JPH07321732A - デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路 - Google Patents
デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路Info
- Publication number
- JPH07321732A JPH07321732A JP6114938A JP11493894A JPH07321732A JP H07321732 A JPH07321732 A JP H07321732A JP 6114938 A JP6114938 A JP 6114938A JP 11493894 A JP11493894 A JP 11493894A JP H07321732 A JPH07321732 A JP H07321732A
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- 230000009977 dual effect Effects 0.000 title claims description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 17
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 受信周波数を局発周波数と混合して得た中間
周波数信号を入力するＡＧＣ回路において、簡単な回路
構成で、実装スペースが小さく、少ない消費電力で正確
なＡＧＣ制御ができるようにすること。 【構成】 受信周波数の偏差を検出する受信周波数偏差
検出回路１８と、その検出した受信周波数の偏差を所定
値に保つ制御信号を出力する周波数制御回路１９と、前
記制御信号に基づいて前記局発周波数を制御する前記基
準発振器２０を制御すること。
周波数信号を入力するＡＧＣ回路において、簡単な回路
構成で、実装スペースが小さく、少ない消費電力で正確
なＡＧＣ制御ができるようにすること。 【構成】 受信周波数の偏差を検出する受信周波数偏差
検出回路１８と、その検出した受信周波数の偏差を所定
値に保つ制御信号を出力する周波数制御回路１９と、前
記制御信号に基づいて前記局発周波数を制御する前記基
準発振器２０を制御すること。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデュアルモードセルラー
移動機のＡＧＣ回路、特に小型化の可能なセルラー移動
機用ＡＧＣ回路に関するものである。
移動機のＡＧＣ回路、特に小型化の可能なセルラー移動
機用ＡＧＣ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２はデュアルモードセルラー用のスー
パヘテロダイン方式の受信機における従来のＡＧＣ回路
を示すブロック図であり、図２において、アンテナ１に
はフィルタ２を介してリニア増幅器３が、このリニア増
幅器３の出力側にはフィルタ４を介して第１ミキサ５
が、この第１ミキサ５の出力側にはフィルタ６を介して
第２ミキサ７が、この第２ミキサ７の出力側にはフィル
タ８を介してＡＧＣ回路１７が順次直列に接続され、上
記第１、２ミキサ５、７には第１、２局部発振器１１、
１２が接続されている。
パヘテロダイン方式の受信機における従来のＡＧＣ回路
を示すブロック図であり、図２において、アンテナ１に
はフィルタ２を介してリニア増幅器３が、このリニア増
幅器３の出力側にはフィルタ４を介して第１ミキサ５
が、この第１ミキサ５の出力側にはフィルタ６を介して
第２ミキサ７が、この第２ミキサ７の出力側にはフィル
タ８を介してＡＧＣ回路１７が順次直列に接続され、上
記第１、２ミキサ５、７には第１、２局部発振器１１、
１２が接続されている。
【０００３】上記ＡＧＣ回路１７は可変利得増幅器９、
直交検波器１０、第３局部発振器１６、比較器１３、レ
ベル検出器１４、基準レベル設定器１５により構成され
ており、このＡＧＣ回路１７以外は通常のスーパヘテロ
ダイン方式の受信機を構成している。
直交検波器１０、第３局部発振器１６、比較器１３、レ
ベル検出器１４、基準レベル設定器１５により構成され
ており、このＡＧＣ回路１７以外は通常のスーパヘテロ
ダイン方式の受信機を構成している。
【０００４】次に動作について説明する。アンテナ１で
受信された受信周波数信号は、フィルタ２を通ってリニ
ア増幅器３で増幅された後、この受信周波数信号は第
１、第２ミキサー５、７で局部発振器１１、１２からの
局発周波数と混合される。そして、第２ミキサ８から出
力された第２中間周波数は可変利得増幅器９で増幅さ
れ、直交復調器１０において、ベースバンド信号である
Ｉ信号とＱ信号に変換出力される。レベル検出器１４は
上記Ｉ信号をピーク検波し、｜Ｉ｜のピーク値を示す電
