JPH07298672A - モータドライブ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 モータ駆動電流の増減にかかわらず、Ｌｏリ
ミッタ回路を機能させて、電磁音の発生を低減するこ
と。 【構成】 抵抗２１に生じる電圧をＰＮＰ形トランジス
タ６２のベースに与え、且つ同トランジスタ６２のコレ
クタ−エミッタ間に定電流を流すことにより、エミッタ
電圧がモータ駆動電流の増減に応じて増減するので、こ
の電圧をＬｏリミッタ回路５５の各ＮＰＮ形トランジス
タ５１〜５３のベース電圧Ｖ_L とする。これにより、モ
ータ駆動電流が増大して各相の端子電圧の最低レベルが
上昇してもＬｏリミッタ回路５５が常に機能し、電磁音
の発生を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はモータの電磁音発生の原
因となるトルクリップルを効果的に平滑化するモータド
ライブ回路に関し、８ミリ・ムービーカメラや、据え置
き型ＶＴＲ等に用いられる三相駆動型小形ブラシレスモ
ータなど、各種多相モータのドライブ回路として有用な
ものである。

【０００２】

【従来の技術】図５にはモータドライブ回路の第１従来
例の構成が示され、図８にはその改良形である第２従来
例が示されている。

【０００３】＜第１従来例＞図５に示された第１従来例
のモータドライブ回路は、ロータに永久磁石を用いた小
形ブラシレスの三相駆動型モータＭをドライブするもの
であり、集積化した回路ＩＣと、集積回路ＩＣに外付け
された抵抗値がＲ１の抵抗２１及び抵抗値がＲ２の抵抗
２２と、回転制御（サーボ）用の出力電圧Ｖ_S が可変の
駆動電圧源３０からなる。そして、集積回路ＩＣにはト
ランジスタ回路を構成する６個のＮＰＮ形出力トランジ
スタ１〜６と、相切り替え基本信号生成回路７と、三相
波形生成回路８と、ベース電流調整回路９と、ロータの
回転位置を検出する位置検出回路１０が含まれている。
モータＭにはステータコイルとして、Ｕ相コイルＬ１，
Ｖ相コイルＬ２及びＷ相コイルＬ３があり、これらはＹ
結線されている。

【０００４】集積回路ＩＣの端子１１〜１７のうち、Ｕ
相端子１１にモータＭのＵ相コイルＬ１が、Ｖ相端子１
２にＶ相コイルＬ２が、Ｗ相端子１３にＷ相コイルＬ３
がそれぞれ接続される。駆動電源用端子１４とアース間
には、回転制御用に駆動電圧源３０が接続され、この駆
動電圧源３０からその電圧Ｖ_S に応じてモータ駆動電流
が供給される。モータ駆動電流検出用端子１５とアース
間には外部抵抗２１が接続され、この抵抗２１によって
モータ駆動電流が検出される。ベース電流調整用端子１
６とアース間には外部抵抗２２が接続され、モータ駆動
電流検出用抵抗２１との比Ｒ１／Ｒ２に応じて、後述の
如く各出力トランジスタ１〜６のベース電流がモータ駆
動電流に追従して変化する。端子１７にはモータＭから
の位置情報信号２０が与えられ、この端子１７から位置
検出回路１０に供給され、ロータ回転位置の検出信号１
０Ａが出力される。

【０００５】集積回路ＩＣ内では、駆動電源用端子１４
にモータ駆動電流吐き出し用の３個の出力トランジスタ
１〜３のコレクタが共通に接続され、各ベースは独立し
て三相波形生成回路８に接続されている。また、モータ
駆動電流検出用端子１５に他の３個のモータ駆動電流吸
い込み用出力トランジスタ４〜６のエミッタが共通に接
続され、各ベースは独立して三相波形生成回路８に接続
されている。更に、Ｕ相端子１１に出力トランジスタ１
のエミッタと出力トランジスタ４のコレクタが共通に、
Ｖ相端子１２に出力トランジスタ２のエミッタと出力ト
ランジスタ５のコレクタが共通に、Ｗ相端子１３に出力
トランジスタ３のエミッタと出力トランジスタ６のコレ
クタが共通にそれぞれ接続されている。従って、例えば
電流吐き出し用と電流吸い込み用の２つの出力トランジ
スタ１と５がオンすれば、Ｕ相コイルＬ１とＶ相コイル
Ｌ２にモータ駆動電流が流れ、その波形が抵抗２１によ
って検出される。なおモータ駆動電流は、出力トランジ
スタ１，５が飽和するので、基本的には駆動電圧源３０
の電圧Ｖ_S に依存して決まると言い得る。またモータ駆
動電流検出用端子１５とベース電流調整用端子１６にベ
ース電流調整回路９の入力端と出力端がそれぞれ接続さ
れ、位置検出回路１０の出力端が相切り替え基本信号生
成回路７の入力端に接続されている。

【０００６】相切り替え基本信号生成回路７は、位置検
出回路１０から与えられるロータ回転位置検出信号１０
Ａを用いて、相切り替え基本信号７Ａを生成し三相波形
生成回路８に与える。三相波形生成回路８は前記トラン
ジスタ回路を駆動するものであり、ベース電流調整回路
９からの電流９Ａを相切り替え基本信号７Ａに基づいて
分配することにより、電流吐き出し用出力トランジスタ
１〜３に流す三相波形のベース電流８Ａ−１〜８Ａ−３
を生成し、同じくベース電流調整回路９からの電流９Ｂ
を相切り替え基本信号７Ａに基づいて配分することによ
り、電流吸い込み用出力トランジスタ４〜６に与える三
相波形のベース電流８Ｂ−４〜８Ｂ−６を生成する。

