JP3469280B2 - 超音波診断装置の受信遅延加算回路 - Google Patents
超音波診断装置の受信遅延加算回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、超音波診断装置に用い
られる受信遅延加算回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】電子走査方式の超音波診断装置では、エ
コー信号を圧電振動子毎に異なる遅延時間を与えて加算
することにより受信側の受信指向性を獲得している。図
５は従来の遅延加算回路の回路図である。各圧電振動子
が受信したエコー信号 PECHO１〜 PECHOｍ（説明の便宜
上ｍ＝５として以下説明する）は、前置増幅器を介して
遅延加算回路に別々に供給される。各エコー信号 PECHO
１〜 PECHO５は別々に抵抗Ｒ21〜Ｒ25とコンデンサＣ1
〜Ｃ5 を介してｎｐｎ型のベース接地トランジスタＴＲ
1 〜ＴＲ5 のエミッタに印加され、コレクタから電流信
号として取り出される。例えばｎ番目のエコー信号 PEC
HOｎの電圧をＶpn、抵抗Ｒn の抵抗値をｒn 、トランジ
スタＴＲn のエミッタ抵抗をｒｅn とすると、取り出さ
れる電流ｉpnは次の（１）式で求められる。 【０００３】 ｉpn＝Ｖpn／（ｒn ＋ｒｅn ） …（１） この電流信号ｉpnは端子Ｔn から遅延線ＤＬに送られ、
端子Ｔn から遅延線末端までの長さに応じた遅延時間を
与えられる。終端抵抗Ｒ1 は遅延線ＤＬの特性インピー
ダンスＺDLとの整合のためのものである。特性インピー
ダンスＺDLと終端抵抗Ｒ1 の抵抗値ｒ1 は遅延線ＤＬの
周波数特性を確保するために５００Ω以下に設定される
のが通常である。電流信号ｉpnは他のエコー信号の電流
信号と加算され、加算信号は終端抵抗Ｒ1 により電圧に
変換されてアンプＡＭＰから出力される。各エコー信号
PECHO１〜 PECHOｍに与えられる遅延時間をτ1 〜τm
とすると、ある時刻ｔの出力電圧ＶA(t)は次の（２）式
の関係を有する。 【０００４】 【数１】 【０００５】１つのチャネル（例えば１つの圧電振動
子）に注目すると、そのチャネルのエコー信号はトラン
ジスタアンプでｒ1 ／２・ｉpnの出力振幅に増幅され
る。図６は -ＩDLmax 〜 +ＩDLmax の電流許容量の遅延
線ＤＬに流れる電流変化を示す図である。従来の遅延加
算回路では図５に示したように、遅延線ＤＬを介してト
ランジスタＴＲn にバイアス電流ＩBnを供給している。
エコー信号 PECHOｎの振幅最大値Ｖpn(P-P) に対応する
電流信号ｉpnのピーク電流ｉpn(PP)は、次の（３）式の
ように ｉpn(PP)＝Ｖpn(P-P) ／ｒ2n …（３） で表される。遅延線ＤＬにピーク電流ｉpn(PP)が流れて
も、遅延線ＤＬが飽和しないように、トランジスタＴＲ
n のバイアス電流ＩBnは、次の（４）式のように ＩBn＝ｉpn(PP)／２ …（４） 程度に設定される。仮に、Ｖpn(P-P) ＝２ＶPP、ｒ2n＝
１００Ωとすると、ｉpn(PP)は２０ｍＡになるので、Ｉ
Bnは１０ｍＡに設定しなければならない。 【０００６】トランジスタＴＲn に供給されるバイアス
電流ＩBnは遅延線ＤＬを常に流れているので、遅延線Ｄ
Ｌには１０ｍＡ×チャネル数ｍ（ｍ＝５では５０ｍＡ）
の電流が常に供給されていることになる。遅延線ＤＬは
その内部コイルが電流飽和すると、正常な遅延動作を失
い、電流歪を生じる。この電流歪は、加算される電流信
号の位相をずらして予定した受信指向性を得られなくさ
せて画像の信頼性を低下させてしまう。また遅延線ＤＬ