圧値を検出して比較器１３に出力する。比較器１３は基
準レベル設定器１５で設定された基準電圧値と上記｜Ｉ
｜のピーク値を示す電圧値を比較し、｜Ｉ｜のピーク値
が基準電圧値と等しくなるように、すなわち、｜Ｉ｜の
ピーク値が一定となるように、可変利得増幅器９に利得
制御電圧を出力して利得を制御する。この結果、ＡＧＣ
回路１７は復調信号が振幅一定となるよう動作する。
受信された受信周波数信号は、フィルタ２を通ってリニ
ア増幅器３で増幅された後、この受信周波数信号は第
１、第２ミキサー５、７で局部発振器１１、１２からの
局発周波数と混合される。そして、第２ミキサ８から出
力された第２中間周波数は可変利得増幅器９で増幅さ
れ、直交復調器１０において、ベースバンド信号である
Ｉ信号とＱ信号に変換出力される。レベル検出器１４は
上記Ｉ信号をピーク検波し、｜Ｉ｜のピーク値を示す電
圧値を検出して比較器１３に出力する。比較器１３は基
準レベル設定器１５で設定された基準電圧値と上記｜Ｉ
｜のピーク値を示す電圧値を比較し、｜Ｉ｜のピーク値
が基準電圧値と等しくなるように、すなわち、｜Ｉ｜の
ピーク値が一定となるように、可変利得増幅器９に利得
制御電圧を出力して利得を制御する。この結果、ＡＧＣ
回路１７は復調信号が振幅一定となるよう動作する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のデュアルモード
セルラー移動機のＡＧＣ回路は以上のように構成されて
いるので、ディジタルモード時は無変調にはならないた
め、問題はないが、アナログモード時は以下のような不
具合が生じる。すなわちＦＭの復調波Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ）＝√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ｃｏｓ［θ（ｔ）＋△ω
（ｔ）］ ここで、θ（ｔ）：変調成分，△ω（ｔ）：受信器の周
波数ずれ成分 又、Ｉ＝ｃｏｓ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜，Ｑ＝Ａｓｉ
ｎ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜ ここでＡ：復調波の振幅となる。従って、正しい復調信
号の振幅は√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）であるが、√（Ｉ2＋
Ｑ2 ）の検出を行うのは非常に難しく、ＤＳＰ等で計算
を行うしかなく、コスト高で回路規模も大きくなる。従
って、従来は回路構成が簡単な｜Ｉ｜のピーク値のみを
検出して、可変利得増幅器９を制御している。
セルラー移動機のＡＧＣ回路は以上のように構成されて
いるので、ディジタルモード時は無変調にはならないた
め、問題はないが、アナログモード時は以下のような不
具合が生じる。すなわちＦＭの復調波Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ）＝√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ｃｏｓ［θ（ｔ）＋△ω
（ｔ）］ ここで、θ（ｔ）：変調成分，△ω（ｔ）：受信器の周
波数ずれ成分 又、Ｉ＝ｃｏｓ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜，Ｑ＝Ａｓｉ
ｎ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜ ここでＡ：復調波の振幅となる。従って、正しい復調信
号の振幅は√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）であるが、√（Ｉ2＋
Ｑ2 ）の検出を行うのは非常に難しく、ＤＳＰ等で計算
を行うしかなく、コスト高で回路規模も大きくなる。従
って、従来は回路構成が簡単な｜Ｉ｜のピーク値のみを
検出して、可変利得増幅器９を制御している。
【０００６】しかし、θ（ｔ）≒０すなわち変調が小さ
くてかつ△ω（ｔ）≒０すなわち受信周波数のずれが少
ない時は、｜Ｉ｜＝Ａとなる機会が少なくなり、又、｜
Ｉ｜のピーク検波の時定数は可変利得増幅器９の追従速
度の要求により決定され、ピーク検波の時定数を大きく
することはできない為、正確な｜Ｉ｜のピーク値が検出
されず、実際より小さな値となる。従って、ＡＧＣ回路
１７は正確に制御されず、復調信号の振幅が大きくなっ
てしまうという問題点があった。
くてかつ△ω（ｔ）≒０すなわち受信周波数のずれが少
ない時は、｜Ｉ｜＝Ａとなる機会が少なくなり、又、｜
Ｉ｜のピーク検波の時定数は可変利得増幅器９の追従速
度の要求により決定され、ピーク検波の時定数を大きく