【０００７】ベース電流調整回路９は駆動電圧源３０の
電圧Ｖ_S の増減によるモータ駆動電流の増減に対し、三
相波形生成回路８が出力トランジスタをオン（飽和）さ
せる範囲でベース電流を増減して流すように同回路８に
電流９Ａ及び９Ｂを与えるものである。例えば、モータ
起動時など大きなパワーが必要な場合にはモータ駆動電
流に応じてベース電流を増加させるように電流値を大き
くし、定常回転時など比較的モータ駆動電流が少なくて
済む場合にはベース電流も減らすように電流値を小さく
する。

【０００８】具体的には、ベース電流調整回路９では、
モータ駆動電流が流れる外部抵抗２１と同じ電圧降下が
生じるように外部抵抗２２に電流を流し、この外部抵抗
２２に流れる電流に比例した大きさの電流９Ａ及び９Ｂ
を三相波形生成回路８に与える。これにより、ベース電
流のモータ駆動電流に対する比はＲ１／Ｒ２となる。基
本的にはこれら抵抗値Ｒ１，Ｒ２は任意に設定できる。

【０００９】＜第１従来例の問題点＞図５に示した従来
のモータドライブ回路は駆動電圧源３０で電圧Ｖ_S を上
下させることによりモータ駆動電流を制御することがで
きるという利点がある。しかし、相の切り替わり時に突
起状の電流が流れ、これによって、トルクリップルが生
じて、電磁音が発生するという問題がある。以下、これ
について図６〜図７を参照して説明する。図６には、図
５のモータドライブ回路各部の信号波形として、駆動電
圧源３０の電圧Ｖ_S 波形（図６（ａ））、Ｖ相端子１２
とＷ相端子１３の各電圧波形（図６（ｂ））、Ｕ相端子
１１の電圧波形（図６（ｃ））、Ｕ相のモータ駆動電流
波形（図６（ｄ））、外部抵抗２２（Ｒ２）の電圧波形
（図６（ｅ））がそれぞれ示されている。外部抵抗２１
（Ｒ１）の電圧波形は外部抵抗２２のものと同じであ
る。図７には、モータ駆動電流と出力トランジスタのコ
レクタ−エミッタ間電圧Ｖ_CEとベース電流との関係が示
されている。

【００１０】モータを三相で駆動する場合、モータの回
転に合わせて相を切り替える必要があり、図６ではＵ相
に対してＶ相とＷ相が一部重ね合わさりながら切り替わ
る様子を示している。Ｕ，Ｖ及びＷ各相において、端子
電圧がＨＩレベルの部分が出力トランジスタがモータ駆
動電流を吐き出している区間であり、ＬＯレベルの部分
が出力トランジスタがモータ駆動電流を吸い込んでいる
区間であり、中間レベルの部分が出力トランジスタが非
導通の区間である。

【００１１】今、Ｕ相のモータ駆動電流波形（図６
（ｄ））に着目すると、図６（ｂ）の斜線部分４０の如
くＶ相とＷ相の端子電圧波形の重なりの影響により、Ｕ
相のモータ駆動電流波形に突起状部４１が生じ、瞬間的
に余分な電流が流れる。そして、この瞬間的に流れる電
流に伴って、駆動電圧Ｖ_S 波形、端子電圧波形、ベース
電流制御用のＲ２電圧波形にもそれぞれ突起状または凹
状部４２〜４６が生じる。突起状部４１の大きさは各相
の重なり具合に応じて変化するが、あまり大きすぎると
電磁音発生の原因となり、逆に小さすぎるとモータが円
滑に回転できなくなる。

【００１２】ここで、モータ駆動電流波形に生じる突起
状部４１について詳しく説明する。突起状部４１は前述
の如く相の切り替り目で発生する。今、図５において電
流吐き出し側では出力トランジスタ１がオンであり、こ
れに対して電流吸い込み側では出力トランジスタ５のオ
ンから出力トランジスタ６のオンに一部重なって切り替
わるものとする。相の切り替り目には、ベース電流調整
回路９から与えられる電流９Ｂは２つの出力トランジス
タ５，６のベース電流８Ｂ−５と８Ｂ−６に分配される
ことになる。即ち、図７に示すように、出力トランジス
タ５だけがオンであった通常時に同トランジスタ５にＩ
_B なるベース電流が流れていたとすると、両出力トラン
ジスタ５，６がともにオンの相切り替わり時はそれぞれ
Ｉ_B ／２なるベース電流が流れる。これによって、仮に
コレクタ−エミッタ間の飽和電圧が変化しないとすれ
ば、モータ駆動電流は出力トランジスタ５のみがオンで
あった通常時のモータ駆動電流の半分になるところであ
るが、これでは駆動電圧Ｖ_S との電圧バランスが崩れる
ので、系は両出力トランジスタ５，６の飽和電圧を増加
してモータ駆動電流を急激に増加することによりバラン
スを保つように働く。また、このモータ駆動電流の増加
に比例してベース電流調整回路９の作用によりベース電
流が急激に増加するので、飽和電圧が減少し、最終的に
は図７中のベース電流Ｉ_B ′に対応するモータ駆動電流
Ｉ_C ′に落ち着く。つまり、相の切り替わり目では、モ
ータ駆動電流が通常時よりも瞬間的に増加し、突起状部
４１が発生する。

