JPH07307767A - データ受信機 - Google Patents
データ受信機Info
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- JPH07307767A JPH07307767A JP7095132A JP9513295A JPH07307767A JP H07307767 A JPH07307767 A JP H07307767A JP 7095132 A JP7095132 A JP 7095132A JP 9513295 A JP9513295 A JP 9513295A JP H07307767 A JPH07307767 A JP H07307767A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
- H03M13/3905—Maximum a posteriori probability [MAP] decoding or approximations thereof based on trellis or lattice decoding, e.g. forward-backward algorithm, log-MAP decoding, max-log-MAP decoding
- H03M13/3927—Log-Likelihood Ratio [LLR] computation by combination of forward and backward metrics into LLRs
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/61—Aspects and characteristics of methods and arrangements for error correction or error detection, not provided for otherwise
- H03M13/615—Use of computational or mathematical techniques
- H03M13/616—Matrix operations, especially for generator matrices or check matrices, e.g. column or row permutations
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 データ受信機を専用のハードウェアで構成す
る場合に比較的少ない部品数で済むようにする。 【構成】 ベースバンド信号の各サンプルに対し、メト
リック計算機７はデコーダ４用のメトリックを計算す
る。メトリックは２進ワードであり、グロスビットは伝
送信号におけるビットの最適値（“０”又は“１）を示
す。他のビットはグロスビットの信頼度を示す。メトリ
ック計算機は極限メトリック値（全メトリックビットは
“０”か、“１”）間で等距離ステップの単調推移関数
を呈する。この推移関数に従って、メトリック値は２つ
の飽和値によって画成される範囲内でベースバンド信号
のサンプル値の関数として変化する。この範囲内のサン
プル値の数は２の整数である。この範囲で、信頼度ビッ
トはベースバンド信号サンプルの２進表現の選択ビット
数から容易に取り出せる。
る場合に比較的少ない部品数で済むようにする。 【構成】 ベースバンド信号の各サンプルに対し、メト
リック計算機７はデコーダ４用のメトリックを計算す
る。メトリックは２進ワードであり、グロスビットは伝
送信号におけるビットの最適値（“０”又は“１）を示
す。他のビットはグロスビットの信頼度を示す。メトリ
ック計算機は極限メトリック値（全メトリックビットは
“０”か、“１”）間で等距離ステップの単調推移関数
を呈する。この推移関数に従って、メトリック値は２つ
の飽和値によって画成される範囲内でベースバンド信号
のサンプル値の関数として変化する。この範囲内のサン
プル値の数は２の整数である。この範囲で、信頼度ビッ
トはベースバンド信号サンプルの２進表現の選択ビット
数から容易に取り出せる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、伝送信号を、この伝送
信号における個別ビットに関連するサンプルを有するデ
ィジタルベースバンド信号に変換する入力部と；前記デ
ィジタルベースバンド信号の各サンプルから、前記個別
ビットの値を表すグロスビット及びこのグロスビットの
信頼度を示す少なくとも１つの信頼度ビットを含むメト
リックを計算するためのメトリック計算機と；供給され
たメトリックからデータを取り出すためのソフト決定の
デコーダと；を具えているデータ受信機に関するもので
ある。
信号における個別ビットに関連するサンプルを有するデ
ィジタルベースバンド信号に変換する入力部と；前記デ
ィジタルベースバンド信号の各サンプルから、前記個別
ビットの値を表すグロスビット及びこのグロスビットの
信頼度を示す少なくとも１つの信頼度ビットを含むメト
リックを計算するためのメトリック計算機と；供給され
たメトリックからデータを取り出すためのソフト決定の
デコーダと；を具えているデータ受信機に関するもので
ある。
【０００２】本発明はデータ受信機におけるディジタル
ベースバンド信号からメトリックを計算する方法及びこ
の方法を実施するための信号処理装置にも関するもので
ある。
ベースバンド信号からメトリックを計算する方法及びこ
の方法を実施するための信号処理装置にも関するもので
ある。
【０００３】
【従来の技術】斯種の受信機は１９９３年１０月に発行
されたＩＥＥＥの特別版である“VLSISignal Processin
g" (vol.VI.第21〜29頁）にJ.A. Huisken外１名により
発表された“Specification, Partitioning and Design
of a DAB Channel Decoder"から既知であり、これには
ディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）用受信機が記載さ
れている。この従来の受信機は、斯かる引用文献の第１
図のブロック図に示されるように、フロントエンド、直
角復調器、チャネルデコーダ及びオーディオデコーダを
順次具えている。フロントエンド及び直角復調器は、受
信機入力端子におけるアナログＲＦ ＤＡＢ信号から複
素変調信号を取り出し、次いでこの信号をディジタル化
する。実及び虚信号成分を有するディジタル化した複素
変調信号はチャネルデコーダに供給される。チャネルデ
コーダは斯かるディジタル化複素変調信号からオーディ
オデコーダに供給するデータを取り出す。
されたＩＥＥＥの特別版である“VLSISignal Processin
g" (vol.VI.第21〜29頁）にJ.A. Huisken外１名により
発表された“Specification, Partitioning and Design
of a DAB Channel Decoder"から既知であり、これには
ディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）用受信機が記載さ
れている。この従来の受信機は、斯かる引用文献の第１
図のブロック図に示されるように、フロントエンド、直
角復調器、チャネルデコーダ及びオーディオデコーダを
順次具えている。フロントエンド及び直角復調器は、受
信機入力端子におけるアナログＲＦ ＤＡＢ信号から複
素変調信号を取り出し、次いでこの信号をディジタル化
する。実及び虚信号成分を有するディジタル化した複素
変調信号はチャネルデコーダに供給される。チャネルデ
コーダは斯かるディジタル化複素変調信号からオーディ
オデコーダに供給するデータを取り出す。
【０００４】チャネルデコーダは送信側のチャネルエン
コーダの信号処理とは反対の信号処理をする。ＤＡＢに
おけるような、送信側及び受信側でのそれぞれのチャネ
ルエンコーディング（符号化）及びデコーディング（復
号化）は伝送強度を増すために行われる。伝送チャネル
の欠陥は、ビット誤りが導入されるというような意味合
いで伝送信号に悪影響を及ぼす。従来の受信機における
チャネルデコーディングはＤＡＢ伝送信号に冗長性を用
いることによりビット誤りを補正するためのヴィテルビ
(Viterbi) デコーダを具えている。送信側では、伝送す
べきデータのヴィテルビ・エンコーディングによりかか
る冗長性を加えている。
コーダの信号処理とは反対の信号処理をする。ＤＡＢに
おけるような、送信側及び受信側でのそれぞれのチャネ
ルエンコーディング（符号化）及びデコーディング（復
号化）は伝送強度を増すために行われる。伝送チャネル
の欠陥は、ビット誤りが導入されるというような意味合
いで伝送信号に悪影響を及ぼす。従来の受信機における
チャネルデコーディングはＤＡＢ伝送信号に冗長性を用
いることによりビット誤りを補正するためのヴィテルビ
(Viterbi) デコーダを具えている。送信側では、伝送す
べきデータのヴィテルビ・エンコーディングによりかか
る冗長性を加えている。
【０００５】従来の受信機におけるヴィテルビ・デコー
ダは当業者に周知である軟（ソフト）決定タイプのもの
である。一般に、ソフト決定のデコーダは同様な受信状
態のもとでは、硬（ハード）決定のデコーダよりも低い
ビット誤り率（ＢＥＲ）で伝送データを検索することが
