JPS61181959A - 超音波装置における信号検出装置 - Google Patents
超音波装置における信号検出装置Info
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- JPS61181959A JPS61181959A JP60021763A JP2176385A JPS61181959A JP S61181959 A JPS61181959 A JP S61181959A JP 60021763 A JP60021763 A JP 60021763A JP 2176385 A JP2176385 A JP 2176385A JP S61181959 A JPS61181959 A JP S61181959A
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- Japan
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 13
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 2
- 238000002604 ultrasonography Methods 0.000 claims 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
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- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01H—MEASUREMENT OF MECHANICAL VIBRATIONS OR ULTRASONIC, SONIC OR INFRASONIC WAVES
- G01H11/00—Measuring mechanical vibrations or ultrasonic, sonic or infrasonic waves by detecting changes in electric or magnetic properties
- G01H11/06—Measuring mechanical vibrations or ultrasonic, sonic or infrasonic waves by detecting changes in electric or magnetic properties by electric means
- G01H11/08—Measuring mechanical vibrations or ultrasonic, sonic or infrasonic waves by detecting changes in electric or magnetic properties by electric means using piezoelectric devices
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、超音波のエコー信号を利用した診断あるいは
検査装置に係り、特にエコー信号の検出回路方式に関す
るものである。
検査装置に係り、特にエコー信号の検出回路方式に関す
るものである。
超音波診断装置に代表されるような、超音波のエコーを
利用した診断あるいは検査装置等に於ける超音波の送受
波回路は、従来第１図に示すような回路方式が用いられ
ている。圧電素子１０にはケーブル２ｏを通してドライ
ブ電源３ｏが接続され、圧電素子１０に高圧パルスが印
加され、超音波パルスが印加される。対象物で反射され
た超音波エコーは、圧電素子１０で再び電気信号に変換
され、ケーブル２０を通し、負荷抵抗４０に生じた受波
電圧は、増幅器４１で増幅されて、その出力は映像化等
の信号処理回路（第１図には描いてない）に送られる。
利用した診断あるいは検査装置等に於ける超音波の送受
波回路は、従来第１図に示すような回路方式が用いられ
ている。圧電素子１０にはケーブル２ｏを通してドライ
ブ電源３ｏが接続され、圧電素子１０に高圧パルスが印
加され、超音波パルスが印加される。対象物で反射され
た超音波エコーは、圧電素子１０で再び電気信号に変換
され、ケーブル２０を通し、負荷抵抗４０に生じた受波
電圧は、増幅器４１で増幅されて、その出力は映像化等
の信号処理回路（第１図には描いてない）に送られる。
ここでインダクタンス５０は。
