
受信回路を保護する高圧保護回路で、Ｄ1 は受信時にＲ
A1とＲA2により適切なバイアス電流が流されておりオン
状態となっている。このときの動作インピーダンスをｒ
ｆとする。ここでＲA1、ＲA2はＲi に対して十分高く設
定される。
受信回路を保護する高圧保護回路で、Ｄ1 は受信時にＲ
A1とＲA2により適切なバイアス電流が流されておりオン
状態となっている。このときの動作インピーダンスをｒ
ｆとする。ここでＲA1、ＲA2はＲi に対して十分高く設
定される。
【００３８】従って、高圧保護回路の直列インピーダン
ス分を含んだ受信回路の入力インピーダンスＺi はｒｆ
とＲi の和として求められる。
ス分を含んだ受信回路の入力インピーダンスＺi はｒｆ
とＲi の和として求められる。
【００３９】図６の受信回路は、トランジスタを用いた
ベース接地型の増幅回路で構成され、ＴＲ1 の入力イン
ピーダンスＲi は、常温において、ほぼ２６（ｍｖ）／
ＩE（ｍＡ）で求められ、ＩE の値により容易に所望の
入力インピーダンスを得ることができる。ここで、ＩE
はＴＲ1 のエミッタ電流である。
ベース接地型の増幅回路で構成され、ＴＲ1 の入力イン
ピーダンスＲi は、常温において、ほぼ２６（ｍｖ）／
ＩE（ｍＡ）で求められ、ＩE の値により容易に所望の
入力インピーダンスを得ることができる。ここで、ＩE
はＴＲ1 のエミッタ電流である。
【００４０】ＲA 、Ｄ1 は高圧保護回路で、Ｄ1 は受信
時にＲA （ＲA ＞＞Ｒi ）により適切なバイアス電流が
流されており、オン状態となっている。このときの動作
インピーダンスをｒｆとすると、高圧保護回路の直列イ
ンピーダンス分を含んだ受信回路の入力インピーダンス
Ｚi はｒｆとＲi の和として求められる。
時にＲA （ＲA ＞＞Ｒi ）により適切なバイアス電流が
流されており、オン状態となっている。このときの動作
インピーダンスをｒｆとすると、高圧保護回路の直列イ
ンピーダンス分を含んだ受信回路の入力インピーダンス
Ｚi はｒｆとＲi の和として求められる。
【００４１】図７の受信回路は、演算増幅器（ＯＰＡＭ
Ｐ）を用いた反転増幅回路で構成され、ＯＰＡＭＰの入
力インピーダンスＲi は、帰還抵抗ＲF を利得で割った
値となり、ＲF の抵抗値を適切に選ぶことにより所望の
入力インピーダンスを得ることができる。ＲA 、Ｄ1 は
高圧保護回路で、Ｄ1 は受信時にＲA （ＲA ＞＞Ｒi）
により適切なバイアス電流が流されており、オン状態と
なっている。このときの動作インピーダンスをｒｆとす
ると、高圧保護回路の直列インピーダンス分を含んだ受
信回路の入力インピーダンスＺi は、ｒｆとＲi の和と
して求められる。
Ｐ）を用いた反転増幅回路で構成され、ＯＰＡＭＰの入
力インピーダンスＲi は、帰還抵抗ＲF を利得で割った
値となり、ＲF の抵抗値を適切に選ぶことにより所望の
入力インピーダンスを得ることができる。ＲA 、Ｄ1 は
高圧保護回路で、Ｄ1 は受信時にＲA （ＲA ＞＞Ｒi）
により適切なバイアス電流が流されており、オン状態と
なっている。このときの動作インピーダンスをｒｆとす
ると、高圧保護回路の直列インピーダンス分を含んだ受
信回路の入力インピーダンスＺi は、ｒｆとＲi の和と
して求められる。
【００４２】図８は受信回路の入力インピーダンスを可
変可能とした実施例である。超音波エコーの被検体にお
ける深さ方向の減衰に対する利得補償（ＳＴＣ）、ある
いはアレイ型超音波プローブにおいて送受信における超
音波ビームの指向性に対して、広いダイナミックレンジ
にわたって方位方向の分解能を向上させるためにウェイ
ティング（重み付け）による改善が行われる。受信時に
対するウェイティングは、各振動子に対応した受信回路
の利得をウェイティング量に従って個別に設定する必要
がある。
変可能とした実施例である。超音波エコーの被検体にお
ける深さ方向の減衰に対する利得補償（ＳＴＣ）、ある
いはアレイ型超音波プローブにおいて送受信における超
音波ビームの指向性に対して、広いダイナミックレンジ
にわたって方位方向の分解能を向上させるためにウェイ
ティング（重み付け）による改善が行われる。受信時に
対するウェイティングは、各振動子に対応した受信回路
の利得をウェイティング量に従って個別に設定する必要
がある。
【００４３】上記内容は図１の等価回路である図２にお
いて、伝達関数（システム利得）の式（３）により受信
回路の入力インピーダンスあるいは受信回路の利得（裸
の利得）を制御することによって実現できることが明ら
かである。
いて、伝達関数（システム利得）の式（３）により受信
回路の入力インピーダンスあるいは受信回路の利得（裸
の利得）を制御することによって実現できることが明ら
かである。
【００４４】ここでは、受信回路の入力インピーダンス