できる。これは、ソフト決定のデコーダはハード決定の
デコーダよりも伝送信号における冗長性をより一層有効
に利用できるからである。いわば、ソフト決定のデコー
ダは、誤りが最もありがちなビットに誤り補正能力を集
中する。従って、ソフト決定のデコーダはいずれにして
も「確定」ビットを区別するように、ビット信頼度標識
も具えている入力データを必要とする。
ダは当業者に周知である軟（ソフト）決定タイプのもの
である。一般に、ソフト決定のデコーダは同様な受信状
態のもとでは、硬（ハード）決定のデコーダよりも低い
ビット誤り率（ＢＥＲ）で伝送データを検索することが
できる。これは、ソフト決定のデコーダはハード決定の
デコーダよりも伝送信号における冗長性をより一層有効
に利用できるからである。いわば、ソフト決定のデコー
ダは、誤りが最もありがちなビットに誤り補正能力を集
中する。従って、ソフト決定のデコーダはいずれにして
も「確定」ビットを区別するように、ビット信頼度標識
も具えている入力データを必要とする。
【０００６】従来の受信機におけるソフト決定のデコー
ダに入力されるデータ要素はメトリック(metric)と称さ
れる。メトリックは１つのグロス（総体）ビットと３つ
の信頼度ビットとを具えている。グロスビットはメトリ
ックが関連する伝送信号に最もふさわしいビット値を示
す。信頼度ビットは斯かるグロスビットの誤り確率を示
す。なお、信頼度ビットの数を３つに選定することは単
なる設計事項であることに留意すべきである。メトリッ
クには３つ以外の異なる数の信頼度ビットを使用するこ
ともできる。
ダに入力されるデータ要素はメトリック(metric)と称さ
れる。メトリックは１つのグロス（総体）ビットと３つ
の信頼度ビットとを具えている。グロスビットはメトリ
ックが関連する伝送信号に最もふさわしいビット値を示
す。信頼度ビットは斯かるグロスビットの誤り確率を示
す。なお、信頼度ビットの数を３つに選定することは単
なる設計事項であることに留意すべきである。メトリッ
クには３つ以外の異なる数の信頼度ビットを使用するこ
ともできる。
【０００７】従来のＤＡＢ受信機では、メトリックは伝
送信号のビットに関連するサンプルを有しているディジ
タルベースバンド信号から復調プロセッサにて計算され
る。前記ディジタルベースバンド信号は、直角復調器に
よって供給されるディジタル化した複素変調信号をさら
に処理することによって得られる。この信号処理はディ
ジタル化した複素変調信号サンプルの連続グループに対
する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）及び微分位相計算を含
むものであり、又このさらなる信号処理はＤＡＢに用い
られるような変調技法、即ち直交周波数分割多重（ＯＦ
ＤＭ）に関連する送信側での信号処理とは逆の処理をす
る。斯かる変調法の場合、伝送信号のビットは周波数多
重搬送波における位相差として表される。
送信号のビットに関連するサンプルを有しているディジ
タルベースバンド信号から復調プロセッサにて計算され
る。前記ディジタルベースバンド信号は、直角復調器に
よって供給されるディジタル化した複素変調信号をさら
に処理することによって得られる。この信号処理はディ
ジタル化した複素変調信号サンプルの連続グループに対
する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）及び微分位相計算を含
むものであり、又このさらなる信号処理はＤＡＢに用い
られるような変調技法、即ち直交周波数分割多重（ＯＦ
ＤＭ）に関連する送信側での信号処理とは逆の処理をす
る。斯かる変調法の場合、伝送信号のビットは周波数多
重搬送波における位相差として表される。
【０００８】前記さらなる処理及びメトリック計算を市
販のディジタル信号処理装置、例えばＴＭＳ３２０によ
って連帯的に行なうことが提案されている。こうしたタ
イプの信号処理装置の多様性は、これらの信号処理装置
を実験用受信機に使用するのには極めて好適であり、信
号処理特性は信号処理装置又はそれに結合させたメモリ
に記憶してあるソフトウェアをプログラムし直すことに
より容易に調整することができる。しかし、こうした信
号処理装置を消費者用の大量生産品に使用することは一
般にコスト面からしてあまり有効ではない。従って、復
調プロセッサを専用のハードウェアで開発することが提
案されている。
販のディジタル信号処理装置、例えばＴＭＳ３２０によ
って連帯的に行なうことが提案されている。こうしたタ
イプの信号処理装置の多様性は、これらの信号処理装置
を実験用受信機に使用するのには極めて好適であり、信
号処理特性は信号処理装置又はそれに結合させたメモリ
に記憶してあるソフトウェアをプログラムし直すことに
より容易に調整することができる。しかし、こうした信
号処理装置を消費者用の大量生産品に使用することは一
般にコスト面からしてあまり有効ではない。従って、復
調プロセッサを専用のハードウェアで開発することが提
案されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は特に、
専用のハードウェアで実現する場合に比較的少ない部品
数で済む冒頭にて述べたような受信機用のメトリック計
算機を提供することにある。
専用のハードウェアで実現する場合に比較的少ない部品
数で済む冒頭にて述べたような受信機用のメトリック計
算機を提供することにある。
【００１０】本発明の他の目的はディジタルベースバン
ド信号からメトリックを計算する方法を提供することに
ある。さらに本発明の他の目的は前記方法を実施するた
めのメトリック計算機を具えている信号処理装置を提供
することにある。
ド信号からメトリックを計算する方法を提供することに
ある。さらに本発明の他の目的は前記方法を実施するた
めのメトリック計算機を具えている信号処理装置を提供
することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、伝送信号を、
この伝送信号における個別ビットに関連するサンプルを
有するディジタルベースバンド信号に変換する入力部
と；前記ディジタルベースバンド信号の各サンプルか
ら、前記個別ビットの値を表すグロスビット及びこのグ
ロスビットの信頼度を示す少なくとも１つの信頼度ビッ
トを含むメトリックを計算するためのメトリック計算機
と；供給されたメトリックからデータを取り出すための
ソフト決定のデコーダと；を具えているデータ受信機に
おいて、前記メトリック計算機がメトリックを：値が第
１飽和値よりも小さいディジタルベースバンド信号のサ
ンプルに応答して、第１極限値（例えば、全てのメトリ
ックビットは“０”か、“１”である）に設定し；値が
第２飽和値よりも大きいディジタルベースバンド信号の
サンプルに応答して第２極限値（例えば、全てのメトリ
ックビットは“１”か、“０”である）に設定し；且つ
値が前記第１及び第２飽和値によって画成せれる範囲内
にあるディジタルベースバンド信号に応答して、前記２
つの極限値間にて等距離のステップで単調な推移関数に
従う値に設定する；メトリック設定手段を具え、前記第
１及び第２飽和値によって画成される範囲が、前記境界
部の飽和値を含む２k 個の多数の異なるディジタルベー
スバンド信号のサンプル値を含み、ここにｋを信頼度ビ
ットの数（ｒ）よりも大きな整数とするも、ディジタル
ベースバンド信号の２進表現のビット数（ｎ）よりも小
さいか、又はそれに等しい数とすることを特徴とする。
この伝送信号における個別ビットに関連するサンプルを
有するディジタルベースバンド信号に変換する入力部
と；前記ディジタルベースバンド信号の各サンプルか
ら、前記個別ビットの値を表すグロスビット及びこのグ
ロスビットの信頼度を示す少なくとも１つの信頼度ビッ
トを含むメトリックを計算するためのメトリック計算機
と；供給されたメトリックからデータを取り出すための
ソフト決定のデコーダと；を具えているデータ受信機に
おいて、前記メトリック計算機がメトリックを：値が第
１飽和値よりも小さいディジタルベースバンド信号のサ
ンプルに応答して、第１極限値（例えば、全てのメトリ
ックビットは“０”か、“１”である）に設定し；値が
第２飽和値よりも大きいディジタルベースバンド信号の
サンプルに応答して第２極限値（例えば、全てのメトリ
ックビットは“１”か、“０”である）に設定し；且つ
値が前記第１及び第２飽和値によって画成せれる範囲内
にあるディジタルベースバンド信号に応答して、前記２
つの極限値間にて等距離のステップで単調な推移関数に
従う値に設定する；メトリック設定手段を具え、前記第
１及び第２飽和値によって画成される範囲が、前記境界
部の飽和値を含む２k 個の多数の異なるディジタルベー
スバンド信号のサンプル値を含み、ここにｋを信頼度ビ
ットの数（ｒ）よりも大きな整数とするも、ディジタル
ベースバンド信号の２進表現のビット数（ｎ）よりも小
さいか、又はそれに等しい数とすることを特徴とする。
【００１２】ディジタル信号サンプルは一般に、有意度
を増す順序でｎ個のビットｂ（０）・・・・・ｂ（ｎ）
を有している２進ワードとして表される。メトリックは
実際上、有意度を増す順序でｒ個のビットｍ（０）・・
・・・ｍ（ｒ）を有している２進ワードであり、これら
のビットのうちのビットｍ（ｒ）はグロスビットであ
り、ビットｍ（０）・・・・・ｍ（ｒ−１）は信頼度ビ
ットである。本発明では信頼度ビットｍ（０）・・・・