【００１３】以上のことを数式で説明すると次の通りで
ある。通常時は式（１）が成立し、相の切り替わり時に
は式（２）が成立する。但し、これらの式（１），
（２）中の記号の意味は下記の通りとする。 Ｖ_S ：駆動電圧 Ｖ_REV ：逆起電圧 Ｖ_SAT ：出力トランジスタの通常時の飽和電圧 Ｖ_SATO：電流吐き出し側出力トランジスタの相切り替わ
り時の飽和電圧 Ｖ_SATI：電流吸い込み側出力トランジスタの相切り替わ
り時の飽和電圧 Ｒ ：モータのコイル１つ当りの抵抗 Ｒ１ ：モータ駆動電流検出用抵抗 Ｉ_C ：通常時のモータ駆動電流 Ｉ_C ′：相切り替わり時のモータ駆動電流

【００１４】

【数１】 Ｖ_S ＝Ｖ_REV ＋（Ｒ×２＋Ｒ１）×Ｉ_C ＋Ｖ_SAT ×２ …式（１）

【００１５】

【数２】 Ｖ_S ＝Ｖ_REV ＋（Ｒ＋Ｒ１）×Ｉ_C ′＋Ｒ×Ｉ_C ′／２＋Ｖ_SATO＋Ｖ_SATI …式（２）

【００１６】そこで、近似的にＲ≫Ｒ１、Ｖ_SAT ≒Ｖ
_SATO≒Ｖ_SATIとすると、駆動電圧Ｖ_Sが通常時と相切り
替わり時で一定であると仮定すれば、式（３）が成立す
る。即ち、相切り替わり時には、突起状部４１として通
常時の１．３倍のモータ駆動電流が衝撃的に流れている
ことになり、これによって電磁音が発生することが理解
できる。

【００１７】

【数３】 Ｉ_C ′＝Ｉ_C ×１．３ …式（３）

【００１８】＜第２従来例＞上述した電磁音は８ミリ・
ムービカメラやＶＴＲにおいてオーディオ系や回転系に
悪影響を及ぼすため、これの原因となるモータ駆動電流
波形の突起状部４１を抑制する手段として、図８に示す
ように、マフラー回路と呼ばれる補償回路５０を図５の
モータドライブ回路の外部に付加したもが知られてい
る。

【００１９】図８において、補償回路５０は３つのＮＰ
Ｎ形トランジスタ５１〜５３と、定電圧源５４と、２つ
のＰＮＰ形トランジスタ５６〜５７からなる。３つのＮ
ＰＮ形トランジスタ５１〜５３はＬｏ（ロー）リミッタ
回路５５を構成するものであり、コレクタどうしが互い
に接続されており、これらのコレクタはダイオード接続
されたＰＮＰ形トランジスタ５６のコレクタに共通に接
続されている。また、ベースどうしも互いに接続されて
おり、出力電圧がＶ_L なる定電圧源５４に共通に接続さ
れている。但し、これら３つのトランジスタ５１〜５３
のエミッタはそれぞれ独立にＵ相端子１１、Ｖ相端子１
２、Ｗ相端子１３に接続されている。他の１つのＰＮＰ
形トランジスタ５７は先のダイオード接続されたトラン
ジスタ５６とでカレントミラー回路５８を構成するもの
であり、同トランジスタ５７のコレクタはベース電流調
整用端子１６に接続され、また両トランジスタ５６，５
７のベースは互いに接続され、エミッタは適宜な電圧源
Ｖ_CCに接続されている。

【００２０】上記補償回路５０による突起状部４１の抑
制作用は次の通りである。 電流吸い込み側の出力トランジスタのオンによりい
ずれかの相の端子電圧が所定値Ｖ_L −Ｖ_BE（Ｖ_BEはトラ
ンジスタ５１〜５３のベース−エミッタ間電圧）より低
くなると、端子電圧の低さに応じた値のコレクタ電流が
Ｌｏリミッタ回路５５のうちの対応する相のトランジス
タに流れる。また、この時、図９（ａ）に破線で示すよ
うに、端子電圧の最低レベルをＶ_L −Ｖ_BEに制限する。 このように各相端子電圧の最低レベルを持ち上げる
ことは、等価的に出力トランジスタの飽和電圧を増加さ
せたことになるから、ベース電流の平均値を小さくする
方向に作用し、特性曲線は図１０中のＩ_B ′で示すもの
となる。なお、補償回路５０の有無にかかわらず、必要
なモータ駆動電流は同一である。 一方、Ｌｏリミッタ回路５５のコレクタ電流はカレ
ントミラー回路５８のダイオード接続したトランジスタ
５６に流れるから、これと同じ大きさの電流がトランジ
スタ５７よりベース電流調整用外部抵抗２２にフィード
バックして流される。 この電流フィードバックにより、図９（ｂ）に破線
で示すようにＲ２電圧波形の突起状部４６以外の部分の
レベルが上昇し、通常時と相切り替わり時との間で、出
力トランジスタに供給するベース電流の差が少なくな
る。 このように、ベース電流に差が殆どないことによ
り、図１０に示すように、相切り替わり時には出力トラ
ンジスタの飽和電圧が大きくなる。この飽和電圧はその
時流れるモータ駆動電流との兼ね合いで定まる。 上述したにおける出力トランジスタの飽和電圧の
増加及びベース電流平均値の低下、並びににおける出
力トランジスタの飽和電圧の増加により、相切り替わり
時のモータ駆動電流の急激な増加が抑制される。

【００２１】以上のことを数式で説明すると次のように
なる。即ち、通常時は式（４）が成立し、相切り替わり
時には式（５）が成立する。但し、これらの式（４），
（５）中の記号の意味は下記の通りとする。 Ｖ_S ：駆動電圧 Ｖ_REV ：逆起電圧 Ｖ_SAT ：出力トランジスタの通常時の飽和電圧 Ｖ_SATO：電流吐き出し側出力トランジスタの相切り替わ
り時の飽和電圧 Ｖ_SATI：電流吸い込み側出力トランジスタの相切り替わ
り時の飽和電圧 Ｒ ：モータのコイル１つ当りの抵抗 Ｒ１ ：モータ駆動電流検出用抵抗 Ｉ_C ：通常時のモータ駆動電流 Ｉ_C ′：相切り替わり時のモータ駆動電流