することはできない為、正確な｜Ｉ｜のピーク値が検出
されず、実際より小さな値となる。従って、ＡＧＣ回路
１７は正確に制御されず、復調信号の振幅が大きくなっ
てしまうという問題点があった。
【０００７】本発明は上記のような従来の問題点を解消
することを課題になされたもので、簡単な回路構成で、
実装スペースが小さく、少ない消費電力で正確に動作す
るデュアルモードセルラー移動機のＡＧＣ回路を得るこ
とができる。
することを課題になされたもので、簡単な回路構成で、
実装スペースが小さく、少ない消費電力で正確に動作す
るデュアルモードセルラー移動機のＡＧＣ回路を得るこ
とができる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に係るデュアルモ
ードセルラー移動機のＡＧＣ回路は、受信周波数を局発
周波数と混合して得た中間周波数信号を入力するＡＧＣ
回路において、前記受信周波数の偏差を検出する受信周
波数偏差検出回路と、その検出した受信周波数の偏差を
所定値に保つ制御信号を出力する周波数制御回路と、前
記制御信号に基づいて前記局発周波数を制御する前記局
発周波数可変回路とを具備したものである。
ードセルラー移動機のＡＧＣ回路は、受信周波数を局発
周波数と混合して得た中間周波数信号を入力するＡＧＣ
回路において、前記受信周波数の偏差を検出する受信周
波数偏差検出回路と、その検出した受信周波数の偏差を
所定値に保つ制御信号を出力する周波数制御回路と、前
記制御信号に基づいて前記局発周波数を制御する前記局
発周波数可変回路とを具備したものである。
【０００９】
【作用】本発明におけるデュアルモードセルラー移動機
のＡＧＣ回路は、受信周波数偏差検出回路で受信周波数
の偏差を検出し、この受信周波数の偏差を所定値に保つ
ように周波数制御回路から出力された制御信号に基づい
て、局発周波数可変回路で局部発振器を制御することに
より、Ｉ信号のみピーク検出する簡単な検出回路であっ
ても、正確な復調信号の振幅が検出でき、従って、携帯
に適する小型ＡＧＣ回路であっても正確に動作させるこ
とができる。
のＡＧＣ回路は、受信周波数偏差検出回路で受信周波数
の偏差を検出し、この受信周波数の偏差を所定値に保つ
ように周波数制御回路から出力された制御信号に基づい
て、局発周波数可変回路で局部発振器を制御することに
より、Ｉ信号のみピーク検出する簡単な検出回路であっ
ても、正確な復調信号の振幅が検出でき、従って、携帯
に適する小型ＡＧＣ回路であっても正確に動作させるこ
とができる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面について説明す
る。前記図２に示す従来例と同一部分に同一符号を付し
て重複説明を省略した図１において、１８はカウンタよ
りなる受信周波数偏差検出回路、１９はＣＰＵよりなる
周波数制御回路、２０は周波数制御回路１９からの制御
信号に基づいて第１、２の局部発振器１１、１２を制御
する局部発振周波数可変回路としての基準発振器であ
る。
る。前記図２に示す従来例と同一部分に同一符号を付し
て重複説明を省略した図１において、１８はカウンタよ
りなる受信周波数偏差検出回路、１９はＣＰＵよりなる
周波数制御回路、２０は周波数制御回路１９からの制御
信号に基づいて第１、２の局部発振器１１、１２を制御
する局部発振周波数可変回路としての基準発振器であ
る。
【００１１】次に本実施例の動作について説明する。デ
ュアルモードセルラーにおいては、ディジタルモード時
は移動機の周波数偏差が基地局の周波数に対し±２００
Ｈｚ以内にしなければならないという仕様がある。そこ
で、第２中間周波数を受信周波数偏差回路１８でカウン
トし、このカウント値を周波数制御回路１９に送る。周
波数制御回路１９はディジタルモード時においては周波
数偏差が０となるよう基準発振器２０の周波数を制御す
る。この時、第１局部発振器１１及び第２局部発振器１
２は基準発振器２０の周波数を基準に生成しており、基
準発振器２０の周波数を変化させれば、両局発周波数は
それに応じて変化する。
ュアルモードセルラーにおいては、ディジタルモード時
は移動機の周波数偏差が基地局の周波数に対し±２００
Ｈｚ以内にしなければならないという仕様がある。そこ
で、第２中間周波数を受信周波数偏差回路１８でカウン
トし、このカウント値を周波数制御回路１９に送る。周
波数制御回路１９はディジタルモード時においては周波
数偏差が０となるよう基準発振器２０の周波数を制御す
る。この時、第１局部発振器１１及び第２局部発振器１
２は基準発振器２０の周波数を基準に生成しており、基
準発振器２０の周波数を変化させれば、両局発周波数は
それに応じて変化する。
【００１２】アナログモード時においては移動機の周波
数偏差の仕様は±２５ｐｐｍすなわち、８００ＭＨｚ帯