・ｍ（ｒ−１）を計算するのにディジタルベースバンド
信号サンプルの全ビットｂ（０）・・・・・ｂ（ｎ）を
必要とせず、このことはグロスビットの計算についても
云えることである。第１飽和値と第２飽和値との間の範
囲内における様々なディジタルベースバンドサンプル値
の数は２kであるため、メトリックの信頼度ビットはデ
ィジタルベースバンド信号のビットｂ（ｋ−２）からｂ
（ｋ−ｒ−１）までを計算することができる。グロスビ
ットは上位ビットｂ（ｋ−１）からｂ（ｎ）までの少な
くとも１つから容易に取り出すことができる。メトリッ
ク計算は限定数のビットで行なわれるから、この計算を
行なうのに必要とされるハードウェアは比較的簡単にな
る。
を増す順序でｎ個のビットｂ（０）・・・・・ｂ（ｎ）
を有している２進ワードとして表される。メトリックは
実際上、有意度を増す順序でｒ個のビットｍ（０）・・
・・・ｍ（ｒ）を有している２進ワードであり、これら
のビットのうちのビットｍ（ｒ）はグロスビットであ
り、ビットｍ（０）・・・・・ｍ（ｒ−１）は信頼度ビ
ットである。本発明では信頼度ビットｍ（０）・・・・
・ｍ（ｒ−１）を計算するのにディジタルベースバンド
信号サンプルの全ビットｂ（０）・・・・・ｂ（ｎ）を
必要とせず、このことはグロスビットの計算についても
云えることである。第１飽和値と第２飽和値との間の範
囲内における様々なディジタルベースバンドサンプル値
の数は２kであるため、メトリックの信頼度ビットはデ
ィジタルベースバンド信号のビットｂ（ｋ−２）からｂ
（ｋ−ｒ−１）までを計算することができる。グロスビ
ットは上位ビットｂ（ｋ−１）からｂ（ｎ）までの少な
くとも１つから容易に取り出すことができる。メトリッ
ク計算は限定数のビットで行なわれるから、この計算を
行なうのに必要とされるハードウェアは比較的簡単にな
る。
【００１３】本発明による受信機の好適例では、前記入
力部が、伝送信号におけるビットの第１及び第２値にそ
れぞれ関連する前記ディジタルベースバンド信号の第１
及び第２公称サンプル値を前記メトリック計算機の前記
第１及び第２飽和値とそれぞれ整合させる手段を具える
ようにする。このようにすることにより、メトリック計
算機の所与の諸特性で受信機の感度を最適とすることが
できる。
力部が、伝送信号におけるビットの第１及び第２値にそ
れぞれ関連する前記ディジタルベースバンド信号の第１
及び第２公称サンプル値を前記メトリック計算機の前記
第１及び第２飽和値とそれぞれ整合させる手段を具える
ようにする。このようにすることにより、メトリック計
算機の所与の諸特性で受信機の感度を最適とすることが
できる。
【００１４】本発明の他の好適例では、前記ディジタル
ベースバンド信号のサンプルの２進値が２の補数で表さ
れ、第１飽和値が−２k-1 に等しく、第２飽和値が＋２
k-1−１に等しくなるようにする。これによりメトリッ
ク計算機のハードウェアを極めて有効に実現することが
できると共に、メトリック計算機の推移関数に関連する
前記範囲をディジタルベースバンド信号のダイナミック
レンジ内に対称的に位置させることができる。
ベースバンド信号のサンプルの２進値が２の補数で表さ
れ、第１飽和値が−２k-1 に等しく、第２飽和値が＋２
k-1−１に等しくなるようにする。これによりメトリッ
ク計算機のハードウェアを極めて有効に実現することが
できると共に、メトリック計算機の推移関数に関連する
前記範囲をディジタルベースバンド信号のダイナミック
レンジ内に対称的に位置させることができる。
【００１５】さらに本発明の好適例では、ｋをｒ＋１よ
りも大きくする。こうすることにより、メトリック計算
の前のディジタル信号処理による計算ノイズがメトリッ
クに悪影響を及ぼさないようにすることができる。
りも大きくする。こうすることにより、メトリック計算
の前のディジタル信号処理による計算ノイズがメトリッ
クに悪影響を及ぼさないようにすることができる。
【００１６】さらに本発明の他の好適例では、ｋをｎよ
りも小さくする。これはＡ／Ｄ変換にヘッドルームを取
っておき、伝送信号の瞬時的な振幅変動によりディジタ
ルベースバンド信号がひずまないようにするためであ
る。
りも小さくする。これはＡ／Ｄ変換にヘッドルームを取
っておき、伝送信号の瞬時的な振幅変動によりディジタ
ルベースバンド信号がひずまないようにするためであ
る。
【００１７】
【実施例】図１に示す本発明による受信機は前記引用文
献における第１図のものに似ている。図１に示す受信機
は、フロントエンド１、直角復調器２、復調プロセッサ
３及びソフト決定のデコーダ４を順次具えているＤＡＢ
受信機を表す。復調プロセッサ３は周波数多重復調器６
と，メトリック計算機７とを具えている。ソフト決定の
デコーダ４はＤＲＡＭを有するデ−インタリービング回
路８と、ソフト決定タイプのヴィテルビ−デコーダ９と
を具えている。前記引用文献の第１図のものと比較する
に、本例の場合にはオーディオデコーダを省いてある。
ソフト決定のデコーダによって供給されるデータを他の
復号化工程によってさらに復号化すべきか、否かは本発
明には関係ないことである。実際上、ＤＡＢ送信側にて
オーディオデータがヴィテルビ符号化の前にソース符号
化を受けなかった場合には前記オーディオデコーダは省
くことができる。
献における第１図のものに似ている。図１に示す受信機
は、フロントエンド１、直角復調器２、復調プロセッサ
３及びソフト決定のデコーダ４を順次具えているＤＡＢ
受信機を表す。復調プロセッサ３は周波数多重復調器６
と，メトリック計算機７とを具えている。ソフト決定の
デコーダ４はＤＲＡＭを有するデ−インタリービング回
路８と、ソフト決定タイプのヴィテルビ−デコーダ９と
を具えている。前記引用文献の第１図のものと比較する
に、本例の場合にはオーディオデコーダを省いてある。
ソフト決定のデコーダによって供給されるデータを他の
復号化工程によってさらに復号化すべきか、否かは本発
明には関係ないことである。実際上、ＤＡＢ送信側にて
オーディオデータがヴィテルビ符号化の前にソース符号
化を受けなかった場合には前記オーディオデコーダは省
くことができる。
【００１８】図１にＲＦにて示す受信したＤＡＢ伝送信
号はフロントエンド１に供給される。フロントエンド１
はテレビジョン受信機に用いられるフロントエンドに似
たものとすることができる。このフロントエンド１は受
信したＤＡＢ伝送信号をろ波すると共に増加し、且つ図
１にＩＦで示すＤＡＢ中周波信号を直角復調器２に供給
するようにする。直角復調器２はＤＡＢ中間周波信号か
ら同相及び直角変調信号を取り出す。直角復調器２内
で、これらの変調信号が増幅され、Ａ／Ｄ変換されてか
ら多重化されて、図１にＣＭで示すディジタル化複素変
調信号が得られる。従って、このディジタル化複素変調
信号の実及び虚信号成分はＤＡＢ伝送信号の同相及び直
角変調信号にそれぞれ関連する。
号はフロントエンド１に供給される。フロントエンド１
はテレビジョン受信機に用いられるフロントエンドに似
たものとすることができる。このフロントエンド１は受
信したＤＡＢ伝送信号をろ波すると共に増加し、且つ図
１にＩＦで示すＤＡＢ中周波信号を直角復調器２に供給
するようにする。直角復調器２はＤＡＢ中間周波信号か
ら同相及び直角変調信号を取り出す。直角復調器２内
で、これらの変調信号が増幅され、Ａ／Ｄ変換されてか
ら多重化されて、図１にＣＭで示すディジタル化複素変
調信号が得られる。従って、このディジタル化複素変調
信号の実及び虚信号成分はＤＡＢ伝送信号の同相及び直
角変調信号にそれぞれ関連する。
【００１９】周波数多重復調器６は、ディジタル化複素
変調信号を順次ＦＦＴ演算及び微分位相復調することに
よって図１にＤＢで示すディジタルベースバンド信号に
変換する。これらの工程は送信側にてＤＡＢ伝送信号用
の同相及び直角変調信号を得るためにヴィテルビ符号化
データに対して行なう処理工程とは反対である。従っ
て、周波数多重復調器６の出力端子に現われるディジタ
ルベースバンド信号のサンプル値は送信側でのヴィテル
ビ符号化データのビット値に関連する。
変調信号を順次ＦＦＴ演算及び微分位相復調することに
よって図１にＤＢで示すディジタルベースバンド信号に
変換する。これらの工程は送信側にてＤＡＢ伝送信号用
の同相及び直角変調信号を得るためにヴィテルビ符号化
データに対して行なう処理工程とは反対である。従っ
て、周波数多重復調器６の出力端子に現われるディジタ
ルベースバンド信号のサンプル値は送信側でのヴィテル
ビ符号化データのビット値に関連する。
【００２０】メトリック計算機７については後に詳細に
説明するが、これはディジタルベースバンド信号の各サ
ンプルからヴィテルビ符号化データビットの最もふさわ
しい値を計算する。さらに、メトリック計算機７は斯か
るサンプルから前記最もふさわしいビット値の（不）確
実性を示す多数の信頼度ビットを計算する。従って、メ
トリック計算機７は各サンプルに対して、最もふさわし
いビット値を表す総体（グロス）ビットと多数の信頼度
ビットとを組合わせたものを供給する。この組合わせを
メトリックと称し、次いでこれらのメトリックはソフト
決定のデコーダ４に供給される。
説明するが、これはディジタルベースバンド信号の各サ
ンプルからヴィテルビ符号化データビットの最もふさわ
しい値を計算する。さらに、メトリック計算機７は斯か
るサンプルから前記最もふさわしいビット値の（不）確
実性を示す多数の信頼度ビットを計算する。従って、メ