圧電素子１０に対して並列に接続され、圧電素子１０の
電極間容量およびケーブル２０の等価容量と並列共振回
路を構成し、上記容量により受波信号がバイパスされて
、負荷抵抗４０の受波出力電圧が減少することを補償す
る。上記補償回路のインダクタンスは、第１図に示す位
置の他にケーブルを通った圧電素子側に並列に入れたり
、あるいは直列に入れたりする場合など種々検討されて
いる。これら補償あるいは整合回路の方式や効果等につ
いては１種々検討されており、例えばＩＲＥＴｒａｎｓ
ａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ Ｅｎ
ｇｉｎｅｅｒｉｎｇ。
電極間容量およびケーブル２０の等価容量と並列共振回
路を構成し、上記容量により受波信号がバイパスされて
、負荷抵抗４０の受波出力電圧が減少することを補償す
る。上記補償回路のインダクタンスは、第１図に示す位
置の他にケーブルを通った圧電素子側に並列に入れたり
、あるいは直列に入れたりする場合など種々検討されて
いる。これら補償あるいは整合回路の方式や効果等につ
いては１種々検討されており、例えばＩＲＥＴｒａｎｓ
ａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ Ｅｎ
ｇｉｎｅｅｒｉｎｇ。
（１９６０）に於けるＲ、Ｎ、Ｔｈｕｒｓｔｏｎの論文
” Ｅｆｆｅｃｔｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａ
ｎｄ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｔｅｒｍｉｎａｔｉ
ｎｇＲｅｓｉｓｔａｎｃｅｓ ｏｎ １ｏｓｓ
ａｎｄ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ
ｔｏ ｔｈｅ Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｅｇ
ｕｉｖａｌｅｎｔ Ｃ１ｒｃｕｉｔ ｏｆ ａＰ
ｉｅｚｏｅｌｅｅｔｒｉｃ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ”や
ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ、ｏｎＭｅｄｉｃａｌ Ｅｎｇ、
ＢＭＥ３０ 、 Ｎａ ８ （１９８３年）のＪ、Ｉ
ｉｌ。
” Ｅｆｆｅｃｔｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａ
ｎｄ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｔｅｒｍｉｎａｔｉ
ｎｇＲｅｓｉｓｔａｎｃｅｓ ｏｎ １ｏｓｓ
ａｎｄ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ
ｔｏ ｔｈｅ Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｅｇ
ｕｉｖａｌｅｎｔ Ｃ１ｒｃｕｉｔ ｏｆ ａＰ
ｉｅｚｏｅｌｅｅｔｒｉｃ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ”や
ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ、ｏｎＭｅｄｉｃａｌ Ｅｎｇ、
ＢＭＥ３０ 、 Ｎａ ８ （１９８３年）のＪ、Ｉ
ｉｌ。
）Ｉｕｎｔらの論文“Ｕｌｅｔｒａｓｏｕｎｄ Ｔｒａ
ｎｓｄｕｃｅｒｓ ｆｏｒＰａｌｓｅ−Ｅｃｈｏ Ｍｅ
ｄｉｃａｌ Ｉｍａｇｉｎｇ” 等に述べられている
。これら従来方式に於いては、負荷抵抗４０に生じる電
圧を検出することが行なわれるため、これと並列に入る
インピーダンスは、すべて負荷抵抗４０に比べて十分高
いことが望まれる。第１図は素子３１は、受波時にドラ
イバ３０が負荷にならぬように分離するもので、例えば
２ケのダイオードを逆極性に並列接続した回路等が用い
られる。上記インダクタンスを用いた補償あるいは整合
回路も、並列インピーダンスを高め、負荷抵抗端子での
信号電圧の減少を補償している。しかし、共振特性を利
用するため、受波信号波形が変化する。即ち、圧電素子
の機械的なＱ値に対し、上記共振回路のＱ値が大きいと
、負荷抵抗端子での振幅は増加するがパルスの継続時間
が長くなり、分解能の劣化しｑなる。従って共振回路の
Ｑ値を所定の範囲とするため、負荷抵抗値をあまり高く