を可変する場合について説明する。例えば、初めにＴＲ
1 の直流動作点を図１の等価回路である図２において、
雑音が最小となるように直流負帰還ＲFDC が設定され
る。
を可変する場合について説明する。例えば、初めにＴＲ
1 の直流動作点を図１の等価回路である図２において、
雑音が最小となるように直流負帰還ＲFDC が設定され
る。
【００４５】次にケーブルに対して受信回路の入力イン
ピーダンスが終端整合するように交流負帰還ＲFAC を独
立に設定する。
ピーダンスが終端整合するように交流負帰還ＲFAC を独
立に設定する。
【００４６】上記設定状態を基準として、交流負帰還回
路側のＲ3 の値を増減させるとＴＲ4 の増幅度が逆比例
的に増減し同様に負帰還量ＲFAC が増減するので、受信
回路の入力インピーダンスをＲ3 の変化に対して逆比例
的に増減させることができる。
路側のＲ3 の値を増減させるとＴＲ4 の増幅度が逆比例
的に増減し同様に負帰還量ＲFAC が増減するので、受信
回路の入力インピーダンスをＲ3 の変化に対して逆比例
的に増減させることができる。
【００４７】ここでは図示しないが、Ｒ3 の可変は手動
または自動でもよく、診断装置本体側映像化等の信号処
理回路（ＣＰＵ等）の制御信号によって自動的に設定可
能なことは言うまでもない。
または自動でもよく、診断装置本体側映像化等の信号処
理回路（ＣＰＵ等）の制御信号によって自動的に設定可
能なことは言うまでもない。
【００４８】なお、上記実施例における受信回路入力部
の能動素子をバイポーラトランジスタおよび演算増幅器
等の例で示したが、電界効果トランジスタを適用するこ
とができることは言うまでもない。
の能動素子をバイポーラトランジスタおよび演算増幅器
等の例で示したが、電界効果トランジスタを適用するこ
とができることは言うまでもない。
【００４９】また、信号伝達経路は図５、図６および図
７より明らかなように、電圧伝達経路および電流伝達経
路のいずれにても作用することは言うまでもない。
７より明らかなように、電圧伝達経路および電流伝達経
路のいずれにても作用することは言うまでもない。
【００５０】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
受信信号である超音波パルスを広い周波数にわたって歪
の少ない高忠実度の伝達と共に良好なＳ／Ｎ比で増幅を
行うことができる。
受信信号である超音波パルスを広い周波数にわたって歪
の少ない高忠実度の伝達と共に良好なＳ／Ｎ比で増幅を
行うことができる。
【００５１】さらに、そのために従来必要としていた素
子等を用いることなくむしろ補償あるいは整合用のイン
ダクタンスを不要とすることができるなど、実用上きわ
めて有効な効果を得ることができる。
子等を用いることなくむしろ補償あるいは整合用のイン
ダクタンスを不要とすることができるなど、実用上きわ
めて有効な効果を得ることができる。
【００５２】また、専用の外部処理回路を付加すること
なく受信回路の入力インピーダンスを可変することによ
って、深さ方向の利得補償および受信時の超音波ビーム
の指向性に対するウェイティングが行えるので、広いダ
イナミックレンジにわたって分解能の良い超音波エコー
を映像化することができる。
なく受信回路の入力インピーダンスを可変することによ
って、深さ方向の利得補償および受信時の超音波ビーム
の指向性に対するウェイティングが行えるので、広いダ
イナミックレンジにわたって分解能の良い超音波エコー
を映像化することができる。
【００５３】この効果は振動子が微細化、高周波化等に
なるほど、また１本の超音波プローブで複数の周波数を
同時にまたは切り替えて行なう送受信時にきわめて有効
であり、簡単な構成にして高性能の装置を得ることがで
きるなどの優れた特徴を有するものである。
なるほど、また１本の超音波プローブで複数の周波数を
同時にまたは切り替えて行なう送受信時にきわめて有効
であり、簡単な構成にして高性能の装置を得ることがで
きるなどの優れた特徴を有するものである。
【００５４】さらに、インダクタンス等の素子を用いて
いないためＩＣ（集積回路）化が容易に可能で、回路の
小形化およびコストの低減にも有効に機能する。
いないためＩＣ（集積回路）化が容易に可能で、回路の
小形化およびコストの低減にも有効に機能する。
【図１】本発明に係る受信回路の基本構成を示す図であ
る。
る。
【図２】図１に示す回路の等価回路を示す図である。
【図３】受信回路入力部増幅素子の等価回路を示す図で
ある。
ある。
【図４】図３の回路を２つの独立した電圧雑音源Ｅnaと
電流雑音源Ｉnaで示したときの等価回路を示す図であ
る。
電流雑音源Ｉnaで示したときの等価回路を示す図であ
る。
【図５】トランジスタを用いたエミッタ接地型の増幅回