トリック計算機７は各サンプルに対して、最もふさわし
いビット値を表す総体（グロス）ビットと多数の信頼度
ビットとを組合わせたものを供給する。この組合わせを
メトリックと称し、次いでこれらのメトリックはソフト
決定のデコーダ４に供給される。
【００２１】ヴィテルビデコーダ９はデ−インタリービ
ング回路８を経てメトリックを受け取る。デ−インタリ
ービング回路８はメトリックのシーケンスをＤＡＢ送信
側でのインタリービング走査とは逆に変更する。ヴィテ
ルビデコーダ９は、その入力端子に供給される各新規の
メトリックに対して、このデコーダが受け取った一連の
メトリックから最もふさわしい出力データを決定する。
実際上、ヴィテルビデコーダ９は送信側でのヴィテルビ
エンコーダによって決定される限定数の可能シーケンス
から最もふさわしいグロスビットのシーケンスを計算す
る。この計算をするのにヴィテルビデコーダ９は出力デ
ータが関連する可能グロスビットシーケンスの尤度を確
率させるための信頼度ビットを用いる。
ング回路８を経てメトリックを受け取る。デ−インタリ
ービング回路８はメトリックのシーケンスをＤＡＢ送信
側でのインタリービング走査とは逆に変更する。ヴィテ
ルビデコーダ９は、その入力端子に供給される各新規の
メトリックに対して、このデコーダが受け取った一連の
メトリックから最もふさわしい出力データを決定する。
実際上、ヴィテルビデコーダ９は送信側でのヴィテルビ
エンコーダによって決定される限定数の可能シーケンス
から最もふさわしいグロスビットのシーケンスを計算す
る。この計算をするのにヴィテルビデコーダ９は出力デ
ータが関連する可能グロスビットシーケンスの尤度を確
率させるための信頼度ビットを用いる。
【００２２】理想的な受信状態（受信機の入力端子にお
ける信号対雑音比がほぼ無限大）から出発し、信号対雑
音比が低下するにつれて、出力データのＢＥＲは、この
出力データが容認できなくなるほどに悪くなるまで劣化
する。このように出力データが劣化するレベルの信号対
雑音比をしきい値とも称する。各メトリックが具えてお
り、しかも最もふさわしい出力データを計算するために
ヴィテルビデコーダ９によって用いられる信頼度ビット
が増えるにつれて、前記しきい値は低く（従って一層良
好と）なる。なお、追加の各信頼度ビットをメトリック
に追加するにつれてしきい値改善が低下することに留意
すべきである。信頼度ビット数を増やすと、ソフト決定
デコーダ４が益々複雑となるから、しきい値改善とソフ
ト決定デコーダの複雑性との間で妥協点を見い出す必要
がある。
ける信号対雑音比がほぼ無限大）から出発し、信号対雑
音比が低下するにつれて、出力データのＢＥＲは、この
出力データが容認できなくなるほどに悪くなるまで劣化
する。このように出力データが劣化するレベルの信号対
雑音比をしきい値とも称する。各メトリックが具えてお
り、しかも最もふさわしい出力データを計算するために
ヴィテルビデコーダ９によって用いられる信頼度ビット
が増えるにつれて、前記しきい値は低く（従って一層良
好と）なる。なお、追加の各信頼度ビットをメトリック
に追加するにつれてしきい値改善が低下することに留意
すべきである。信頼度ビット数を増やすと、ソフト決定
デコーダ４が益々複雑となるから、しきい値改善とソフ
ト決定デコーダの複雑性との間で妥協点を見い出す必要
がある。
【００２３】図１に示す受信機では、各メトリックに対
する信頼度ビット数を３とするのが賢明な折衷策と思わ
れる。従って、メトリックは４ビットの２進ワードとす
る。この場合、直角復調器２内でのＡ／Ｄ変換精度は８
ビットとし、複素変調信号が８ビットのサンプルを有
し、周波数多重復調器６が８ビットの精度で作動するも
のとするのが好適である。直角復調器２からメトリック
計算機７までのディジタル信号通路に８ビットのサンプ
ル精度を持たせる理由は次の通りである。
する信頼度ビット数を３とするのが賢明な折衷策と思わ
れる。従って、メトリックは４ビットの２進ワードとす
る。この場合、直角復調器２内でのＡ／Ｄ変換精度は８
ビットとし、複素変調信号が８ビットのサンプルを有
し、周波数多重復調器６が８ビットの精度で作動するも
のとするのが好適である。直角復調器２からメトリック
計算機７までのディジタル信号通路に８ビットのサンプ
ル精度を持たせる理由は次の通りである。
【００２４】先ず、ディジタルベースバンド信号サンプ
ルにおける最下位ビット（１つ又は複数）は主として周
波数多重復調器６によって導入される計算ノイズによる
ものである。従って、複素変調信号サンプルはディジタ
ルベースバンド信号から取り出されるメトリックよりも
少なくとも１ビット又は２ビット多いビット数で表すの
が好適である。
ルにおける最下位ビット（１つ又は複数）は主として周
波数多重復調器６によって導入される計算ノイズによる
ものである。従って、複素変調信号サンプルはディジタ
ルベースバンド信号から取り出されるメトリックよりも
少なくとも１ビット又は２ビット多いビット数で表すの
が好適である。
【００２５】第２として、直角復調器２内におけるＡ／
Ｄ変換器（図示せず）のダイナミックレンジは、この復
調器の入力端子に供給されるＤＡＢ中間周波信号の公称
レベルにて全てが用いられないようにするのが好適であ
る。ＤＡＢ伝送信号の振幅は、例えば非静止マルチパス
受信状態では急速に変化する。こうした状態のもとで
は、受信機の振幅安定化手段（図示せず）での制御遅延
のために、ＤＡＢ中間周波信号の振幅が瞬時的に変動す
る。ディジタル化複素変調信号の非線形ひずみをまねく
ことになるＡ／Ｄ変換器のオーバドライブを防ぐために
ヘッドルーム（あき高）を取っておく必要がある。この
ようなひずみはメトリックに影響を及ぼし、従ってヴィ
テルビデコーダ９によって与えられるデータのＢＥＲを
劣化させる。このために、図１に示す受信機はＡ／Ｄ変
換器の公称信号レベルと最大入力信号レベルとの間に十
分なマージン（余裕）があるように設定する。このよう
なマージンはディジタル化複素変調信号の２つの最上位
ビットにほぼ等価である。なお、マージンは考慮すべき
様々な受信状態及び振幅安定化手段の特性に多少依存す
る。
Ｄ変換器（図示せず）のダイナミックレンジは、この復
調器の入力端子に供給されるＤＡＢ中間周波信号の公称
レベルにて全てが用いられないようにするのが好適であ
る。ＤＡＢ伝送信号の振幅は、例えば非静止マルチパス
受信状態では急速に変化する。こうした状態のもとで
は、受信機の振幅安定化手段（図示せず）での制御遅延
のために、ＤＡＢ中間周波信号の振幅が瞬時的に変動す
る。ディジタル化複素変調信号の非線形ひずみをまねく
ことになるＡ／Ｄ変換器のオーバドライブを防ぐために
ヘッドルーム（あき高）を取っておく必要がある。この
ようなひずみはメトリックに影響を及ぼし、従ってヴィ
テルビデコーダ９によって与えられるデータのＢＥＲを
劣化させる。このために、図１に示す受信機はＡ／Ｄ変
換器の公称信号レベルと最大入力信号レベルとの間に十
分なマージン（余裕）があるように設定する。このよう
なマージンはディジタル化複素変調信号の２つの最上位
ビットにほぼ等価である。なお、マージンは考慮すべき
様々な受信状態及び振幅安定化手段の特性に多少依存す
る。
【００２６】メトリック計算機７によって供給されるメ
トリックのフォーマットは殆どのソフト決定のデコーダ
によって必要とされるフォーマットに対応させる。この
フォーマットは、全信頼度ビットの値がグロスビットの
値に一致する場合に、グロスビットが最大の正確度を有
するようにする。これに対し、全信頼度ビットの値がグ
ロスビットの値とは正反対の値となる場合に、グロスビ
ットは最小の正確度を有する。従って、図１に示す受信
機では、２進値の“１１１１”（１０進値の１５）を有
する４ビットのメトリックはグロスビット値が殆ど確実
に“１”であることを示す。２進値が“００００”（１
０進値の０）のメトリックはグロスビット値が殆ど確実
に“０”であることを示す。さらに図１に示す受信機の
メトリックは、４ビットの２進ワードであるメトリック
の最上位ビットがグロスビットを表すようにフォーマッ
ト化される。従って、メトリックが“０１１１”（１０
進値の７）又は“１０００”（１０進値の８）の場合
に、それぞれ０及び１のグロスビットは最小の正確度を
有する。
トリックのフォーマットは殆どのソフト決定のデコーダ
によって必要とされるフォーマットに対応させる。この
フォーマットは、全信頼度ビットの値がグロスビットの
値に一致する場合に、グロスビットが最大の正確度を有
するようにする。これに対し、全信頼度ビットの値がグ
ロスビットの値とは正反対の値となる場合に、グロスビ
ットは最小の正確度を有する。従って、図１に示す受信
機では、２進値の“１１１１”（１０進値の１５）を有
する４ビットのメトリックはグロスビット値が殆ど確実
に“１”であることを示す。２進値が“００００”（１
０進値の０）のメトリックはグロスビット値が殆ど確実
に“０”であることを示す。さらに図１に示す受信機の
メトリックは、４ビットの２進ワードであるメトリック
の最上位ビットがグロスビットを表すようにフォーマッ
ト化される。従って、メトリックが“０１１１”（１０
進値の７）又は“１０００”（１０進値の８）の場合
に、それぞれ０及び１のグロスビットは最小の正確度を
有する。
【００２７】要するに、第１極限メトリック値（１０進
値の０）から第２極限メトリック値（１０進値の１５）
の方へと出発すると、１０進値０で“０”の値を有する