には頻繁に限界付近の電流が流れるため、その寿命が短
くなる。このような問題を解決するには電流定格の大き
な遅延線ＤＬを使用するか、または１００Ωであった抵
抗Ｒ2nを１ＫΩのものに代えて、トランジスタアンプか
ら出力される電流信号の電流値を例えば２０ｍＡから２
ｍＡまで低下させ、これに応じてバイアス電流ＩBnも小
さくすることにより遅延線ＤＬに流れる電流を小さくす
ることが必要であるが、前者はコスト及びサイズの点で
好ましくはない。後者は、抵抗Ｒ2nの抵抗増加に反比例
してアンプのゲインが低下することになり、前置増幅器
の増幅を無意味にしてしまうだけでなく、加算信号のレ
ベル低下に応じてノイズの影響が顕著になりＳ／Ｎ比を
低下させてしまうため、やはり好ましい方法とはいえな
い。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した事情
に対処すべくなされたもので、その目的は、信号電流を
低下させることなく遅延線に流れる電流を低下せしめ
て、遅延線での電流飽和を防止することができる超音波
診断装置の遅延加算回路を提供することである。 【０００８】 【課題を解決するための手段】本発明は、複数の圧電振
動子で受信したエコー信号をチャンネル毎にベース接地
方式のトランジスタアンプで信号電流に変換し、前記信
号電流をそれぞれ対応する中間端子を介してアナログの
遅延線に導入して前記遅延線でチャンネル毎に固有の遅
延時間を与えてから加算することにより受信指向性を有
する受信信号を生成する超音波診断装置の受信遅延加算
回路において、前記トランジスタアンプにバイアス電流
を供給するための電源に対して前記アナログの遅延線を
コンデンサにより電気的に分離するとともに、前記エコ
ー信号の周波帯域において前記トランジスタアンプ及び
前記アナログの遅延線に対して前記電源をチョークコイ
ルにより電気的に分離することを特徴とする。 【０００９】 【作用】本発明によれば、バイアス電流が遅延線を経由
することなくチョークコイルを介してトランジスタ回路
に供給されるので、遅延線に流れる電流は信号電流だけ
となり、遅延線を経由してバイアス電流をトランジスタ
回路に供給する場合に比べて、遅延線に流れる電流を少
なくすることができ、これによって遅延線の電流飽和が
回避されこの飽和によるミラー像等のアーチファクトの
発生が防止されると共に、遅延線の電流許容全域を信号
電流に開放してダイナミックレンジを拡大することがで
きる。 【００１０】 【実施例】以下図面を参照して本発明による超音波診断
装置に用いられる受信遅延加算回路の一実施例を説明す
る。図２は超音波診断装置の全体構造を示すブロック図
である。複数の圧電振動子を配列したプローブ４１には
駆動回路４２から駆動信号が供給される。これによりプ
ローブ４１から被検体４０に超音波が送信される。被検
体４０内の音響インピーダンスの境界で反射した反射波
はプローブ４１の全圧電振動子で受信される。これらの
エコー信号は、各別に前置増幅器４３と遅延選択回路４
４を介して個々に受信遅延加算回路４５に送られる。受
信遅延加算回路４５は、エコー信号をチャンネル毎にベ
ース接地方式のトランジスタアンプ回路で信号電流に変
換し、チャンネルに固有の遅延時間を各信号電流に与え
て、これらを加算することにより所定の受信指向性を得
る。加算信号は信号処理回路４６で増幅と包絡線検波に
供されて輝度信号に変換され、表示器４７にＢモード画
像として表示される。 【００１１】図１は本実施例による受信遅延加算回路４
５の回路図である。なお図１ではチャンネル数５として