出来ない、即ち補償回路の効果も限られたものとなる。
ｎｓｄｕｃｅｒｓ ｆｏｒＰａｌｓｅ−Ｅｃｈｏ Ｍｅ
ｄｉｃａｌ Ｉｍａｇｉｎｇ” 等に述べられている
。これら従来方式に於いては、負荷抵抗４０に生じる電
圧を検出することが行なわれるため、これと並列に入る
インピーダンスは、すべて負荷抵抗４０に比べて十分高
いことが望まれる。第１図は素子３１は、受波時にドラ
イバ３０が負荷にならぬように分離するもので、例えば
２ケのダイオードを逆極性に並列接続した回路等が用い
られる。上記インダクタンスを用いた補償あるいは整合
回路も、並列インピーダンスを高め、負荷抵抗端子での
信号電圧の減少を補償している。しかし、共振特性を利
用するため、受波信号波形が変化する。即ち、圧電素子
の機械的なＱ値に対し、上記共振回路のＱ値が大きいと
、負荷抵抗端子での振幅は増加するがパルスの継続時間
が長くなり、分解能の劣化しｑなる。従って共振回路の
Ｑ値を所定の範囲とするため、負荷抵抗値をあまり高く
出来ない、即ち補償回路の効果も限られたものとなる。
さらに送受波回路を集積回路化するに際してはインダク
タ等を無くすことが望ましい。
タ等を無くすことが望ましい。
本発明は、圧電素子の電極間容量やケーブルの静電容量
などによる影響を、インダクタ等の素子を用いずに最少
限にし得るような信号検出方式を得ることを目的とした
ものである。さらに本発明の第２の目的は、集積回路化
に適した信号検出回路方式を得ることにある。
などによる影響を、インダクタ等の素子を用いずに最少
限にし得るような信号検出方式を得ることを目的とした
ものである。さらに本発明の第２の目的は、集積回路化
に適した信号検出回路方式を得ることにある。
かかる目的を達成するために本発明では、圧電素子の両
端に圧電素子および信号伝送ケーブルのインピーダンス
よりも低いインピーダンス素子を接続して該素子に流れ
る電流を検出するようにしたことを特徴とする。すなわ
ち、従来方式が電圧検出方式であったのに対し、電流検
出方式と呼ぶべきものとすることである。第２図、第３
図により本発明の電流検出方式の特徴を電圧検出方式と
の比較に於て説明する。
端に圧電素子および信号伝送ケーブルのインピーダンス
よりも低いインピーダンス素子を接続して該素子に流れ
る電流を検出するようにしたことを特徴とする。すなわ
ち、従来方式が電圧検出方式であったのに対し、電流検
出方式と呼ぶべきものとすることである。第２図、第３
図により本発明の電流検出方式の特徴を電圧検出方式と
の比較に於て説明する。
第２図は受波回路を簡略化して示した等価回路である。
圧電素子１ｏは、受波された超音波を電気信号に変換し
た信号源１１と等価抵抗１２．直列共振素子１３．１４
それに電極間静電容量１５から成る等価回路で示しであ
る。さらにケーブル２０は集中定数としての等価静電容
量２１で示しである。負荷抵抗４０の抵抗値をＲＬ と
し、第２図の特性を第３１１４に示す。第３図で横軸は
ＲＬの値、縦軸はＲＬの端子電圧ｅ０またはＲＬに流れ
る電流１０を示す。いま並列インダクタ５０が無い場合
を考えると、そのときのＲＬとｅ。の関係は第３図の曲
＆＠（ロ）で示す特性となる。ここで並列インダクタ５
０として、容量１５および２１と信号周波数において並
列共振する値のインダクタンスを用いた場合のＲＬとｅ
ｏの関係は、第３図の曲線（イ）で示す特性となる。即
ち、ある負荷抵抗値ＲＬ１に対して、インダクタ、５０
により２１点から２２点へ移る。従ってＰＬ、Ｐ２両点
差がインダクタによる補償効果を表わす。ところで波列
インダクタを入れると、受波回路のＱ値が上るため分解
能波形が長くなること）劣化する。
た信号源１１と等価抵抗１２．直列共振素子１３．１４
それに電極間静電容量１５から成る等価回路で示しであ
る。さらにケーブル２０は集中定数としての等価静電容
量２１で示しである。負荷抵抗４０の抵抗値をＲＬ と
し、第２図の特性を第３１１４に示す。第３図で横軸は
ＲＬの値、縦軸はＲＬの端子電圧ｅ０またはＲＬに流れ
る電流１０を示す。いま並列インダクタ５０が無い場合
を考えると、そのときのＲＬとｅ。の関係は第３図の曲
＆＠（ロ）で示す特性となる。ここで並列インダクタ５
０として、容量１５および２１と信号周波数において並
列共振する値のインダクタンスを用いた場合のＲＬとｅ
ｏの関係は、第３図の曲線（イ）で示す特性となる。即
ち、ある負荷抵抗値ＲＬ１に対して、インダクタ、５０