グロスビットの信頼度は最小信頼度の点（１０進値の
７）まで低下し、この点を越えるとグロスビットは最小
信頼度を有する“１”（１０進値の８）となり、このグ
ロスビット値の信頼度は、１０進値の１５で最大信頼度
に達するまで増大する。
値の０）から第２極限メトリック値（１０進値の１５）
の方へと出発すると、１０進値０で“０”の値を有する
グロスビットの信頼度は最小信頼度の点（１０進値の
７）まで低下し、この点を越えるとグロスビットは最小
信頼度を有する“１”（１０進値の８）となり、このグ
ロスビット値の信頼度は、１０進値の１５で最大信頼度
に達するまで増大する。
【００２８】図２は図１に示した受信機におけるメトリ
ック計算機７の可能な伝達特性を示す。水平軸はディジ
タルベースバンド信号のサンプル値（ＤＢＳＶ）に関連
し、縦軸はメトリック値（ＭＥＶ）に関連する。２つの
飽和値ＳＡＶ１とＳＡＶ２とによって画成された範囲内
にて、メトリックの値は第１極限メトリック値（ＥＭＶ
１）と第２極限メトリック値（ＥＭＶ２）との間にて等
距離ステップの単調推移関数に従ってディジタルベース
バンドサンプル値の関数として変化する。図２に示す推
移関数は次式によって表すこともできる。 ＭＥＶ＝−（ＤＢＳＶ−ＳＡＶ２）≫２ ここに≫は２ビットにわたる偏移を示す。
ック計算機７の可能な伝達特性を示す。水平軸はディジ
タルベースバンド信号のサンプル値（ＤＢＳＶ）に関連
し、縦軸はメトリック値（ＭＥＶ）に関連する。２つの
飽和値ＳＡＶ１とＳＡＶ２とによって画成された範囲内
にて、メトリックの値は第１極限メトリック値（ＥＭＶ
１）と第２極限メトリック値（ＥＭＶ２）との間にて等
距離ステップの単調推移関数に従ってディジタルベース
バンドサンプル値の関数として変化する。図２に示す推
移関数は次式によって表すこともできる。 ＭＥＶ＝−（ＤＢＳＶ−ＳＡＶ２）≫２ ここに≫は２ビットにわたる偏移を示す。
【００２９】ＳＡＶ１及びＳＡＶ２を含む前記範囲内の
種々のディジタルベースバンドサンプル値の数は２k 個
である。ディジタルベースバンド信号のサンプル値がＳ
ＡＶ１よりも小さい場合には、メトリックが“１１１
１”（２進表記）の第２極限値ＥＭＶ２をとる。これに
対し、ディジタルベースバンド信号のサンプル値がＳＡ
Ｖ２よりも大きい場合には、メトリックが“００００”
である第２極限値ＥＭＶ１をとる。
種々のディジタルベースバンドサンプル値の数は２k 個
である。ディジタルベースバンド信号のサンプル値がＳ
ＡＶ１よりも小さい場合には、メトリックが“１１１
１”（２進表記）の第２極限値ＥＭＶ２をとる。これに
対し、ディジタルベースバンド信号のサンプル値がＳＡ
Ｖ２よりも大きい場合には、メトリックが“００００”
である第２極限値ＥＭＶ１をとる。
【００３０】受信したＤＡＢ伝送信号に雑音及びひずみ
がない場合には、ディジタルベースバンド信号サンプル
が主として２つの値、即ち以後第１公称サンプル値ＮＳ
Ｖ１及び第２公称サンプル値ＮＳＶ２とそれぞれ称する
２つの値をとる。これらの公称サンプルは送信側でのヴ
ィテルビ符号化データにおけるビットの第１値及び第２
値（例えば“０”及び“１”）にそれぞれ対応する。従
って、理想的な受信状態のもとでは、ディジタルベース
バンド信号サンプル値と伝送データとの間に明瞭な関係
がある。それ故、信頼度ビットは全グロスビットが「確
かなもの」である旨を示すようにするのが好適である。
がない場合には、ディジタルベースバンド信号サンプル
が主として２つの値、即ち以後第１公称サンプル値ＮＳ
Ｖ１及び第２公称サンプル値ＮＳＶ２とそれぞれ称する
２つの値をとる。これらの公称サンプルは送信側でのヴ
ィテルビ符号化データにおけるビットの第１値及び第２
値（例えば“０”及び“１”）にそれぞれ対応する。従
って、理想的な受信状態のもとでは、ディジタルベース
バンド信号サンプル値と伝送データとの間に明瞭な関係
がある。それ故、信頼度ビットは全グロスビットが「確
かなもの」である旨を示すようにするのが好適である。
【００３１】しかし、実際の受信状態のもとではディジ
タルベースバンド信号のサンプルが２５６通りの値（デ
ィジタルベースバンドサンプルの８ビット表示）の範囲
内の任意の値を取り得る。サンプル値はＮＳＶ１及びＮ
ＳＶ２付近でばらつき、このばらつきの大きさは、特に
アンテナ入力端子における搬送波対雑音比に依存する。
この場合、メトリック計算機によって供給されるグロス
ビットは実際のサンプル値に最も近い公称サンプル値に
関連する。従って、信頼度ビットは、好ましくは実際の
サンプル値がＮＳＶ１及びＮＳＶ２との間にあるときに
は、この実際のサンプル値と前記公称サンプル値との相
対差を示す。
タルベースバンド信号のサンプルが２５６通りの値（デ
ィジタルベースバンドサンプルの８ビット表示）の範囲
内の任意の値を取り得る。サンプル値はＮＳＶ１及びＮ
ＳＶ２付近でばらつき、このばらつきの大きさは、特に
アンテナ入力端子における搬送波対雑音比に依存する。
この場合、メトリック計算機によって供給されるグロス
ビットは実際のサンプル値に最も近い公称サンプル値に
関連する。従って、信頼度ビットは、好ましくは実際の
サンプル値がＮＳＶ１及びＮＳＶ２との間にあるときに
は、この実際のサンプル値と前記公称サンプル値との相
対差を示す。
【００３２】従って、公称サンプル値はメトリック計算
機７における推移関数の飽和値に対応させるのが好適で
ある。これは受信機の入力端子と周波数多重復調器６と
の間の受信機部分の伝達特性を適当に設定することによ
り達成することができる。しかし、この設定は一般に最
適処理に対する設定とは一致しない。例えば、この後者
の設定は、ディジタルベースバンドサンプルの８ビット
の２の補数表現（−１２８から＋１２７までの１０進値
の範囲）を有するＤＡＢ受信機用に計算されている。こ
の計算の結果、ＮＳＶ１及びＮＳＶ２に対する値はそれ
ぞれ＋４３及び−４４になる。
機７における推移関数の飽和値に対応させるのが好適で
ある。これは受信機の入力端子と周波数多重復調器６と
の間の受信機部分の伝達特性を適当に設定することによ
り達成することができる。しかし、この設定は一般に最
適処理に対する設定とは一致しない。例えば、この後者
の設定は、ディジタルベースバンドサンプルの８ビット
の２の補数表現（−１２８から＋１２７までの１０進値
の範囲）を有するＤＡＢ受信機用に計算されている。こ
の計算の結果、ＮＳＶ１及びＮＳＶ２に対する値はそれ
ぞれ＋４３及び−４４になる。
【００３３】これに対し、本発明はメトリック計算機の
ハードウェアを簡単にするために、信号処理に対する計
算による最適設定をずらすことを提案する。本発明は、
斯様なずれによって受信機のパーホーマンス（性能）が
許容できないほどには劣化しないという認識に基づいて
成したものである。例えば、８ビットの２の補数のディ
ジタルベースバンド信号を有するＤＡＢ受信機では、メ
トリック計算機の飽和値をＳＡＶ１＝＋３１及びＳＡＶ
２＝−３２とすることができる。従って、前記受信機部
分の伝達特性は、公称サンプル値がこれらの飽和値と整
合するように設定するのが好適である。このような本発
明による受信機のパーホーマンスは、飽和値がＳＡＶ１
＝＋４３及びＳＡＶ２＝−４４で、しかも前記設定が信
号処理に対して最適化されるメトリック計算機を有する
受信機よりも僅か劣るだけである。
ハードウェアを簡単にするために、信号処理に対する計
算による最適設定をずらすことを提案する。本発明は、
斯様なずれによって受信機のパーホーマンス（性能）が
許容できないほどには劣化しないという認識に基づいて
成したものである。例えば、８ビットの２の補数のディ
ジタルベースバンド信号を有するＤＡＢ受信機では、メ
トリック計算機の飽和値をＳＡＶ１＝＋３１及びＳＡＶ
２＝−３２とすることができる。従って、前記受信機部
分の伝達特性は、公称サンプル値がこれらの飽和値と整
合するように設定するのが好適である。このような本発
明による受信機のパーホーマンスは、飽和値がＳＡＶ１
＝＋４３及びＳＡＶ２＝−４４で、しかも前記設定が信
号処理に対して最適化されるメトリック計算機を有する
受信機よりも僅か劣るだけである。
【００３４】本発明によれば、公称サンプル値が飽和値
と整合しないように受信機を最適設計のものからずらす
こともできる。飽和値はメトリック計算機７を極めて能
率的なハードウェアで実現できるように選定する。飽和
値間の量子化ステップ数を２ k とする場合の前記設定と
は、飽和値と公称値との整合と、受信機の信号処理特性
の最適化との間で妥協点を見い出すことを意味するもの
とする。この妥協の両要素は受信機全体のパーホーマン
スに影響を及ぼすことからして、最良のパーホーマンス
に対する妥協点を見い出す必要がある。本発明による受
信機の斯かる最良のパーホーマンスは、信号処理だけの
観点で最適設定となるようにメトリック計算機を公称サ
ンプル値と整合すべく設計する受信機に比べてあまり劣
るものではない。
と整合しないように受信機を最適設計のものからずらす
こともできる。飽和値はメトリック計算機７を極めて能
率的なハードウェアで実現できるように選定する。飽和
値間の量子化ステップ数を２ k とする場合の前記設定と
は、飽和値と公称値との整合と、受信機の信号処理特性
の最適化との間で妥協点を見い出すことを意味するもの
とする。この妥協の両要素は受信機全体のパーホーマン
スに影響を及ぼすことからして、最良のパーホーマンス