記しているが、チャンネル数はこれに限定されず、通常
は数百チャンネル用意されている。前置増幅器４３から
チャンネル毎に出力されるエコー信号 PECHO１〜 PECHO
５は、受信遅延加算回路４５の異なる入力端子ｔ1 〜ｔ
5 に供給される。入力端子ｔ1 〜ｔ5 各々には、ベース
接地方式のトランジスタアンプ回路ＴＣ1 〜ＴＣ５が設
けられ、エコー信号 PECHO１〜 PECHO５それぞれを信号
電流に変換して、各チャンネルに固有の遅延時間に応じ
て遅延線ＤＬの異なる位置に設けられた中間端子Ｔ1 〜
Ｔ5 から遅延線ＤＬに出力する。遅延線ＤＬはチョーク
コイルＣＨ1 ，ＣＨ2 を介して接地される。全てのトラ
ンジスタアンプ回路ＴＣ1 〜ＴＣ５は同じ構成を有し、
入力端子ｔ1 〜ｔ5 は抵抗Ｒ21〜Ｒ25とコンデンサＣ11
〜Ｃ12を順に介して、抵抗Ｒ01〜Ｒ05を介して−ＶEEに
設定されているｎｐｎ型トランジスタＴＲ1 〜ＴＲ5 の
エミッタに接続される。 【００１２】トランジスタＴＲ1 〜ＴＲ5 のコレクタ側
には、トランジスタＴＲ1 〜ＴＲ5にバイアス電流を供
給するための図示しない電源がチョークコイルＣＨ21〜
ＣＨ25を介して接続される。このチョークコイルＣＨ21
〜ＣＨ25は、コンデンサＣ21〜Ｃ25で遅延線ＤＬと電気
的に分離され、バイアス電流が遅延線ＤＬに流れないよ
うになっている。各チャンネルの信号電流は、遅延線Ｄ
Ｌを通過するうちにその長さに応じて遅延時間を与えら
れ、加算される、加算信号は遅延線ＤＬの終端抵抗Ｒ2
で電圧信号に変換され、アンプＡＭＰ2 を介して信号処
理回路４６に取り出される。 【００１３】次に本実施例の作用を説明する。図３は作
用を説明する図であり、図４は -ＩDLmax 〜 +ＩDLmax
の電流許容量の遅延線ＤＬに流れる経過時的な電流変化
を示す図である。本発明の特徴はトランジスタＴＲ1 〜
ＴＲ5 へのバイアス電流を、コンデンサＣ21〜Ｃ25で遅
延線ＤＬと電気的に分離したチョークコイルＣＨ21〜Ｃ
Ｈ25を介して供給し、これにより直流のバイアス電流が
遅延線ＤＬに流れないようにして、遅延線ＤＬにはエコ
ー信号周波数帯域の交流成分のみ流れるようにした点に
ある。 【００１４】各チャンネルのエコー信号 PECHO１〜 PEC
HO５は各別にトランジスタアンプ回路ＴＣ1 〜ＴＣ５で
信号電流に変換される。ここで第ｎチャンネルのエコー
信号PECHOｎの電圧をＶpn、抵抗Ｒ2nの抵抗値をｒ2n、
トランジスタＴＲn のエミッタ抵抗をｒｅn とすると、
取り出される信号電流ｉpnは次の（５）式で求められ
る。 【００１５】 ｉpn＝Ｖpn／（ｒn ＋ｒｅn ） …（５） トランジスタＴＲ1 〜ＴＲ５へのバイアス電流ＩB1〜Ｉ
B5は、チョークコイルＣＨ21〜ＣＨ25を介して供給され
る。チョークコイルＣＨ21〜ＣＨ25は、エコー信号周波
数帯域におけるトランジスタアンプ回路ＴＣ1 〜ＴＣ５
のコレクタ出力インピーダンスに対して十分大きなイン
ピーダンスを有するものが適用され、またコンデンサＣ
21〜Ｃ25はコレクタ出力インピーダンスに対して十分小
さなインピーダンスを有するものが適用されているの
で、トランジスタアンプ回路ＴＣ1〜ＴＣ５は従来と等
価な特性を有する。また、抵抗Ｒ21〜Ｒ25をトランジス
タＴＲ1 〜ＴＲ５とコンデンサＣ21〜Ｃ25の電流・電力
定格の範囲内で従来より抵抗値の小さいものを採用して
電圧利得を大きくすることは、後段処理系４６とのＮＦ
（？）を良好にするため望ましい。従来、バイアス電流
ＩB1〜ＩB5と信号電流ｉp1〜ｉp5が遅延線ＤＬに同じ方
向に流れていたので、遅延線ＤＬに流れる電流ｉDLは次