路で構成された入力回路を示す図である。
路で構成された入力回路を示す図である。
【図６】トランジスタを用いたベース接地型の増幅回路
で構成され入力回路を示す図である。
で構成され入力回路を示す図である。
【図７】演算増幅器（ＯＰＡＭＰ）を用いた反転増幅回
路で構成された入力回路を示す図である。
路で構成された入力回路を示す図である。
【図８】受信回路の入力インピーダンスを可変可能とし
た実施例を示す図である。
た実施例を示す図である。
【図９】従来の超音波診断装置の送受信回路を示す図で
ある。
ある。
【図１０】従来の超音波診断装置の送受信回路を示す図
である。
である。
【図１１】従来の超音波診断装置の送受信回路を示す図
である。
である。
１ 超音波振動子 ２ ケーブル ３ 負荷抵抗 ５ 受信回路 ６ 送受信分離回路 ７ 送信駆動回路
Claims (2)
- 【請求項１】 超音波を送受波する振動子を有する超音
波プローブと、受信信号を増幅する受信回路と、前記超
音波プローブと前記受信回路とを接続するケーブルと、
を含む超音波診断装置において、 前記ケーブルの特性インピーダンスを前記受信回路の入
力部能動素子の入力インピーダンスで終端整合したこと
を特徴とする超音波診断装置。 - 【請求項２】 前記入力部能動素子の入力インピーダン
スを可変に制御したことを特徴とする請求項１記載の超
音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6133276A JP2790776B2 (ja) | 1994-06-15 | 1994-06-15 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6133276A JP2790776B2 (ja) | 1994-06-15 | 1994-06-15 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07327997A true JPH07327997A (ja) | 1995-12-19 |
| JP2790776B2 JP2790776B2 (ja) | 1998-08-27 |
Family
ID=15100855
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6133276A Expired - Fee Related JP2790776B2 (ja) | 1994-06-15 | 1994-06-15 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2790776B2 (ja) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01160535A (ja) * | 1987-12-17 | 1989-06-23 | Toshiba Corp | 超音波診断装置 |
| JPH02262053A (ja) * | 1989-04-03 | 1990-10-24 | Fuji Electric Co Ltd | 超音波診断装置 |
| JPH02300686A (ja) * | 1989-05-16 | 1990-12-12 | Hitachi Medical Corp | 遅延線及びこの遅延線を用いた超音波診断装置 |
| JPH0630934A (ja) * | 1992-07-20 | 1994-02-08 | Fujitsu Ltd | 超音波探触子 |
-
1994
- 1994-06-15 JP JP6133276A patent/JP2790776B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01160535A (ja) * | 1987-12-17 | 1989-06-23 | Toshiba Corp | 超音波診断装置 |
| JPH02262053A (ja) * | 1989-04-03 | 1990-10-24 | Fuji Electric Co Ltd | 超音波診断装置 |
| JPH02300686A (ja) * | 1989-05-16 | 1990-12-12 | Hitachi Medical Corp | 遅延線及びこの遅延線を用いた超音波診断装置 |
| JPH0630934A (ja) * | 1992-07-20 | 1994-02-08 | Fujitsu Ltd | 超音波探触子 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2790776B2 (ja) | 1998-08-27 |
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