に対する妥協点を見い出す必要がある。本発明による受
信機の斯かる最良のパーホーマンスは、信号処理だけの
観点で最適設定となるようにメトリック計算機を公称サ
ンプル値と整合すべく設計する受信機に比べてあまり劣
るものではない。
【００３５】図１に示すように本発明によるＤＡＢ受信
機におけるメトリック計算機を有効なハードウェアで実
現する例を図３に示す。メトリック計算機の入力端子Ｉ
におけるディジタルベースバンド信号のサンプル値は８
ビットの２の補数表記法で表される。ビットｂ（７）は
符号ビットであり、他のビットｂ（６）・・・・・・ｂ
（０）はサンプルの大きさを表すため、サンプルの１０
進値ＤＳＶは次のようになる。
機におけるメトリック計算機を有効なハードウェアで実
現する例を図３に示す。メトリック計算機の入力端子Ｉ
におけるディジタルベースバンド信号のサンプル値は８
ビットの２の補数表記法で表される。ビットｂ（７）は
符号ビットであり、他のビットｂ（６）・・・・・・ｂ
（０）はサンプルの大きさを表すため、サンプルの１０
進値ＤＳＶは次のようになる。
【００３６】
【数１】 入力端子Ｉにおける各ディジタルベースバンド信号サン
プルに対して、メトリック計算機はその出力端子０に適
当な４ビットのメトリックを供給し、このメトリックの
ビットｍ（３）はグロスビットを表し、ｍ（２），ｍ
（１）及びｍ（０）は信頼度ビットを表す。第１及び第
２飽和値は最適信号処理に対する設定でＤＡＢ受信機の
公称サンプル値（＋４３，−４４）に近似する＋３１及
び−３２にそれぞれ選定する。
プルに対して、メトリック計算機はその出力端子０に適
当な４ビットのメトリックを供給し、このメトリックの
ビットｍ（３）はグロスビットを表し、ｍ（２），ｍ
（１）及びｍ（０）は信頼度ビットを表す。第１及び第
２飽和値は最適信号処理に対する設定でＤＡＢ受信機の
公称サンプル値（＋４３，−４４）に近似する＋３１及
び−３２にそれぞれ選定する。
【００３７】図３のメトリック計算機では、メトリック
のグロスビット値をディジタルベースバンド信号のビッ
トｂ（７）の値に等しくする。即ち、ｍ（３）＝ｂ
（７）とする。符号ビットｂ（７）はディジタルベース
バンド信号から取り出されて、メトリック統合器（コン
バイナ）ＭＣの入力端子ＧＢに供給される。メトリック
コンバイナＭＣは、その入力端子ＧＢにて受信したビッ
トをメトリックのグロスビットｍ（３）としてメトリッ
ク計算機の出力端子０に供給し、メトリックコンバイナ
の入力端子ＲＢにて受信される３ビットは信頼度ビット
ｍ（２），ｍ（１）及びｍ（０）として出力端子０に供
給される。これらの信頼度ビットのソースは３つの入力
端子を有するセレクタＳＥＬによって決定される。入力
端子Ｅ１には、ジェネレータＲＥＶ１が第１極限メトリ
ック値における３つの信頼度ビットｍ（２），ｍ（１）
及びｍ（０）の値に対応する３つのビット値“０”を供
給する。入力端子Ｅ２には、ジェネレータＲＥＶ２が第
２極限メトリック値の３つの信頼度ビットの値に対応す
る３つのビット値“１”を供給する。セレクタＳＥＬの
入力端子Ｔには、ディジタルベースバンド信号サンプル
の３ビット、ｂ（４），ｂ（３），ｂ（２）の反転値が
供給される。これらのビットはインバータ３ＩＮＶによ
って反転される。
のグロスビット値をディジタルベースバンド信号のビッ
トｂ（７）の値に等しくする。即ち、ｍ（３）＝ｂ
（７）とする。符号ビットｂ（７）はディジタルベース
バンド信号から取り出されて、メトリック統合器（コン
バイナ）ＭＣの入力端子ＧＢに供給される。メトリック
コンバイナＭＣは、その入力端子ＧＢにて受信したビッ
トをメトリックのグロスビットｍ（３）としてメトリッ
ク計算機の出力端子０に供給し、メトリックコンバイナ
の入力端子ＲＢにて受信される３ビットは信頼度ビット
ｍ（２），ｍ（１）及びｍ（０）として出力端子０に供
給される。これらの信頼度ビットのソースは３つの入力
端子を有するセレクタＳＥＬによって決定される。入力
端子Ｅ１には、ジェネレータＲＥＶ１が第１極限メトリ
ック値における３つの信頼度ビットｍ（２），ｍ（１）
及びｍ（０）の値に対応する３つのビット値“０”を供
給する。入力端子Ｅ２には、ジェネレータＲＥＶ２が第
２極限メトリック値の３つの信頼度ビットの値に対応す
る３つのビット値“１”を供給する。セレクタＳＥＬの
入力端子Ｔには、ディジタルベースバンド信号サンプル
の３ビット、ｂ（４），ｂ（３），ｂ（２）の反転値が
供給される。これらのビットはインバータ３ＩＮＶによ
って反転される。
【００３８】セレクタＳＥＬはセレクタコントローラＣ
ＯＮによって制御され、このコントローラにはビットｂ
（７），ｂ（６）及びｂ（５）の値が供給される。これ
らのビット値が等しい（“１１１”又は“０００”）場
合に、入力端子Ｔにおけるビット値がメトリックコンバ
イナＭＣに転送される。前記コントローラＣＯＮに供給
される３つのビット値が等しくなく、しかもｂ（７）＝
０の場合には、ジェネレータＲＥＶ１によって供給され
る値“０００”がメトリックコンバイナＭＣに転送さ
れ、これに対し、ｂ（７）＝１の場合には、ジェネレー
タＲＥＶ２によって供給される値“１１１”がメトリッ
クコンバイナＭＣに転送される。従って、ディジタルベ
ースバンド信号サンプルの１０進値が＋３１と−３２と
の間の境界部又はその範囲内にある場合にはｍ（２）＝
ｂ（４）、ｍ（１）＝ｂ（３）及びｍ（０）＝ｂ（２）
となる。ディジタルベースバンド信号のサンプル値がこ
の範囲外にあり、そのサンプル値が＋３１よりも大きい
場合には、ｍ（４），ｍ（３）及びｍ（２）は“０”と
なり、又前記サンプル値が−３２以下の場合には、ｍ
（４），ｍ（３）及びｍ（２）が“１”となる。
ＯＮによって制御され、このコントローラにはビットｂ
（７），ｂ（６）及びｂ（５）の値が供給される。これ
らのビット値が等しい（“１１１”又は“０００”）場
合に、入力端子Ｔにおけるビット値がメトリックコンバ
イナＭＣに転送される。前記コントローラＣＯＮに供給
される３つのビット値が等しくなく、しかもｂ（７）＝
０の場合には、ジェネレータＲＥＶ１によって供給され
る値“０００”がメトリックコンバイナＭＣに転送さ
れ、これに対し、ｂ（７）＝１の場合には、ジェネレー
タＲＥＶ２によって供給される値“１１１”がメトリッ
クコンバイナＭＣに転送される。従って、ディジタルベ
ースバンド信号サンプルの１０進値が＋３１と−３２と
の間の境界部又はその範囲内にある場合にはｍ（２）＝
ｂ（４）、ｍ（１）＝ｂ（３）及びｍ（０）＝ｂ（２）
となる。ディジタルベースバンド信号のサンプル値がこ
の範囲外にあり、そのサンプル値が＋３１よりも大きい
場合には、ｍ（４），ｍ（３）及びｍ（２）は“０”と
なり、又前記サンプル値が−３２以下の場合には、ｍ
（４），ｍ（３）及びｍ（２）が“１”となる。
【００３９】下記の表１は図３に示すメトリック計算機
の機能を理解するのに役立つ。この表１はディジタルベ
ースバンド信号のサンプル値がとりうる全ての１０進値
と、これに対応する２の補数の８ビット２進表記を短縮
したリストである。
の機能を理解するのに役立つ。この表１はディジタルベ
ースバンド信号のサンプル値がとりうる全ての１０進値
と、これに対応する２の補数の８ビット２進表記を短縮
したリストである。
【００４０】
【表１】
【００４１】この表から明らかなように、図３に示すよ
うなメトリック計算機の例には多数の変形例がある。例
えばメトリックコンバイナＭＣを省いて、セレクタＳＥ
Ｌが４ビットのメトリックを出力端子０に直接供給する
ようにすることができる。このような、図３に示す例の
変形例では、セレクタＳＥＬが入力端子Ｅ１にて第１極
限メトリック値を受け取り、入力端子Ｅ２にて第２極限
メトリック値を受け取る。入力端子Ｔはビットｂ
（４），ｂ（３）及びｂ（２）の反転後のディジタルベ
ースバンド信号サンプルのビットｂ（７）を含む４ビッ
ト２進ワードを受け取る。
うなメトリック計算機の例には多数の変形例がある。例
えばメトリックコンバイナＭＣを省いて、セレクタＳＥ
Ｌが４ビットのメトリックを出力端子０に直接供給する
ようにすることができる。このような、図３に示す例の
変形例では、セレクタＳＥＬが入力端子Ｅ１にて第１極
限メトリック値を受け取り、入力端子Ｅ２にて第２極限
メトリック値を受け取る。入力端子Ｔはビットｂ
（４），ｂ（３）及びｂ（２）の反転後のディジタルベ
ースバンド信号サンプルのビットｂ（７）を含む４ビッ
ト２進ワードを受け取る。
【００４２】本発明の明瞭化のために一例につき説明し
たが、本発明による受信機におけるメトリック計算機は
種々変更し得ることは当業者に明らかである。又、ディ
ジタルベースバンド信号のサンプル値と伝送信号におけ
るビット値との関係を図１に示した受信機における関係
とは逆とし得ることも明らかである。２の補数サンプル
値の正符号が伝送信号における“０”の代わりに“１”
のビット値に関連し、負符号に対してその逆となるよう
にすることもできる。図１に示す本発明による受信機の
斯様な変形例は、インバータの追加又は除去を意味する
ことも明らかである。
たが、本発明による受信機におけるメトリック計算機は
種々変更し得ることは当業者に明らかである。又、ディ
ジタルベースバンド信号のサンプル値と伝送信号におけ
るビット値との関係を図１に示した受信機における関係
とは逆とし得ることも明らかである。２の補数サンプル
値の正符号が伝送信号における“０”の代わりに“１”