の（６）式のようになる。 【００１６】 【数２】 【００１７】これに対して本発明では、遅延線ＤＬには
信号電流ｉp1〜ｉp5の周波数帯域の交流成分のみ流れる
ので、遅延線ＤＬに流れる電流ｉDLは次の（７）式のよ
うになる。 【００１８】 【数３】 【００１９】したがって、図４に示すように、遅延線Ｄ
Ｌの許容電流域の全体を、信号電流ｉp1〜ｉp5の交流成
分の合計電流ｉDLに使用することができ、従来、合計電
流ｉDLの使用域がバイアス電流ＩB1〜ＩB5に圧迫されて
いたことによる当該部分でのダイナミックレンジの制限
が解かれて、実質的にダイナミックレンジを拡大するこ
とができる。またこの合計電流ｉDLの低下は遅延線ＤＬ
の飽和を生じさせず、従来飽和により生じていた画質の
劣化を防止することができる。また、遅延線ＤＬはチョ
ークコイルＣＨ1 ，ＣＨ2 を介して接地されているの
で、遅延線ＤＬの動作が従来のように電源の動作不良の
影響を受けることなく、安定するといった効果もある。
本発明は上述した実施例に限定されず種々変形して実施
可能である。 【００２０】 【発明の効果】本発明によれば、電源からトランジスタ
アンプへのバイアス電流（直流）の供給を維持しなが
ら、直流域及びエコー信号の高周波帯域との両域でアナ
ログ遅延線を電源から電気的に分離することができるの
で、アナログ遅延線の信号電流飽和を回避することがで
きる。
られる受信遅延加算回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】電子走査方式の超音波診断装置では、エ
コー信号を圧電振動子毎に異なる遅延時間を与えて加算
することにより受信側の受信指向性を獲得している。図
５は従来の遅延加算回路の回路図である。各圧電振動子
が受信したエコー信号 PECHO１〜 PECHOｍ（説明の便宜
上ｍ＝５として以下説明する）は、前置増幅器を介して
遅延加算回路に別々に供給される。各エコー信号 PECHO
１〜 PECHO５は別々に抵抗Ｒ21〜Ｒ25とコンデンサＣ1
〜Ｃ5 を介してｎｐｎ型のベース接地トランジスタＴＲ
1 〜ＴＲ5 のエミッタに印加され、コレクタから電流信
号として取り出される。例えばｎ番目のエコー信号 PEC
HOｎの電圧をＶpn、抵抗Ｒn の抵抗値をｒn 、トランジ
スタＴＲn のエミッタ抵抗をｒｅn とすると、取り出さ
れる電流ｉpnは次の（１）式で求められる。 【０００３】 ｉpn＝Ｖpn／（ｒn ＋ｒｅn ） …（１） この電流信号ｉpnは端子Ｔn から遅延線ＤＬに送られ、
端子Ｔn から遅延線末端までの長さに応じた遅延時間を
与えられる。終端抵抗Ｒ1 は遅延線ＤＬの特性インピー
ダンスＺDLとの整合のためのものである。特性インピー
ダンスＺDLと終端抵抗Ｒ1 の抵抗値ｒ1 は遅延線ＤＬの
周波数特性を確保するために５００Ω以下に設定される
のが通常である。電流信号ｉpnは他のエコー信号の電流
信号と加算され、加算信号は終端抵抗Ｒ1 により電圧に
変換されてアンプＡＭＰから出力される。各エコー信号
PECHO１〜 PECHOｍに与えられる遅延時間をτ1 〜τm
とすると、ある時刻ｔの出力電圧ＶA(t)は次の（２）式
の関係を有する。 【０００４】 【数１】 【０００５】１つのチャネル（例えば１つの圧電振動
子）に注目すると、そのチャネルのエコー信号はトラン
ジスタアンプでｒ1 ／２・ｉpnの出力振幅に増幅され
る。図６は -ＩDLmax 〜 +ＩDLmax の電流許容量の遅延
線ＤＬに流れる電流変化を示す図である。従来の遅延加
算回路では図５に示したように、遅延線ＤＬを介してト