により２１点から２２点へ移る。従ってＰＬ、Ｐ２両点
差がインダクタによる補償効果を表わす。ところで波列
インダクタを入れると、受波回路のＱ値が上るため分解
能波形が長くなること）劣化する。
このためＲＬｌより低い抵抗ＲＬｚを用いること（Ｑダ
ンプと呼ばれるＱ値を下げ、帯域を広げる手段）により
波形の劣化を防いでいる。従って実際は点Ｐ１とＰ２’
との差が補償による効果である６第３図から明らかな
ように、ＰＬに生じた電圧を検出する電圧検出方式に於
ては、増幅器４０の入力インピーダンスはＲ，、値に比
べ十分高い必要がある。
ンプと呼ばれるＱ値を下げ、帯域を広げる手段）により
波形の劣化を防いでいる。従って実際は点Ｐ１とＰ２’
との差が補償による効果である６第３図から明らかな
ように、ＰＬに生じた電圧を検出する電圧検出方式に於
ては、増幅器４０の入力インピーダンスはＲ，、値に比
べ十分高い必要がある。
第３図には、Ｒ４に流れる電流１０の特性も示していあ
る。曲＃（１１）は曲、＠（イ）に、曲線（ニ）は曲線
（ロ）に対応した電流特性を示す。
る。曲＃（１１）は曲、＠（イ）に、曲線（ニ）は曲線
（ロ）に対応した電流特性を示す。
信号源１１に発生する電圧は、負荷抵抗とは略独立であ
るから、Ｒ１値が低い方がｉ。は大きい。
るから、Ｒ１値が低い方がｉ。は大きい。
Ｒ４が信号源インピーダンス（等価抵抗１２の値など）
に比べ低い領域では、１０はＲＬによらず略一定となる
。第３図において、Ｒ，がＲＬ、の点Ｐ３はこのような
場合を示す０点Ｐ３で重要なことは１曲線（ハ）、（ニ
）がほとんど重なっていることである。即ちこの領域で
は、容量１５および２１の並列インピーダンスに比べ、
ＲＬ値が小さいため、これら並列素子の影響をほとんど
受けないことである。従って補償のための並列インダク
タ５０は不要である。
に比べ低い領域では、１０はＲＬによらず略一定となる
。第３図において、Ｒ，がＲＬ、の点Ｐ３はこのような
場合を示す０点Ｐ３で重要なことは１曲線（ハ）、（ニ
）がほとんど重なっていることである。即ちこの領域で
は、容量１５および２１の並列インピーダンスに比べ、
ＲＬ値が小さいため、これら並列素子の影響をほとんど
受けないことである。従って補償のための並列インダク
タ５０は不要である。
以上説明したように、本発明の原理は負荷素子（図２で
は負荷抵抗４０）のインピーダンを、圧電素子およびケ
ーブル等の並列要素のインピーダンスに比べ低い値いと
し、上記負荷素子に流れる電流を検出するものである。
は負荷抵抗４０）のインピーダンを、圧電素子およびケ
ーブル等の並列要素のインピーダンスに比べ低い値いと
し、上記負荷素子に流れる電流を検出するものである。
以下本発明の詳細な説明する。第４図は本発明の第１の
実施例を示す原理回路図である。第２図と同様圧電素子
は、簡略化した等価回路で示しである。１１は第２図と
同様エコー信号による等価信号源、１２〜１４も第２図
と同様であるがここではこれらの直列要素をまとめて信
号源インピーダンス１００として表わす。第２図での１
５や２１等および送波回路等その他の並列要素は、まと
めて並列インピーダンス２００として表わして ゛
いる。その他、圧電素子と受波アンプ間に入る要素たと
えばケーブルの直列抵抗や、保護回路等の直列インピー
ダンス分等は、まとめて直列インピーダンス３００とし
て表わしている。４００は受波アンプであり、４０１は
その入力インピーダンスである。アンプの出力、４０２
には、入力インピーダンス４０１に流れる電流値に対応
した出力が現われるように構成される。この場合アンプ
の入力インピーダンス４０１は、前記の負荷素子となり
、圧電素子の等価信号源抵抗１２や直列素子３００にく
らべ十分低いインピーダンス値となるようにする。この
ような状況では、通常並列インピーダンス２００より、
４０１と３００との和を低いインピーダンス値とするこ
とは容易である。
実施例を示す原理回路図である。第２図と同様圧電素子
は、簡略化した等価回路で示しである。１１は第２図と
同様エコー信号による等価信号源、１２〜１４も第２図
と同様であるがここではこれらの直列要素をまとめて信
号源インピーダンス１００として表わす。第２図での１
５や２１等および送波回路等その他の並列要素は、まと
めて並列インピーダンス２００として表わして ゛
いる。その他、圧電素子と受波アンプ間に入る要素たと
えばケーブルの直列抵抗や、保護回路等の直列インピー
ダンス分等は、まとめて直列インピーダンス３００とし