のビット値に関連し、負符号に対してその逆となるよう
にすることもできる。図１に示す本発明による受信機の
斯様な変形例は、インバータの追加又は除去を意味する
ことも明らかである。
【００４３】他の変形例はディジタルベースバンド信号
のサンプル値を２の補数以外の、１の補数の２進表現、
符号と大きさ又は符号なし表現によるものとすることが
できる。これは符号なし２進表現でのディジタルベース
バンド信号がとりうるサンプル値を表す表２につき説明
することができる。
のサンプル値を２の補数以外の、１の補数の２進表現、
符号と大きさ又は符号なし表現によるものとすることが
できる。これは符号なし２進表現でのディジタルベース
バンド信号がとりうるサンプル値を表す表２につき説明
することができる。
【００４４】
【表２】
【００４５】飽和値ＳＡＶ１＝１２７及びＳＡＶ２＝６
４がメトリック計算機のハードウェアを極めて有効に実
現できるようにすることは明らかである。ｂ（６）＝０
及びｂ（７）＝０の場合に、セレクタは第１極限値の４
ビットメトリック値“００００”をメトリック計算機の
出力端子に通すことができ、又ビットｂ（７）＝１の場
合には第２極限メトリック値“１１１１”が出力端子に
供給される。２つの飽和値間の範囲内では、セレクタは
ｂ（５）をグロスビットとして出力端子に供給し、ビッ
トｂ（４），ｂ（３）及びｂ（２）を信頼度ビットとし
て出力端子に供給する。上記飽和値の欠点は推移関数が
ディジタルベースバンド信号の極限サンプル値に対して
対称にならないということにある。しかし、飽和値をＳ
ＡＶ１＝９６及びＳＡＶ２＝１５９に選定すると、推移
関数はディジタルベースバンドサンプル値の範囲内で対
称となる。前述した例の場合、当業者は前記飽和値を有
するメトリック計算機のハードウェアを容易に想定する
ことができる。
４がメトリック計算機のハードウェアを極めて有効に実
現できるようにすることは明らかである。ｂ（６）＝０
及びｂ（７）＝０の場合に、セレクタは第１極限値の４
ビットメトリック値“００００”をメトリック計算機の
出力端子に通すことができ、又ビットｂ（７）＝１の場
合には第２極限メトリック値“１１１１”が出力端子に
供給される。２つの飽和値間の範囲内では、セレクタは
ｂ（５）をグロスビットとして出力端子に供給し、ビッ
トｂ（４），ｂ（３）及びｂ（２）を信頼度ビットとし
て出力端子に供給する。上記飽和値の欠点は推移関数が
ディジタルベースバンド信号の極限サンプル値に対して
対称にならないということにある。しかし、飽和値をＳ
ＡＶ１＝９６及びＳＡＶ２＝１５９に選定すると、推移
関数はディジタルベースバンドサンプル値の範囲内で対
称となる。前述した例の場合、当業者は前記飽和値を有
するメトリック計算機のハードウェアを容易に想定する
ことができる。
【００４６】本発明は或る特定のメトリックフォーマッ
トを当てにするものでないことに留意すべきである。本
発明は前述した例におけるものとは異なるメトリックフ
ォーマットを有するソフト決定のデコーダを有する受信
機に使用することができる。例えばフォーマットは、全
ての信頼度ビットの値が、グロスビットの値とは反対と
なるか、又は信頼度の指示がグロスビットの値とは無関
係となるような値となる場合に最大の確実性が示される
ようにすることができる。メトリックフォーマットの相
違がメトリック計算機のハードウェアに対して僅かでは
あるが、明白な変更となることは明らかである。
トを当てにするものでないことに留意すべきである。本
発明は前述した例におけるものとは異なるメトリックフ
ォーマットを有するソフト決定のデコーダを有する受信
機に使用することができる。例えばフォーマットは、全
ての信頼度ビットの値が、グロスビットの値とは反対と
なるか、又は信頼度の指示がグロスビットの値とは無関
係となるような値となる場合に最大の確実性が示される
ようにすることができる。メトリックフォーマットの相
違がメトリック計算機のハードウェアに対して僅かでは
あるが、明白な変更となることは明らかである。
【００４７】半導体本体に集積回路として形成されるメ
トリック計算機の構成上の差異は集積回路のマスクセッ
トを生成するのに用いられるシリコンコンパイラのタイ
プにより生ずる。本発明による受信機の設計の大部分は
ディジタルベースバンド信号のサンプル値と、これに対
応するメトリックとの間の関係の明細事項を必要とす
る。次いで、この明細事項をシリコンコンパイラ用の入
力データとして用い、コンパイラにより前記明細事項に
従ってメトリック計算をする集積回路用のマスクセット
を生成する。
トリック計算機の構成上の差異は集積回路のマスクセッ
トを生成するのに用いられるシリコンコンパイラのタイ
プにより生ずる。本発明による受信機の設計の大部分は
ディジタルベースバンド信号のサンプル値と、これに対
応するメトリックとの間の関係の明細事項を必要とす
る。次いで、この明細事項をシリコンコンパイラ用の入
力データとして用い、コンパイラにより前記明細事項に
従ってメトリック計算をする集積回路用のマスクセット
を生成する。
【００４８】ディジタルベースバンド信号のサンプル値
を表すのに用いられるビット数を８ビットとは異なるビ
ット数とし、且つメトリックにおける信頼度ビットの数
を図１に示した受信機におけるような３ビットとは異な
るビット数とし得ることは明らかである。前記受信機の
ハードウェアを簡単にするために、ディジタル化複素変
調信号及びそれから取り出されるディジタルベースバン
ド信号は８ビット精度の代わりに６ビットの精度で表現
することができる。従って、メトリックにおける信頼度
ビットの数は１又は２に減り、メトリック計算機の飽和
値によって画成される範囲間の量子化ステップは６４か
ら３２又は１６に変えることができる。前述したような
受信機の変更によって、直角復調器２及び周波数多重復
調器６のハードウェアが簡単になるばかりでなく、デ−
インタリービング回路８に必要とされるメモリ容量及び
ソフト決定のヴィテルビデコーダ９の複雑性も低減す
る。このようなハードウェアの有効化を図った受信機が
前述したように多少劣るしきい値を呈することは勿論で
ある。
を表すのに用いられるビット数を８ビットとは異なるビ
ット数とし、且つメトリックにおける信頼度ビットの数
を図１に示した受信機におけるような３ビットとは異な
るビット数とし得ることは明らかである。前記受信機の
ハードウェアを簡単にするために、ディジタル化複素変
調信号及びそれから取り出されるディジタルベースバン
ド信号は８ビット精度の代わりに６ビットの精度で表現
することができる。従って、メトリックにおける信頼度
ビットの数は１又は２に減り、メトリック計算機の飽和
値によって画成される範囲間の量子化ステップは６４か
ら３２又は１６に変えることができる。前述したような
受信機の変更によって、直角復調器２及び周波数多重復
調器６のハードウェアが簡単になるばかりでなく、デ−
インタリービング回路８に必要とされるメモリ容量及び
ソフト決定のヴィテルビデコーダ９の複雑性も低減す
る。このようなハードウェアの有効化を図った受信機が
前述したように多少劣るしきい値を呈することは勿論で
ある。
【００４９】本発明をＤＡＢ用に提案されるような受信
機構造につき詳細に説明したが、本発明はＤＡＢ以外の
受信機、例えばＤＶＢ（ディジタルビデオ放送）用の受
信機にも有利に用いることができる。このような受信機
では、入力部（受信機の入力端子とメトリック計算機の
入力端子との間の信号処理部）が図１に示したような受
信機の入力部とは相違する。受信すべき伝送信号はＤＡ
Ｂに用いられるようなＯＦＤＭ以外の変調形式、例えば
単一搬送波変調形式のものとすることができる。データ
を例えばケーブルによりベースバンドで伝送し、入力部
が復調器を具えないようにすることもできる。本発明に
よる受信機に入力部はオプト−エレクトリカル変換器を
有している光学的受信機とすることもできる。
機構造につき詳細に説明したが、本発明はＤＡＢ以外の
受信機、例えばＤＶＢ（ディジタルビデオ放送）用の受
信機にも有利に用いることができる。このような受信機
では、入力部（受信機の入力端子とメトリック計算機の
入力端子との間の信号処理部）が図１に示したような受
信機の入力部とは相違する。受信すべき伝送信号はＤＡ
Ｂに用いられるようなＯＦＤＭ以外の変調形式、例えば
単一搬送波変調形式のものとすることができる。データ
を例えばケーブルによりベースバンドで伝送し、入力部
が復調器を具えないようにすることもできる。本発明に
よる受信機に入力部はオプト−エレクトリカル変換器を
有している光学的受信機とすることもできる。
【００５０】本発明による受信機にはヴィテルビ以外の
ソフト決定のデコーダを使用することができる。このよ
うな受信機のソフト決定デコーダは、伝送チャネルによ
って導入される冗長度（例えば、エコーによるシンボル
間干渉）を用いて不良ビットを補正するタイプのものと
することもできる。場合によっては、斯様なデコーダと
して項（term）ソフト決定検出器が用いられる。こうし
た項は受信機における全く同一の機能部、即ち伝送信号
における冗長度に基づく誤り補正能力を有するデバイス
に関連することは明らかである。
ソフト決定のデコーダを使用することができる。このよ
うな受信機のソフト決定デコーダは、伝送チャネルによ
って導入される冗長度（例えば、エコーによるシンボル
間干渉）を用いて不良ビットを補正するタイプのものと