ランジスタＴＲn にバイアス電流ＩBnを供給している。
エコー信号 PECHOｎの振幅最大値Ｖpn(P-P) に対応する
電流信号ｉpnのピーク電流ｉpn(PP)は、次の（３）式の
ように ｉpn(PP)＝Ｖpn(P-P) ／ｒ2n …（３） で表される。遅延線ＤＬにピーク電流ｉpn(PP)が流れて
も、遅延線ＤＬが飽和しないように、トランジスタＴＲ
n のバイアス電流ＩBnは、次の（４）式のように ＩBn＝ｉpn(PP)／２ …（４） 程度に設定される。仮に、Ｖpn(P-P) ＝２ＶPP、ｒ2n＝
１００Ωとすると、ｉpn(PP)は２０ｍＡになるので、Ｉ
Bnは１０ｍＡに設定しなければならない。 【０００６】トランジスタＴＲn に供給されるバイアス
電流ＩBnは遅延線ＤＬを常に流れているので、遅延線Ｄ
Ｌには１０ｍＡ×チャネル数ｍ（ｍ＝５では５０ｍＡ）
の電流が常に供給されていることになる。遅延線ＤＬは
その内部コイルが電流飽和すると、正常な遅延動作を失
い、電流歪を生じる。この電流歪は、加算される電流信
号の位相をずらして予定した受信指向性を得られなくさ
せて画像の信頼性を低下させてしまう。また遅延線ＤＬ
には頻繁に限界付近の電流が流れるため、その寿命が短
くなる。このような問題を解決するには電流定格の大き
な遅延線ＤＬを使用するか、または１００Ωであった抵
抗Ｒ2nを１ＫΩのものに代えて、トランジスタアンプか
ら出力される電流信号の電流値を例えば２０ｍＡから２
ｍＡまで低下させ、これに応じてバイアス電流ＩBnも小
さくすることにより遅延線ＤＬに流れる電流を小さくす
ることが必要であるが、前者はコスト及びサイズの点で
好ましくはない。後者は、抵抗Ｒ2nの抵抗増加に反比例
してアンプのゲインが低下することになり、前置増幅器
の増幅を無意味にしてしまうだけでなく、加算信号のレ
ベル低下に応じてノイズの影響が顕著になりＳ／Ｎ比を
低下させてしまうため、やはり好ましい方法とはいえな
い。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した事情
に対処すべくなされたもので、その目的は、信号電流を
低下させることなく遅延線に流れる電流を低下せしめ
て、遅延線での電流飽和を防止することができる超音波
診断装置の遅延加算回路を提供することである。 【０００８】 【課題を解決するための手段】本発明は、複数の圧電振
動子で受信したエコー信号をチャンネル毎にベース接地
方式のトランジスタアンプで信号電流に変換し、前記信
号電流をそれぞれ対応する中間端子を介してアナログの
遅延線に導入して前記遅延線でチャンネル毎に固有の遅
延時間を与えてから加算することにより受信指向性を有
する受信信号を生成する超音波診断装置の受信遅延加算
回路において、前記トランジスタアンプにバイアス電流
を供給するための電源に対して前記アナログの遅延線を
コンデンサにより電気的に分離するとともに、前記エコ
ー信号の周波帯域において前記トランジスタアンプ及び
前記アナログの遅延線に対して前記電源をチョークコイ
ルにより電気的に分離することを特徴とする。 【０００９】 【作用】本発明によれば、バイアス電流が遅延線を経由
することなくチョークコイルを介してトランジスタ回路
に供給されるので、遅延線に流れる電流は信号電流だけ
となり、遅延線を経由してバイアス電流をトランジスタ
回路に供給する場合に比べて、遅延線に流れる電流を少
なくすることができ、これによって遅延線の電流飽和が
回避されこの飽和によるミラー像等のアーチファクトの
発生が防止されると共に、遅延線の電流許容全域を信号
電流に開放してダイナミックレンジを拡大することがで