【００２２】

【数４】 Ｖ_S ＝Ｖ_REV ＋（Ｒ×２＋Ｒ１）×Ｉ_C ＋Ｖ_SAT ×２ …式（４）

【００２３】

【数５】 Ｖ_S ＝Ｖ_REV ＋（Ｒ＋Ｒ×（１／２）＋Ｒ１）×Ｉ_C ′＋Ｖ_SATO＋Ｖ_SATI …式（５）

【００２４】そこで、近似的にＲ≫Ｒ１，Ｖ_SATO≒Ｖ
_SATI≒Ｖ_SAT ′とおくと、電圧Ｖ_S が一定であれば、Ｉ
_C ′は式（６）で与えられることになり、Ｖ_SAT ′＞Ｖ
_SAT であるから、その第２項の作用により、補償回路５
０を付加した場合は、相切り替わり時のモータ駆動電流
Ｉ_C ′は付加しない第１従来例に比べて、Ｉ_C ×１．３
よりも小さくなる。つまり、２つの外部抵抗２１，２２
に生じる電圧波形は同じであることから、図９（ｂ）の
破線の如くＲ２電圧波形の突起状部４６が小さくなるこ
とにより、モータ駆動電流に生じる突起状部４１も小さ
くなる。

【００２５】

【数６】 Ｉ_C ′＝Ｉ_C ×１．３−（Ｖ_SAT ′−Ｖ_SAT ）／（Ｒ×０．６６） …式（６）

【００２６】＜第２従来例の問題点＞ところが、モータ
Ｍに負荷に加わった場合、一般に、回転数を一定に保つ
ために、駆動電圧源３０の電圧Ｖ_S を大きくしてモータ
駆動電流を増大させる制御が行われる。そのため、モー
タ駆動電流が或る程度以上になると、各相の端子電圧の
最低レベルがＬｏリミッタ回路５８の所定値Ｖ_L −Ｖ_BE
より大きくなり、Ｌｏリミッタ回路５８が実質的に機能
しなくなる。これでは、補償回路５０があってもモータ
駆動電流の大きい場合に、突起状部４１を抑制すること
ができず大きな電磁音の発生を許容してしまうことにな
る。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した従来
技術の問題点に鑑み、モータ駆動電流が増大しても電磁
音の発生を低減することができるモータドライブ回路を
提供することを目的とする。

【００２８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する第１
の発明は、モータの駆動電流を供給する駆動電圧源と；
モータに流れる駆動電流を検出する第１の抵抗と；電流
吐き出し側トランジスタ，電流吸い込み側トランジスタ
及びモータに接続される端子を有し、前記駆動電圧源と
第１の抵抗との間でモータに通電するトランジスタ回路
と；第２の抵抗と；第１の抵抗の両端に生じる電圧と同
じ電圧が第２の抵抗に生じるように第２の抵抗に電流を
流し、この電流に比例した大きさの電流を出力するベー
ス電流調整回路と；モータの回転位置の検出信号により
相切り替えの基本信号を生成する相切り替え基本信号生
成回路と；この相切り替え基本信号生成回路の相切り替
え基本信号及び前記ベース電流調整回路の出力電流に基
づき前記トランジスタ回路のトランジスタにベース電流
を供給するトランジスタ駆動回路と；前記トランジスタ
回路の端子に現われる電圧を所定値と比較し、所定値以
下の場合に所定値に制限すると共に所定値との差に応じ
た電流を流すローリミッタ回路と；ローリミッタ回路で
検出した電流に比例した大きさの電流を前記第２の抵抗
に流すカレントミラー回路とを具備するモータドライブ
回路において：前記所定値を前記モータ駆動電流の増減
に応じて増減する所定値設定回路を具備することを特徴
とするものである。

【００２９】また第２の発明は前記所定値設定回路が、
前記第１の抵抗の両端に生じる電圧を入力信号とし、一
定電流を流す定電流源または抵抗と、トランジスタで構
成されるバッファ回路とを含み、このバッファ回路から
出力される電圧により前記所定値を設定するものである
ことを特徴とする。第３の発明は前記所定値設定回路
が、前記バッファ回路内において前記トランジスタのエ
ミッタと一定電流を流す定電流源または抵抗との間に接
続した手動式可変抵抗器を有し、同可変抵抗器と前記一
定電流を流す定電流源または抵抗との間に生じる電圧に
より前記所定値を設定するものであることを特徴とす
る。第４の発明は前記所定値設定回路が、前記第１の抵
抗の両端に生じる電圧を高い入力インピーダンスで増幅
するアンプを有し、このアンプの出力を前記バッファ回
路の入力信号とするものであることを特徴とする。第５
の発明は前記所定値設定回路が、前記バッファ回路への
入力信号からノイズ成分を除去するフィルタを有するこ
とを特徴とする。

【００３０】

【作用】上記の構成において、第１の発明のモータドラ
イブ回路では、モータ駆動電流が増大してトランジスタ
回路の端子電圧の最低レベルが上昇しても、ローリミッ
タ回路の所定値も上昇し、常にローリミッタ回路が機能
する。従って、モータ駆動電流の増減にかかわらず、電
磁音を抑制することができる。

【００３１】特に、第２の発明では、モータ駆動電流に
比例した第１の抵抗の両端の電圧に応じて自動的に所定
値が増減される。第３の発明では、可変抵抗器を手動調
整することにより、所定値を自由に設定することができ
る。また、第４の発明では、第１の抵抗からモータ駆動
電流が殆ど分流しないので、ベース電流調整回路に殆ど
誤差が生じない。更に、第５の発明では、ノイズ成分が
除去されるので、所定値が安定化する。