のＲＦ周波数においては２．０ｋＨｚまで偏差が許され
る。そこで、今、レベル検出器１４において、｜Ｉ｜の
ピーク検波の時定数から周波数偏差±６００Ｈｚ以上あ
れば、正確な｜Ｉ｜のピーク値が検出できるとする。こ
のため、周波数制御回路１９はアナログモード時におい
ては、周波数偏差が６００Ｈｚ以上２．０ｋＨｚ以下と
なるように周波数を制御する。
数偏差の仕様は±２５ｐｐｍすなわち、８００ＭＨｚ帯
のＲＦ周波数においては２．０ｋＨｚまで偏差が許され
る。そこで、今、レベル検出器１４において、｜Ｉ｜の
ピーク検波の時定数から周波数偏差±６００Ｈｚ以上あ
れば、正確な｜Ｉ｜のピーク値が検出できるとする。こ
のため、周波数制御回路１９はアナログモード時におい
ては、周波数偏差が６００Ｈｚ以上２．０ｋＨｚ以下と
なるように周波数を制御する。
【００１３】従ってθ（ｔ）≒０すなわち無変調となっ
ても、△ω（ｔ）＝０とならず、｜Ｉ｜のピーク値が正
確に検出できるように、△ω（ｔ）が設定されるため、
ＡＧＣ回路は正確に動作する。
ても、△ω（ｔ）＝０とならず、｜Ｉ｜のピーク値が正
確に検出できるように、△ω（ｔ）が設定されるため、
ＡＧＣ回路は正確に動作する。
【００１４】また、√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の正確な検出回路
と必要せず、Ｉ信号のピーク検波のみの簡単なレベル検
出回路でよいため、ＤＰＳ等を使う必要がなく、コスト
が安く、かつ回路規模実装スペースが小さくてすみ、消
費電流も少ない。
と必要せず、Ｉ信号のピーク検波のみの簡単なレベル検
出回路でよいため、ＤＰＳ等を使う必要がなく、コスト
が安く、かつ回路規模実装スペースが小さくてすみ、消
費電流も少ない。
【００１５】又、デュアルモードセルラーではＡＦＣ回
路が必要であるため、現状の周波数制御回路１９の制御
方法を少し変更するだけでよく、回路を追加する必要も
ない。
路が必要であるため、現状の周波数制御回路１９の制御
方法を少し変更するだけでよく、回路を追加する必要も
ない。
【００１６】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、受信周
波数の偏差を所定値に保つように、受信周波数偏差検出
回路で受信周波数の偏差を検出し、この受信周波数の偏
差を所定値に保つように周波数制御回路から出力された
制御信号に基づいて、局発周波数可変回路で局部発振器
を制御するように構成したので、復調信号の振幅の検出
回路がＩ信号のピーク検波のみの簡単な回路構成であっ
ても正確にＡＧＣ制御ができる。この結果、安価で、回
路規模が小さくて実装スペースも小さく、かつ、消費電
力も少なくてすむという効果がある。
波数の偏差を所定値に保つように、受信周波数偏差検出
回路で受信周波数の偏差を検出し、この受信周波数の偏
差を所定値に保つように周波数制御回路から出力された
制御信号に基づいて、局発周波数可変回路で局部発振器
を制御するように構成したので、復調信号の振幅の検出
回路がＩ信号のピーク検波のみの簡単な回路構成であっ
ても正確にＡＧＣ制御ができる。この結果、安価で、回
路規模が小さくて実装スペースも小さく、かつ、消費電
力も少なくてすむという効果がある。
【図１】本発明の実施例であるＡＧＣ回路の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】従来のＡＧＣ回路を示すブロック図である。
１７ ＡＧＣ回路 １８ 受信周波数偏差検出回路 １９ 周波数制御回路 ２０ 基準発振器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年５月３０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のデュアルモード
セルラー移動機のＡＧＣ回路は以上のように構成されて
いるので、ディジタルモード時は無変調にはならないた
め、問題はないが、アナログモード時は以下のような不
具合が生じる。すなわちＦＭの復調波Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ）＝√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ｃｏｓ［θ（ｔ）＋△ω
（ｔ）］ ここで、θ（ｔ）：変調成分，△ω（ｔ）：受信器の周
波数ずれ成分 又、Ａ＝ｃｏｓ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜，Ｑ＝Ａｓｉ
ｎ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜ ここでＡ：復調波の振幅となる。従って、正しい復調信