きる。 【００１０】 【実施例】以下図面を参照して本発明による超音波診断
装置に用いられる受信遅延加算回路の一実施例を説明す
る。図２は超音波診断装置の全体構造を示すブロック図
である。複数の圧電振動子を配列したプローブ４１には
駆動回路４２から駆動信号が供給される。これによりプ
ローブ４１から被検体４０に超音波が送信される。被検
体４０内の音響インピーダンスの境界で反射した反射波
はプローブ４１の全圧電振動子で受信される。これらの
エコー信号は、各別に前置増幅器４３と遅延選択回路４
４を介して個々に受信遅延加算回路４５に送られる。受
信遅延加算回路４５は、エコー信号をチャンネル毎にベ
ース接地方式のトランジスタアンプ回路で信号電流に変
換し、チャンネルに固有の遅延時間を各信号電流に与え
て、これらを加算することにより所定の受信指向性を得
る。加算信号は信号処理回路４６で増幅と包絡線検波に
供されて輝度信号に変換され、表示器４７にＢモード画
像として表示される。 【００１１】図１は本実施例による受信遅延加算回路４
５の回路図である。なお図１ではチャンネル数５として
記しているが、チャンネル数はこれに限定されず、通常
は数百チャンネル用意されている。前置増幅器４３から
チャンネル毎に出力されるエコー信号 PECHO１〜 PECHO
５は、受信遅延加算回路４５の異なる入力端子ｔ1 〜ｔ
5 に供給される。入力端子ｔ1 〜ｔ5 各々には、ベース
接地方式のトランジスタアンプ回路ＴＣ1 〜ＴＣ５が設
けられ、エコー信号 PECHO１〜 PECHO５それぞれを信号
電流に変換して、各チャンネルに固有の遅延時間に応じ
て遅延線ＤＬの異なる位置に設けられた中間端子Ｔ1 〜
Ｔ5 から遅延線ＤＬに出力する。遅延線ＤＬはチョーク
コイルＣＨ1 ，ＣＨ2 を介して接地される。全てのトラ
ンジスタアンプ回路ＴＣ1 〜ＴＣ５は同じ構成を有し、
入力端子ｔ1 〜ｔ5 は抵抗Ｒ21〜Ｒ25とコンデンサＣ11
〜Ｃ12を順に介して、抵抗Ｒ01〜Ｒ05を介して−ＶEEに
設定されているｎｐｎ型トランジスタＴＲ1 〜ＴＲ5 の
エミッタに接続される。 【００１２】トランジスタＴＲ1 〜ＴＲ5 のコレクタ側
には、トランジスタＴＲ1 〜ＴＲ5にバイアス電流を供
給するための図示しない電源がチョークコイルＣＨ21〜
ＣＨ25を介して接続される。このチョークコイルＣＨ21
〜ＣＨ25は、コンデンサＣ21〜Ｃ25で遅延線ＤＬと電気
的に分離され、バイアス電流が遅延線ＤＬに流れないよ
うになっている。各チャンネルの信号電流は、遅延線Ｄ
Ｌを通過するうちにその長さに応じて遅延時間を与えら
れ、加算される、加算信号は遅延線ＤＬの終端抵抗Ｒ2
で電圧信号に変換され、アンプＡＭＰ2 を介して信号処
理回路４６に取り出される。 【００１３】次に本実施例の作用を説明する。図３は作
用を説明する図であり、図４は -ＩDLmax 〜 +ＩDLmax
の電流許容量の遅延線ＤＬに流れる経過時的な電流変化
を示す図である。本発明の特徴はトランジスタＴＲ1 〜
ＴＲ5 へのバイアス電流を、コンデンサＣ21〜Ｃ25で遅
延線ＤＬと電気的に分離したチョークコイルＣＨ21〜Ｃ
Ｈ25を介して供給し、これにより直流のバイアス電流が
遅延線ＤＬに流れないようにして、遅延線ＤＬにはエコ
ー信号周波数帯域の交流成分のみ流れるようにした点に
ある。 【００１４】各チャンネルのエコー信号 PECHO１〜 PEC
HO５は各別にトランジスタアンプ回路ＴＣ1 〜ＴＣ５で
信号電流に変換される。ここで第ｎチャンネルのエコー
信号PECHOｎの電圧をＶpn、抵抗Ｒ2nの抵抗値をｒ2n、