【００３２】

【実施例】以下、図面を参照して本発明をその実施例と
ともに説明する。なお、図面において、図１には第１の
実施例に係るモータドライブ回路の構成が示され、図２
〜図４にはそれぞれ第２〜第４の実施例に係るモータド
ライブ回路の構成が示されている。

【００３３】＜第１の実施例＞図１に示された第１の実
施例のモータドライブ回路は、ロータに永久磁石を用い
た小形ブラシレスの三相駆動型モータＭをドライブする
ものであり、集積化した回路ＩＣと、集積回路ＩＣに外
付けされた抵抗値がＲ１の第１の抵抗２１及び抵抗値が
Ｒ２の第２の抵抗２２と、回転制御（サーボ）用の出力
電圧Ｖ_S が可変の駆動電圧源３０と、補償回路６０から
なる。そして、前述の如く集積回路ＩＣにはトランジス
タ回路を構成する６個のＮＰＮ形出力トランジスタ１〜
６と、相切り替え基本信号生成回路７と、三相波形生成
回路８と、ベース電流調整回路９と、位置検出回路１０
が含まれている。また、補償回路６０はロー（Ｌｏ）リ
ミッタ回路５５とカレントミラー回路５８と、所定値設
定回路７０からなる。モータＭにはステータコイルとし
て、Ｕ相コイルＬ１，Ｖ相コイルＬ２及びＷ相コイルＬ
３があり、これらはＹ結線されている。

【００３４】集積回路ＩＣの端子１１〜１７のうち、Ｕ
相端子１１にモータＭのＵ相コイルＬ１が、Ｖ相端子１
２にＶ相コイルＬ２が、Ｗ相端子１３にＷ相コイルＬ３
がそれぞれ接続される。駆動電源用端子１４とアース間
には、回転制御用に駆動電圧源３０が接続され、この駆
動電圧源３０からその電圧Ｖ_S に応じてモータ駆動電流
が供給される。モータ駆動電流検出用端子１５とアース
間には外部抵抗２１が接続され、この抵抗２１によって
モータ駆動電流が検出される。ベース電流調整用端子１
６とアース間には外部抵抗２２が接続され、モータ駆動
電流検出用抵抗２１との比Ｒ１／Ｒ２に応じて、後述の
如く各出力トランジスタ１〜６のベース電流がモータ駆
動電流に追従して変化する。端子１７を通して位置検出
回路１０にモータＭからの位置情報信号２０が供給さ
れ、同回路１０からロータ回転位置の検出信号１０Ａが
出力される。

【００３５】補償回路６０は３つのＮＰＮ形トランジス
タ５１〜５３と、２つのＰＮＰ形トランジスタ５６〜５
７と、定電流源６１と、１つのＰＮＰ形トランジスタ６
２からなる。３つのＮＰＮ形トランジスタ５１〜５３は
Ｌｏ（ロー）リミッタ回路５５を構成するものであり、
コレクタどうしが互いに接続されており、これらのコレ
クタはダイオード接続されたＰＮＰ形トランジスタ５６
のコレクタに共通に接続されている。また、ベースどう
しも互いに接続されており、所定値設定回路６６のトラ
ンジスタ６２のエミッタに共通に接続されている。但
し、これら３つのトランジスタ５１〜５３のエミッタは
それぞれ独立にＵ相端子１１、Ｖ相端子１２、Ｗ相端子
１３に接続されている。他の１つのＰＮＰ形トランジス
タ５７は先のダイオード接続されたトランジスタ５６と
でカレントミラー回路５８を構成するものであり、同ト
ランジスタ５７のコレクタはベース電流調整用端子１６
に接続され、また両トランジスタ５６，５７のベースは
互いに接続され、エミッタは適宜な電圧源Ｖ_CCに接続さ
れている。

【００３６】所定値設定回路６６は定電流源６１と、エ
ミッタフォロワーのバッファ回路を構成するＰＮＰ形ト
ランジスタ６２とからなる。このトランジスタ６２のベ
ースはモータ駆動電流検出用端子１５に接続され、コレ
クタはアースに接続され、エミッタは定電流源６１を介
して適宜な電圧源Ｖ_CCに接続されている。従って、モー
タ駆動電流の増大に伴って抵抗２１の電圧が上昇するの
でトランジスタ６２のベース電位が上昇し、エミッタ電
位が上昇する。つまり、モータ駆動電流の増減に応じて
Ｌｏリミッタ回路５５の各トランジスタ５１〜５３のベ
ース電位Ｖ_L が増減する。この場合、Ｌｏリミッタ回路
５５の各トランジスタ５１〜５３とバッファ回路を構成
するトランジスタ６２とが一方がＮＰＮ形で他方がＰＮ
Ｐ形という如く互いに逆のタイプとしたことにより、温
度特性による悪影響を受けないリミッタ動作を行うこと
ができる。なお、定電流源６１の代りに、抵抗（図示せ
ず）を用い、この抵抗を電圧源Ｖ _CCとトランジスタ６２
のエミッタ間に接続することにより、同トランジスタ６
２に近似的に一定電流を流すようにしても良い。