て表わしている。４００は受波アンプであり、４０１は
その入力インピーダンスである。アンプの出力、４０２
には、入力インピーダンス４０１に流れる電流値に対応
した出力が現われるように構成される。この場合アンプ
の入力インピーダンス４０１は、前記の負荷素子となり
、圧電素子の等価信号源抵抗１２や直列素子３００にく
らべ十分低いインピーダンス値となるようにする。この
ような状況では、通常並列インピーダンス２００より、
４０１と３００との和を低いインピーダンス値とするこ
とは容易である。
従ってエコー信号源１１からの信号電流は、効率よく４
０１に流れるようにすることができ、並列要素による信
号の劣化を微少とすることができる。
０１に流れるようにすることができ、並列要素による信
号の劣化を微少とすることができる。
受波アンプ４００は、上述の如く電流アンプの形となる
。構成方法には、第５図のようないわゆるトランスイン
ピーダンス構成や、第６図のような電流アンプ構成が利
用できる。第５図の場合には信号源インピーダンスの値
やその周波数特性により、出力が影響を受けることがあ
る。このような場合にはトランスインピーダンス形アン
プの帰還回路に周波数補償回路を追加するなどにより実
際上何ら問題とならない、第５図での入力インピーダン
スは帰還抵抗Ｒ，をループゲインで割った値となり十分
小さくすることは通常容易である。第６図の場合では、
トランジスタθ１の動作電流１１工、 ２６ ｍ Ｖである。従ってＩ、＝２ｍＡとすれば約１
３Ωとなり、上記の条件を満たすことは容易である。
。構成方法には、第５図のようないわゆるトランスイン
ピーダンス構成や、第６図のような電流アンプ構成が利
用できる。第５図の場合には信号源インピーダンスの値
やその周波数特性により、出力が影響を受けることがあ
る。このような場合にはトランスインピーダンス形アン
プの帰還回路に周波数補償回路を追加するなどにより実
際上何ら問題とならない、第５図での入力インピーダン
スは帰還抵抗Ｒ，をループゲインで割った値となり十分
小さくすることは通常容易である。第６図の場合では、
トランジスタθ１の動作電流１１工、 ２６ ｍ Ｖである。従ってＩ、＝２ｍＡとすれば約１
３Ωとなり、上記の条件を満たすことは容易である。
第７図は本発明の第２の実施例を示す図である。
第７図では第４図の実施例に対し、信号検出回路に、イ
ンダクタ６０を用いることが特徴である。
ンダクタ６０を用いることが特徴である。
本実施例の場合、インダクタ６ｏとして並列インピーダ
ンス２００の容量成分と信号周波数に於て共振する値を
選ぶ。この結果共振電流が検出抵抗４０１を流れ、並列
インピーダンスによる信号劣化を補償する。第７図の実
施例により、並列インピーダンスによる信号劣化を低減
することができるが１通常受波アンプの入力インピーダ
ンス４０１を十分小さくできるため、第７図の構成を用
いなくてもよい場合が多い。
ンス２００の容量成分と信号周波数に於て共振する値を
選ぶ。この結果共振電流が検出抵抗４０１を流れ、並列
インピーダンスによる信号劣化を補償する。第７図の実
施例により、並列インピーダンスによる信号劣化を低減
することができるが１通常受波アンプの入力インピーダ
ンス４０１を十分小さくできるため、第７図の構成を用
いなくてもよい場合が多い。
以上説明したごとく本発明によれば、圧電素子に本質的
に付ずいした並列容量や、ケーブル容量などの並列イン
ピーダンスにより、エコー信号の劣化を防ぐことができ
、さらにそのために何ら特別な素子等を要することなく
、むしろ補償用のインダクタを不要することができるな
ど、実用上きわめて有用な効果を得ることができる。こ
の効果は、圧電素子が高周波化、Ｗ１細化等になる程、
有効であり、簡単な構成にして高性能装置を得ることが
できるなどの優れた特徴を有するものである。
に付ずいした並列容量や、ケーブル容量などの並列イン
ピーダンスにより、エコー信号の劣化を防ぐことができ
、さらにそのために何ら特別な素子等を要することなく
、むしろ補償用のインダクタを不要することができるな
ど、実用上きわめて有用な効果を得ることができる。こ
の効果は、圧電素子が高周波化、Ｗ１細化等になる程、
有効であり、簡単な構成にして高性能装置を得ることが
できるなどの優れた特徴を有するものである。
第１図は従来方式に於ける送受波回路の構成を示す図、
第２図は第１図に於ける受渡回路の等価回′Ｓ図、第３
図は受波回路における信号劣化の要因および電流検出方