トランジスタＴＲn のエミッタ抵抗をｒｅn とすると、
取り出される信号電流ｉpnは次の（５）式で求められ
る。 【００１５】 ｉpn＝Ｖpn／（ｒn ＋ｒｅn ） …（５） トランジスタＴＲ1 〜ＴＲ５へのバイアス電流ＩB1〜Ｉ
B5は、チョークコイルＣＨ21〜ＣＨ25を介して供給され
る。チョークコイルＣＨ21〜ＣＨ25は、エコー信号周波
数帯域におけるトランジスタアンプ回路ＴＣ1 〜ＴＣ５
のコレクタ出力インピーダンスに対して十分大きなイン
ピーダンスを有するものが適用され、またコンデンサＣ
21〜Ｃ25はコレクタ出力インピーダンスに対して十分小
さなインピーダンスを有するものが適用されているの
で、トランジスタアンプ回路ＴＣ1〜ＴＣ５は従来と等
価な特性を有する。また、抵抗Ｒ21〜Ｒ25をトランジス
タＴＲ1 〜ＴＲ５とコンデンサＣ21〜Ｃ25の電流・電力
定格の範囲内で従来より抵抗値の小さいものを採用して
電圧利得を大きくすることは、後段処理系４６とのＮＦ
（？）を良好にするため望ましい。従来、バイアス電流
ＩB1〜ＩB5と信号電流ｉp1〜ｉp5が遅延線ＤＬに同じ方
向に流れていたので、遅延線ＤＬに流れる電流ｉDLは次
の（６）式のようになる。 【００１６】 【数２】 【００１７】これに対して本発明では、遅延線ＤＬには
信号電流ｉp1〜ｉp5の周波数帯域の交流成分のみ流れる
ので、遅延線ＤＬに流れる電流ｉDLは次の（７）式のよ
うになる。 【００１８】 【数３】 【００１９】したがって、図４に示すように、遅延線Ｄ
Ｌの許容電流域の全体を、信号電流ｉp1〜ｉp5の交流成
分の合計電流ｉDLに使用することができ、従来、合計電
流ｉDLの使用域がバイアス電流ＩB1〜ＩB5に圧迫されて
いたことによる当該部分でのダイナミックレンジの制限
が解かれて、実質的にダイナミックレンジを拡大するこ
とができる。またこの合計電流ｉDLの低下は遅延線ＤＬ
の飽和を生じさせず、従来飽和により生じていた画質の
劣化を防止することができる。また、遅延線ＤＬはチョ
ークコイルＣＨ1 ，ＣＨ2 を介して接地されているの
で、遅延線ＤＬの動作が従来のように電源の動作不良の
影響を受けることなく、安定するといった効果もある。
本発明は上述した実施例に限定されず種々変形して実施
可能である。 【００２０】 【発明の効果】本発明によれば、電源からトランジスタ
アンプへのバイアス電流（直流）の供給を維持しなが
ら、直流域及びエコー信号の高周波帯域との両域でアナ
ログ遅延線を電源から電気的に分離することができるの
で、アナログ遅延線の信号電流飽和を回避することがで
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による受信遅延加算回路の回
路図。 【図２】図１の受信遅延加算回路が適用される超音波診
断装置全体のブロック図。 【図３】本実施例の作用を説明するための図。 【図４】遅延線に流れる電流の経時的な変化を示す図。 【図５】従来の受信遅延加算回路の回路図。 【図６】遅延線に流れる電流の経時的な変化を示す図。 【符号の説明】 ｔ1 〜ｔ5 …入力端子、ＴＣ1 〜ＴＣ５…ベース接地方
式トランジスタアンプ回路、Ｒ21〜Ｒ25…抵抗、Ｃ11〜
Ｃ15…コンデンサ、ＴＲ1 〜ＴＲ5 …トランジスタ、Ｒ
11〜Ｒ15…抵抗、ＣＨ21〜ＣＨ25…チョークコイル、Ｃ
21〜Ｃ25…コンデンサ、ＤＬ…遅延線、Ｔ1 〜Ｔ5 …中
間端子、Ｒ2 …終端抵抗、ＡＭＰ2 …アンプ、ＣＨ1,Ｃ
Ｈ2 …チョークコイル。
路図。 【図２】図１の受信遅延加算回路が適用される超音波診