することもできる。場合によっては、斯様なデコーダと
して項（term）ソフト決定検出器が用いられる。こうし
た項は受信機における全く同一の機能部、即ち伝送信号
における冗長度に基づく誤り補正能力を有するデバイス
に関連することは明らかである。
【００５１】要するに、ハードウェアの有効なデータ受
信機を提案すしたが、この受信機のディジタルベースバ
ンド信号サンプルは伝送信号のビットに関するものであ
る。各サンプルに対して、メトリック計算機は受信機の
ソフト決定のデコーダ用の入力データ要素（メトリッ
ク）を計算する。このメトリックは２進ワードであり、
このワードの最上位ビット（グロスビット）は伝送信号
のビットに最もふさわしい値（“０”又は“１”）を示
す。メトリックの他のビット（信頼度ビット）は、この
グロスビットの信頼度を表す。
信機を提案すしたが、この受信機のディジタルベースバ
ンド信号サンプルは伝送信号のビットに関するものであ
る。各サンプルに対して、メトリック計算機は受信機の
ソフト決定のデコーダ用の入力データ要素（メトリッ
ク）を計算する。このメトリックは２進ワードであり、
このワードの最上位ビット（グロスビット）は伝送信号
のビットに最もふさわしい値（“０”又は“１”）を示
す。メトリックの他のビット（信頼度ビット）は、この
グロスビットの信頼度を表す。
【００５２】メトリック計算機は極限メトリック値（全
メトリックビットが“０”か、又は“１”である）の間
で等距離ステップの単調な推移関係を呈する。この推移
関数に従って、メトリック値は２つの飽和値によって画
成される範囲内でディジタルベースバンド信号のサンプ
ル値の関数として変化する。飽和値を含む斯かる範囲内
の種々のサンプル値の数は２の整数べき個である。斯か
る範囲内にて信頼度ビットをディジタルベースバンドサ
ンプルの２進表現での選択ビット数から容易に取り出す
ことができる。
メトリックビットが“０”か、又は“１”である）の間
で等距離ステップの単調な推移関係を呈する。この推移
関数に従って、メトリック値は２つの飽和値によって画
成される範囲内でディジタルベースバンド信号のサンプ
ル値の関数として変化する。飽和値を含む斯かる範囲内
の種々のサンプル値の数は２の整数べき個である。斯か
る範囲内にて信頼度ビットをディジタルベースバンドサ
ンプルの２進表現での選択ビット数から容易に取り出す
ことができる。
【図１】本発明による受信機を示すブロック図である。
【図２】本発明によるような受信機におけるメトリック
計算機に対する等距離ステップを有する単調な推移関数
の例を示す図である。
計算機に対する等距離ステップを有する単調な推移関数
の例を示す図である。
【図３】本発明によるような受信機におけるメトリック
計算機の一例を示すブロック図である。
計算機の一例を示すブロック図である。
１ フロントエンド ２ 直角復調器 ３ 復調プロセッサ ４ デコーダ ６ 周波数多重復調器 ７ メトリック計算機 ８ デ−インタリービング回路 ９ ヴィテルビ−デコーダ ＲＦ ＤＡＢ伝送信号 ＩＦ ＤＡＢ中間周波信号 ＣＭ ディジタル複素変調信号 ＤＢ ディジタルベースバンド信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｊ 11/00 Ｚ
Claims (7)
- 【請求項１】 伝送信号を、この伝送信号における個別
ビットに関連するサンプルを有するディジタルベースバ
ンド信号に変換する入力部と；前記ディジタルベースバ
ンド信号の各サンプルから、前記個別ビットの値を表す
グロスビット及びこのグロスビットの信頼度を示す少な
くとも１つの信頼度ビットを含むメトリックを計算する
ためのメトリック計算機と；供給されたメトリックから
データを取り出すためのソフト決定のデコーダと；を具
えているデータ受信機において、前記メトリック計算機
がメトリックを：値が第１飽和値よりも小さいディジタ
ルベースバンド信号のサンプルに応答して、第１極限値
に設定し；値が第２飽和値よりも大きいディジタルベー
スバンド信号のサンプルに応答して第２極限値に設定
し；且つ値が前記第１及び第２飽和値によって画成せれ
る範囲内にあるディジタルベースバンド信号に応答し
て、前記２つの極限値間にて等距離のステップで単調な
推移関数に従う値に設定する；メトリック設定手段を具
え、前記第１及び第２飽和値によって画成される範囲
が、前記境界部の飽和値を含む２k 個の多数の異なるデ
ィジタルベースバンド信号のサンプル値を含み、ここに
ｋを信頼度ビットの数（ｒ）よりも大きな整数とする
も、ディジタルベースバンド信号の２進表現のビット数
（ｎ）よりも小さいか、又はそれに等しい数とすること
を特徴とする受信機。 - 【請求項２】 前記入力部が、伝送信号におけるビット
の第１及び第２値にそれぞれ関連する前記ディジタルベ
ースバンド信号の第１及び第２公称サンプル値を前記メ
トリック計算機の前記第１及び第２飽和値とそれぞれ整
合させる手段を具えていることを特徴とする請求項１に
記載の受信機。 - 【請求項３】 前記ディジタルベースバンド信号のサン
プルの２進値が２の補数で表され、第１飽和値が−２
k-1 に等しく、第２飽和値が＋２k-1 −１に等しくなる
ようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載の受
信機。 - 【請求項４】 ｋがｒ＋１よりも大きくなるようにした
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の受信
機。 - 【請求項５】 ｋがｎよりも小さくなるようにしたこと
を特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の受信機。 - 【請求項６】 データ受信機におけるディジタルベース
バンド信号からメトリックを取り出す方法であって、前
記ディジタルベースバンド信号が伝送信号における個別
ビットに関連するサンプルを具え、前記メトリックが前
記個別ビットの値を表すグロスビットと、このグロスビ
ットの信頼度を示す少なくとも１個の信頼度ビットとを
具えているメトリック取り出し方法においてメトリック
を：値が第１飽和値よりも小さいディジタルベースバン
ド信号のサンプルに応答して、第１極限値に設定し；値
が第２飽和値よりも大きいディジタルベースバンド信号
のサンプルに応答して第２極限値に設定し；且つ値が前
記第１及び第２飽和値によって画成せれる範囲内にある
ディジタルベースバンド信号に応答して、前記２つの極
限値間にて等距離のステップで単調な推移関数に従う値
に設定し、前記第１及び第２飽和値によって画成される
範囲が、前記境界部の飽和値を含む２k 個の多数の異な
るディジタルベースバンド信号のサンプル値を含み、こ
こにｋを信頼度ビットの数（ｒ）よりも大きな整数とす
るも、ディジタルベースバンド信号の２進表現のビット
数（ｎ）よりも小さいか、又はそれに等しい数とするこ
とを特徴とするメトリック取り出し方法。 - 【請求項７】 請求項６に記載の方法を実施するための
信号処理装置において、当該信号処理装置を半導体本体
に集積回路として形成することを特徴とする信号処理装
置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP94201114A EP0679000A1 (en) | 1994-04-22 | 1994-04-22 | Soft quantisation |
| NL94201114:9 | 1994-04-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07307767A true JPH07307767A (ja) | 1995-11-21 |
| JP3749281B2 JP3749281B2 (ja) | 2006-02-22 |
Family
ID=8216819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09513295A Expired - Fee Related JP3749281B2 (ja) | 1994-04-22 | 1995-04-20 | データ受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5524027A (ja) |
| EP (1) | EP0679000A1 (ja) |
| JP (1) | JP3749281B2 (ja) |
| KR (1) | KR100337717B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008295057A (ja) * | 1997-06-19 | 2008-12-04 | Qualcomm Inc | 直交周波数分割多重通信方式によるデジタル信号の送信 |
Families Citing this family (46)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPH09509819A (ja) * | 1994-12-23 | 1997-09-30 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | 一つのメモリのインタリーブ解除及び緩衝 |
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