式の特徴を示す原理説明図、第４図は本発明の実施例を
示す図、第５．第６図は第４図に於ける受波アンプの構
成法の例を示す図、第７図は本発明の第２の実施例を示
す図である。 ２００・・・並列インピーダンス、３００・・直列イン
ピーダンス ７・パ
）！
第２図は第１図に於ける受渡回路の等価回′Ｓ図、第３
図は受波回路における信号劣化の要因および電流検出方
式の特徴を示す原理説明図、第４図は本発明の実施例を
示す図、第５．第６図は第４図に於ける受波アンプの構
成法の例を示す図、第７図は本発明の第２の実施例を示
す図である。 ２００・・・並列インピーダンス、３００・・直列イン
ピーダンス ７・パ
）！
Claims (1)
- １、超音波のエコー信号を検出する超音波装置における
信号検出装置において上記エコー信号の受波回路を構成
する負荷素子の信号周波数におけるインピーダンスの値
を、上記負荷素子と並列に入る、超音波エコー受波素子
および信号伝送ケーブル等のインピーダンス値よりも低
くし、上記負荷素子に流れる信号電流を検出することを
特徴とした超音波装置における信号検出装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60021763A JPS61181959A (ja) | 1985-02-08 | 1985-02-08 | 超音波装置における信号検出装置 |
| US06/827,602 US4680498A (en) | 1985-02-08 | 1986-02-10 | Input circuit in ultrasonic apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60021763A JPS61181959A (ja) | 1985-02-08 | 1985-02-08 | 超音波装置における信号検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61181959A true JPS61181959A (ja) | 1986-08-14 |
Family
ID=12064105
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60021763A Pending JPS61181959A (ja) | 1985-02-08 | 1985-02-08 | 超音波装置における信号検出装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4680498A (ja) |
| JP (1) | JPS61181959A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110958857A (zh) * | 2018-03-23 | 2020-04-03 | 株式会社日立制作所 | 超声波诊断装置 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BR9004909A (pt) * | 1990-10-01 | 1992-04-07 | Clover Eletronica Ltda. | Processo,instalacao e camara para reduzir a atividade biologica em recinto,particularmente para um local de armazenagem |
| US6201336B1 (en) * | 1998-06-12 | 2001-03-13 | Ocean Power Technologies, Inc. | DC bias scheme for field induced piezoelectric power generators |
| JP6024519B2 (ja) * | 2013-03-04 | 2016-11-16 | コニカミノルタ株式会社 | 超音波診断装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
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|---|---|
| US4680498A (en) | 1987-07-14 |
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