断装置全体のブロック図。 【図３】本実施例の作用を説明するための図。 【図４】遅延線に流れる電流の経時的な変化を示す図。 【図５】従来の受信遅延加算回路の回路図。 【図６】遅延線に流れる電流の経時的な変化を示す図。 【符号の説明】 ｔ1 〜ｔ5 …入力端子、ＴＣ1 〜ＴＣ５…ベース接地方
式トランジスタアンプ回路、Ｒ21〜Ｒ25…抵抗、Ｃ11〜
Ｃ15…コンデンサ、ＴＲ1 〜ＴＲ5 …トランジスタ、Ｒ
11〜Ｒ15…抵抗、ＣＨ21〜ＣＨ25…チョークコイル、Ｃ
21〜Ｃ25…コンデンサ、ＤＬ…遅延線、Ｔ1 〜Ｔ5 …中
間端子、Ｒ2 …終端抵抗、ＡＭＰ2 …アンプ、ＣＨ1,Ｃ
Ｈ2 …チョークコイル。
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(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
A61B 8/00 - 8/15
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 複数の圧電振動子で受信したエコー信号
をチャンネル毎にベース接地方式のトランジスタアンプ
で信号電流に変換し、前記信号電流をそれぞれ対応する
中間端子を介してアナログの遅延線に導入して前記遅延
線でチャンネル毎に固有の遅延時間を与えてから加算す
ることにより受信指向性を有する受信信号を生成する超
音波診断装置の受信遅延加算回路において、 前記トランジスタアンプにバイアス電流を供給するため
の電源に対して前記アナログの遅延線をコンデンサによ
り電気的に分離するとともに、前記エコー信号の周波帯
域において前記トランジスタアンプ及び前記アナログの
遅延線に対して前記電源をチョークコイルにより電気的
に分離することを特徴とする超音波診断装置の受信遅延
加算回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29038693A JP3469280B2 (ja) | 1993-11-19 | 1993-11-19 | 超音波診断装置の受信遅延加算回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29038693A JP3469280B2 (ja) | 1993-11-19 | 1993-11-19 | 超音波診断装置の受信遅延加算回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07136163A JPH07136163A (ja) | 1995-05-30 |
| JP3469280B2 true JP3469280B2 (ja) | 2003-11-25 |
Family
ID=17755347
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29038693A Expired - Fee Related JP3469280B2 (ja) | 1993-11-19 | 1993-11-19 | 超音波診断装置の受信遅延加算回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3469280B2 (ja) |
-
1993
- 1993-11-19 JP JP29038693A patent/JP3469280B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07136163A (ja) | 1995-05-30 |
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