【００３７】集積回路ＩＣ内では、駆動電源用端子１４
にモータ駆動電流吐き出し用の３個の出力トランジスタ
１〜３のコレクタが共通に接続され、各ベースは独立し
て三相波形生成回路８に接続されている。また、モータ
駆動電流検出用端子１５に他の３個のモータ駆動電流吸
い込み用出力トランジスタ４〜６のエミッタが共通に接
続され、各ベースは独立して三相波形生成回路８に接続
されている。更に、Ｕ相端子１１に出力トランジスタ１
のエミッタと出力トランジスタ４のコレクタが共通に、
Ｖ相端子１２に出力トランジスタ２のエミッタと出力ト
ランジスタ５のコレクタが共通に、Ｗ相端子１３に出力
トランジスタ３のエミッタと出力トランジスタ６のコレ
クタが共通にそれぞれ接続されている。従って、例えば
電流吐き出し用と電流吸い込み用の２つの出力トランジ
スタ１と５がオンすれば、Ｕ相コイルＬ１とＶ相コイル
Ｌ２にモータ駆動電流が流れ、その波形が抵抗２１によ
って検出される。なおモータ駆動電流は、出力トランジ
スタ１，５が飽和するので、基本的には駆動電圧源３０
の電圧Ｖ_S に依存して決まると言い得る。またモータ駆
動電流検出用端子１５とベース電流調整用端子１６にベ
ース電流調整回路９の入力端と出力端がそれぞれ接続さ
れ、位置検出回路１０の出力端が相切り替え基本信号生
成回路７の入力端に接続されている。

【００３８】相切り替え基本信号生成回路７は、位置検
出回路１０から与えられるロータ回転位置検出信号１０
Ａを用いて、相切り替え基本信号７Ａを生成し三相波形
生成回路８に与える。三相波形生成回路８は前記トラン
ジスタ回路を駆動するものであり、ベース電流調整回路
９からの電流９Ａを相切り替え基本信号７Ａに基づいて
分配することにより、電流吐き出し用出力トランジスタ
１〜３に流す三相波形のベース電流８Ａ−１〜８Ａ−３
を生成し、同じくベース電流調整回路９からの電流９Ｂ
を相切り替え基本信号７Ａに基づいて配分することによ
り、電流吸い込み用出力トランジスタ４〜６に与える三
相波形のベース電流８Ｂ−４〜８Ｂ−６を生成する。

【００３９】ベース電流調整回路９は駆動電圧源３０の
電圧Ｖ_S の増減によるモータ駆動電流の増減に対し、三
相波形生成回路８が出力トランジスタをオン（飽和）さ
せる範囲でベース電流を増減して流すように同回路８に
電流９Ａ及び９Ｂを与えるものである。例えば、モータ
起動時など大きなパワーが必要な場合にはモータ駆動電
流に応じてベース電流を増加させるように電流値を大き
くし、定常回転時など比較的モータ駆動電流が少なくて
済む場合にはベース電流も減らすように電流値を小さく
する。

【００４０】具体的には、ベース電流調整回路９では、
モータ駆動電流が流れる外部抵抗２１と同じ電圧降下が
生じるように外部抵抗２２に電流を流し、この外部抵抗
２２に流れる電流に比例した大きさの電流９Ａ及び９Ｂ
を三相波形生成回路（トランジスタ駆動回路）８に与え
る。これにより、ベース電流のモータ駆動電流に対する
比はＲ１／Ｒ２となる。基本的にはこれら抵抗値Ｒ１，
Ｒ２は任意に設定できる。

【００４１】＜第１の実施例の動作説明＞モータを三相
で駆動する場合、前述の如くモータの回転に合わせて相
を切り替える必要があり、例えば図６の如くＵ相に対し
てＶ相とＷ相が一部重ね合わさりながら切り替わる。
Ｕ，Ｖ及びＷ各相において、端子電圧がＨＩレベルの部
分が出力トランジスタがモータ駆動電流を吐き出してい
る区間であり、ＬＯレベルの部分が出力トランジスタが
モータ駆動電流を吸い込んでいる区間であり、中間レベ
ルの部分が出力トランジスタが非導通の区間である。
今、Ｕ相のモータ駆動電流波形（図６（ｄ））に着目す
ると、前述の如く図６（ｂ）の斜線部分４０の如くＶ相
とＷ相の端子電圧波形の重なりの影響により、Ｕ相のモ
ータ駆動電流波形に突起状部４１が生じ、瞬間的に余分
な電流が流れる。そして、この瞬間的に流れる電流に伴
って、駆動電圧Ｖ_S 波形、端子電圧波形、ベース電流制
御用のＲ２電圧波形にもそれぞれ突起状または凹状部４
２〜４６が生じる。突起状部４１の大きさは各相の重な
り具合に応じて変化するが、あまり大きすぎると電磁音
発生の原因となり、逆に小さすぎるとモータが円滑に回
転できなくなる。そこで、補償回路６０が突起状部４１
を抑制して、電磁音を低減する。