号の振幅は√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）であるが、√（Ｉ2＋
Ｑ2 ）の検出を行うのは非常に難しく、ＤＳＰ等で計算
を行うしかなく、コスト高で回路規模も大きくなる。従
って、従来は回路構成が簡単な｜Ｉ｜のピーク値のみを
検出して、可変利得増幅器９を制御している。
セルラー移動機のＡＧＣ回路は以上のように構成されて
いるので、ディジタルモード時は無変調にはならないた
め、問題はないが、アナログモード時は以下のような不
具合が生じる。すなわちＦＭの復調波Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ）＝√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ｃｏｓ［θ（ｔ）＋△ω
（ｔ）］ ここで、θ（ｔ）：変調成分，△ω（ｔ）：受信器の周
波数ずれ成分 又、Ａ＝ｃｏｓ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜，Ｑ＝Ａｓｉ
ｎ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜ ここでＡ：復調波の振幅となる。従って、正しい復調信
号の振幅は√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）であるが、√（Ｉ2＋
Ｑ2 ）の検出を行うのは非常に難しく、ＤＳＰ等で計算
を行うしかなく、コスト高で回路規模も大きくなる。従
って、従来は回路構成が簡単な｜Ｉ｜のピーク値のみを
検出して、可変利得増幅器９を制御している。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１２】アナログモード時においては移動機の周波
数偏差の仕様は±２．５ｐｐｍすなわち、８００ＭＨｚ
帯のＲＦ周波数においては２．０ｋＨｚまで偏差が許さ
れる。そこで、今、レベル検出器１４において、｜Ｉ｜
のピーク検波の時定数から周波数偏差±６００Ｈｚ以上
あれば、正確な｜Ｉ｜のピーク値が検出できるとする。
このため、周波数制御回路１９はアナログモード時にお
いては、周波数偏差が６００Ｈｚ以上２．０ｋＨｚ以下
となるように周波数を制御する。
数偏差の仕様は±２．５ｐｐｍすなわち、８００ＭＨｚ
帯のＲＦ周波数においては２．０ｋＨｚまで偏差が許さ
れる。そこで、今、レベル検出器１４において、｜Ｉ｜
のピーク検波の時定数から周波数偏差±６００Ｈｚ以上
あれば、正確な｜Ｉ｜のピーク値が検出できるとする。
このため、周波数制御回路１９はアナログモード時にお
いては、周波数偏差が６００Ｈｚ以上２．０ｋＨｚ以下
となるように周波数を制御する。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/22
Claims (1)
- 【請求項１】 受信周波数を局発周波数と混合して得た
中間周波数信号を入力するＡＧＣ回路において、前記受
信周波数の偏差を検出する受信周波数偏差検出回路と、
その検出した受信周波数の偏差を所定値に保つ制御信号
を出力する周波数制御回路と、前記制御信号に基づいて
前記局発周波数を制御する局発周波数可変回路とを具備
したことを特徴とするデュアルモードセルラー移動機の
ＡＧＣ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6114938A JPH07321732A (ja) | 1994-05-27 | 1994-05-27 | デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6114938A JPH07321732A (ja) | 1994-05-27 | 1994-05-27 | デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07321732A true JPH07321732A (ja) | 1995-12-08 |
Family
ID=14650375
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6114938A Pending JPH07321732A (ja) | 1994-05-27 | 1994-05-27 | デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07321732A (ja) |
-
1994
- 1994-05-27 JP JP6114938A patent/JPH07321732A/ja active Pending
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