【００４２】上記補償回路６０による突起状部４１の抑
制作用は次の通りである。 電流吸い込み側の出力トランジスタのオンによりい
ずれかの相の端子電圧が所定値Ｖ_L −Ｖ_BE（Ｖ_BEはトラ
ンジスタ５１〜５３のベース−エミッタ間電圧）より低
くなると、端子電圧の低さに応じた値のコレクタ電流が
Ｌｏリミッタ回路５５のうちの対応する相のトランジス
タに流れる。また、この時、図９（ａ）に破線で示すよ
うに、端子電圧の最低レベルをＶ_L −Ｖ_BEに制限する。 この場合、Ｌｏリミッタ回路５５の各トランジスタ
５１〜５３のベース電位Ｖ_L が所定値設定回路６６の作
用によりモータ駆動電流の増減に応じて増減するので、
モータ駆動電流が増大して各相の端子電圧の最低レベル
が上昇しても、Ｌｏリミッタ回路５５の所定値Ｖ_L −Ｖ
_BEより大きくならないように調整することができ、常に
Ｌｏリミッタ回路５５が機能することになる。 このように各相端子電圧の最低レベルを持ち上げる
ことは、等価的に出力トランジスタの飽和電圧を増加さ
せたことになるから、ベース電流の平均値を小さくする
方向に作用し、特性曲線は図１０中のＩ_B ′で示したも
のとなる。なお、補償回路６０の有無にかかわらず、必
要なモータ駆動電流は同一である。 一方、Ｌｏリミッタ回路５５のコレクタ電流はカレ
ントミラー回路５８のダイオード接続したトランジスタ
５６に流れるから、これと同じ大きさの電流がトランジ
スタ５７よりベース電流調整用外部抵抗２２にフィード
バックして流される。 この電流フィードバックにより、図９（ｂ）に破線
で示したようにＲ２電圧波形の突起状部４６以外の部分
のレベルが上昇し、通常時と相切り替わり時との間で、
出力トランジスタに供給するベース電流の差が少なくな
る。 このように、ベース電流に差が殆どないことによ
り、図１０に示したように、相切り替わり時には出力ト
ランジスタの飽和電圧が大きくなる。この飽和電圧はそ
の時流れるモータ駆動電流との兼ね合いで定まる。 上述したにおける出力トランジスタの飽和電圧の
増加及びベース電流平均値の低下、並びににおける出
力トランジスタの飽和電圧の増加により、相切り替わり
時のモータ駆動電流の急激な増加が抑制される。

【００４３】以上のことは先に式（４）〜（６）で説明
した通りである。即ち、通常時は式（４）が成立し、相
切り替わり時には式（５）が成立する。そこで、近似的
にＲ≫Ｒ１，Ｖ_SATO≒Ｖ_SATI≒Ｖ_SAT ′とおくと、電圧
Ｖ_S が一定であれば、Ｉ_C ′は式（６）で与えられるこ
とになり、Ｖ_SAT ′＞Ｖ_SAT であるから、その第２項の
作用により、補償回路６０を付加した場合は、相切り替
わり時のモータ駆動電流Ｉ_C ′は付加しない従来例に比
べて、Ｉ_C ×１．３よりも小さくなる。つまり、２つの
外部抵抗２１，２２に生じる電圧波形は同じであること
から、図９（ｂ）の破線の如くＲ２電圧波形の突起状部
４６が小さくなることにより、モータ駆動電流に生じる
突起状部４１も小さくなる。

【００４４】＜第２の実施例＞図２に示された第２の実
施例のモータドライブ回路は、第１の実施例（図１）に
対し、所定値設定回路６６中の定電流源６１とバッファ
回路を構成するトランジスタ６２のエミッタとの間に手
動式可変抵抗器６３を直列に接続し、同トランジスタ６
２と可変抵抗器６３の直列回路に生じる電圧をＬｏリミ
ッタ回路５５のトランジスタ５１〜５３のベースに印加
するようにしたものである。これにより、可変抵抗器６
３の抵抗値Ｒ３を手動で変化させることによりベース電
位Ｖ_L が変化するので、Ｌｏリミッタ回路５５の所定値
Ｖ_L −Ｖ_BEを自由に調整することができる。

【００４５】＜第３の実施例＞図３に示された第３の実
施例のモータドライブ回路は、第２の実施例（図２）に
対し、所定値設定回路６６中のバッファ回路を構成する
トランジスタ６２のベースとモータ駆動電流検出用端子
１５との間にオペアンプを用いたゲイン１のバッファア
ンプ６４を設け、モータ駆動電流検出用抵抗２１に生じ
る電圧をバッファアンプ６４の高い入力インピーダンス
で受けて同アンプ６４の出力をトランジスタ６２のベー
スに印加するようにしたものである。このように高い入
力インピーダンスのアンプで抵抗２１に生じる電圧を受
けることにより、図１または図２の場合にはモータ駆動
電流の一部がトランジスタ６２のベースに分流するため
同電流の検出に少し誤差が生じ、従ってベース電流調整
回路９の動作にも少し誤差が生じるところであったが、
このような誤差がなくなる。なお、第３の実施例（図
３）と同様、第１の実施例（図１）に対して端子１５と
トランジスタ６２のベースとの間にバッファアンプを設
けても良い。

【００４６】＜第４の実施例＞図４に示された第４の実
施例のモータドライブ回路は、第３の実施例（図３）に
対し、所定値設定回路６６中のバッファアンプ６４の出
力とバッファ回路を構成するトランジスタ６２のベース
との間にノイズ除去用にフィルタ６５を設けたものであ
り、その理由は次の通りである。

【００４７】モータ駆動電流検出用端子１５において抵
抗２１により生じる電圧の波形は前述の如くリップルを
含んでおり、安定した電圧ではない。そのため、リップ
ルを含んだままだとＬｏリミッタ回路５５の所定値にも
リップルが含まれることになり好ましくない。そこでフ
ィルタ６５によりリップルを除去する。

【００４８】図４ではフィルタ６５としてＲＣローパス
フィルタを用い、時定数をリップル周波数より大きく設
定している。しかし、リップルを除去できるものであれ
ばバンドパスフィルタでも良く、あるいはＲＣフィルタ
以外の他の任意構成のフィルタでも良い。なお、第４の
実施例（図４）と同様、第１の実施例（図１）あるいは
第２の実施例（図２）に対しても、端子１５とトランジ
スタ６２のベースとの間にフィルタを設けてリップル除
去を行っても良い。

【００４９】上記各実施例におけるトランジスタ１〜
６，５１〜５３，５６〜５７及び６２はそれぞれ図示し
たようにＮＰＮ形またはＰＮＰ形のものであるが、これ
には限定されず、回路構成に応じて適宜なものを使うこ
とができる。

【００５０】

【発明の効果】第１の発明のモータドライブ回路によれ
ば、モータ駆動電流が増大してトランジスタ回路の端子
電圧の最低レベルが上昇しても、ローリミッタ回路の所
定値も上昇し、常にローリミッタ回路が機能する。従っ
て、モータ駆動電流の増減にかかわらず、電磁音を抑制
することができる。

【００５１】また、第２の発明によれば、モータ駆動電
流に比例して自動的に所定値が増減する。また、第３の
発明によれば、可変抵抗器を手動調整することにより、
所定値を自由に設定することができる。また、第４の発
明によれば、バッファ回路には第１の抵抗からモータ駆
動電流が殆ど分流しないので、ベース電流調整回路に殆
ど誤差が生じない。更に、第５の発明によれば、ノイズ
成分が除去されるので、所定値が安定化する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のモータドライブ回路を
示す構成図。

【図２】第２の実施例のモータドライブ回路を示す構成
図。

【図３】第３の実施例のモータドライブ回路を示す構成
図。

【図４】第４の実施例のモータドライブ回路を示す構成
図。

【図５】第１従来例のモータドライブ回路を示す構成
図。

【図６】図５の回路各部の信号波形を示す図。

【図７】図５の回路におけるモータ駆動電流と出力トラ
ンジスタのコレクタ−エミッタ間電圧とベース電流の関
係を示す図。

【図８】第２従来例のモータドライブ回路を示す構成
図。

【図９】図８の回路における突起状部を抑制する作用の
説明図。

【図１０】図８の回路におけるモータ駆動電流と出力ト
ランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧とベース電流と
の関係を示す図。

【符号の説明】

Ｍ 三相モータ Ｌ１〜Ｌ３ コイル Ｖ_S 駆動電圧 ＩＣ 集積回路 １〜３ 電流吐き出し側出力トランジスタ ４〜６ 電流吸い込み側出力トランジスタ ７ 相切り替え基本信号生成回路 ８ 三相波形発生回路（トランジスタ駆動回路） ９ ベース電流調整回路 １０ 位置検出回路 １１ Ｕ相端子 １２ Ｖ相端子 １３ Ｗ相端子 １４〜１７ 端子 ２０ 位置情報信号 ２１ モータ駆動電流検出用抵抗（第１の抵抗：Ｒ１） ２２ ベース電流調整用抵抗（第２の抵抗：Ｒ２） ３０ 駆動電圧源 ４０ 相切り替わり部分 ４１〜４６ 突起状（または凹状）部 ５１〜５３ ローリミッタ回路用トランジスタ ５５ ローリミッタ回路（Ｌｏリミッタ回路） ５６，５７ カレントミラー回路用トランジスタ ５８ カレントミラー回路 ６０ 補償回路 ６１ 定電流源 ６２ バッファ回路を構成するトランジスタ ６３ 手動式可変抵抗器 ６４ バッファアンプ ６５ フィルタ ６６ 所定値設定回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 6/02 ３７１ Ｐ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータの駆動電流を供給する駆動電圧源
   と；モータに流れる駆動電流を検出する第１の抵抗と；
   電流吐き出し側トランジスタ，電流吸い込み側トランジ
   スタ及びモータに接続される端子を有し、前記駆動電圧
   源と第１の抵抗との間でモータに通電するトランジスタ
   回路と；第２の抵抗と；第１の抵抗の両端に生じる電圧
   と同じ電圧が第２の抵抗に生じるように第２の抵抗に電
   流を流し、この電流に比例した大きさの電流を出力する
   ベース電流調整回路と；モータの回転位置の検出信号に
   より相切り替えの基本信号を生成する相切り替え基本信
   号生成回路と；この相切り替え基本信号生成回路の相切
   り替え基本信号及び前記ベース電流調整回路の出力電流
   に基づき前記トランジスタ回路のトランジスタにベース
   電流を供給するトランジスタ駆動回路と；前記トランジ
   スタ回路の端子に現われる電圧を所定値と比較し、所定
   値以下の場合に所定値に制限すると共に所定値との差に
   応じた電流を流すローリミッタ回路と；ローリミッタ回
   路で検出した電流に比例した大きさの電流を前記第２の
   抵抗に流すカレントミラー回路とを具備するモータドラ
   イブ回路において：前記所定値を前記モータ駆動電流の
   増減に応じて増減する所定値設定回路を具備することを
   特徴とするモータドライブ回路。
2. 【請求項２】 前記所定値設定回路は、前記第１の抵抗
   の両端に生じる電圧を入力信号とし、一定電流を流す定
   電流源または抵抗と、トランジスタで構成されるバッフ
   ァ回路とを含み、このバッファ回路から出力される電圧
   により前記所定値を設定するものであることを特徴とす
   る請求項１記載のモータドライブ回路。
3. 【請求項３】 前記所定値設定回路は、前記バッファ回
   路内において前記トランジスタのエミッタと一定電流を
   流す定電流源または抵抗との間に直列に接続した手動式
   可変抵抗器を有し、同可変抵抗器と前記一定電流を流す
   定電流源または抵抗との間に生じる電圧により前記所定
   値を設定するものであることを特徴とする請求項２記載
   のモータドライブ回路。
4. 【請求項４】 前記所定値設定回路は、前記第１の抵抗
   の両端に生じる電圧を高い入力インピーダンスで増幅す
   るアンプを有し、このアンプの出力を前記バッファ回路
   の入力信号とするものであることを特徴とする請求項２
   ないし３記載のモータドライブ回路。
5. 【請求項５】 前記所定値設定回路は、前記バッファ回
   路への入力信号からノイズ成分を除去するフィルタを有
   することを特徴とする請求項２ないし４記載のモータド
   ライブ回路。