JPH07274189A - Ｓｅｃａｍ方式判別回路 - Google Patents
Ｓｅｃａｍ方式判別回路Info
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- JPH07274189A JPH07274189A JP5781894A JP5781894A JPH07274189A JP H07274189 A JPH07274189 A JP H07274189A JP 5781894 A JP5781894 A JP 5781894A JP 5781894 A JP5781894 A JP 5781894A JP H07274189 A JPH07274189 A JP H07274189A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＶＣＲの特殊再生信号に対しても安定した判
別結果を出力し、色抜けや再生方式誤動作の起こらない
ＳＥＣＡＭ方式判別回路を提供する。 【構成】 入力端子ＩＮａに入力されたＳＥＣＡＭのク
ロマＩＤ信号を、ＰＬＬ復調回路１１により復調する。
複合同期信号から水平ＰＬＬ回路１４とフリップフロッ
プ回路１５を通して、１／２の水平走査周波数の信号を
生成する。ＰＬＬ復調回路１１の復調出力と１／２の水
平走査周波数とをミキサー１２，１３によりかけ算す
る。ミキサー１２，１３の出力をコンデンサＣ１，Ｃ２
により平滑する。コンデンサＣ１の平滑電圧と電圧源Ｖ
ａの電圧を比較器１６で比較してＳＥＣＡＭのカラー判
別出力とする。コンデンサＣ２の電圧と電圧Ｖｂを比較
器１７で比較してエラーを検出し、エラーを検出があれ
ばフリップフロップ回路１５をリセットする。
別結果を出力し、色抜けや再生方式誤動作の起こらない
ＳＥＣＡＭ方式判別回路を提供する。 【構成】 入力端子ＩＮａに入力されたＳＥＣＡＭのク
ロマＩＤ信号を、ＰＬＬ復調回路１１により復調する。
複合同期信号から水平ＰＬＬ回路１４とフリップフロッ
プ回路１５を通して、１／２の水平走査周波数の信号を
生成する。ＰＬＬ復調回路１１の復調出力と１／２の水
平走査周波数とをミキサー１２，１３によりかけ算す
る。ミキサー１２，１３の出力をコンデンサＣ１，Ｃ２
により平滑する。コンデンサＣ１の平滑電圧と電圧源Ｖ
ａの電圧を比較器１６で比較してＳＥＣＡＭのカラー判
別出力とする。コンデンサＣ２の電圧と電圧Ｖｂを比較
器１７で比較してエラーを検出し、エラーを検出があれ
ばフリップフロップ回路１５をリセットする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はＴＶ受像機やＶＣＲ
（ビデオ・カセットレコーダ）に用いて好適なＳＥＣＡ
Ｍ方式判別回路に関する。
（ビデオ・カセットレコーダ）に用いて好適なＳＥＣＡ
Ｍ方式判別回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＳＥＣＡＭ方式においては、搬送周波数
が４．４０６２５ＭＨｚでＦＭ変調されたＲ−Ｙ信号
（赤色色差信号）と、搬送周波数が４．２５ＭＨｚでＦ
Ｍ変調されたＢ−Ｙ信号（青色色差信号）とを、１水平
期間毎に交互に伝送している。送信側では、送信される
ＳＥＣＡＭクロマ信号がＢ−ＹとＲ−Ｙのどちらである
かを、受信側が検出できるように、水平帰線期間内のバ
ックポーチ位置にその判別ＩＤ（ＩＤＥＮＴ）信号とし
て無変調キャリアを乗せている。また、垂直帰線期間内
にも判別信号として、最大周波数偏位のキャリアを数ラ
インにわたり交互に重畳しており、判別信号を２重に送
信している。以下の説明では水平帰線期間内のＩＤ信号
を代表として説明する。
が４．４０６２５ＭＨｚでＦＭ変調されたＲ−Ｙ信号
（赤色色差信号）と、搬送周波数が４．２５ＭＨｚでＦ
Ｍ変調されたＢ−Ｙ信号（青色色差信号）とを、１水平
期間毎に交互に伝送している。送信側では、送信される
ＳＥＣＡＭクロマ信号がＢ−ＹとＲ−Ｙのどちらである
かを、受信側が検出できるように、水平帰線期間内のバ
ックポーチ位置にその判別ＩＤ（ＩＤＥＮＴ）信号とし
て無変調キャリアを乗せている。また、垂直帰線期間内
にも判別信号として、最大周波数偏位のキャリアを数ラ
インにわたり交互に重畳しており、判別信号を２重に送
信している。以下の説明では水平帰線期間内のＩＤ信号
を代表として説明する。
【０００３】このようなＩＤ信号を受信し、ＳＥＣＡＭ
方式信号をＳＥＣＡＭ方式であると識別する回路には、
本出願人が先に出願した特願平５−１８４９１１号の回
路がある。このシステムを図１０に示して説明する。
方式信号をＳＥＣＡＭ方式であると識別する回路には、
本出願人が先に出願した特願平５−１８４９１１号の回
路がある。このシステムを図１０に示して説明する。
【０００４】図１０において、入力ＩＮａ入力されたク
ロマ信号のＩＤ信号は、ＰＬＬ復調回路９１により復調
し、ミキサー９２に出力する。一方、入力ＩＮｂ入力さ
れた複合同期信号は、水平ＰＬＬ回路９３に入力し、ｆ
Ｈ（水平走査周波数）信号に同期されたクロックＨＣＫ
を取り出す。水平ＰＬＬ回路９３は一般的に３２倍のｆ
Ｈ信号で発振するＶＣＯ(Voltage Control Oscillator)
を持ち、これを分周してｆＨ信号を生成するものが多
い。ここでは直接関係ないので、この説明は省略する。
ロマ信号のＩＤ信号は、ＰＬＬ復調回路９１により復調
し、ミキサー９２に出力する。一方、入力ＩＮｂ入力さ
れた複合同期信号は、水平ＰＬＬ回路９３に入力し、ｆ
Ｈ（水平走査周波数）信号に同期されたクロックＨＣＫ
を取り出す。水平ＰＬＬ回路９３は一般的に３２倍のｆ
Ｈ信号で発振するＶＣＯ(Voltage Control Oscillator)
を持ち、これを分周してｆＨ信号を生成するものが多
い。ここでは直接関係ないので、この説明は省略する。
【０００５】クロックＨＣＫをフリップフロップ９４に
入力し、分周して水平期間毎に位相反転する１／２のｆ
Ｈ信号を生成する。この信号をミキサー９２に入力し
て、復調信号とかけ算する。ミキサー９２の出力はコン
デンサＣ１にて平滑し、比較器９５および９６に入力す
る。比較器９５では他の入力にカラースレッシュホール
ド電圧を決める電圧源Ｖａを接続する。
入力し、分周して水平期間毎に位相反転する１／２のｆ
Ｈ信号を生成する。この信号をミキサー９２に入力し
て、復調信号とかけ算する。ミキサー９２の出力はコン
デンサＣ１にて平滑し、比較器９５および９６に入力す
る。比較器９５では他の入力にカラースレッシュホール
ド電圧を決める電圧源Ｖａを接続する。
【０００６】コンデンサＣ1 の電位がこのスレッシュホ
ールド電圧よりも高い場合には、比較器９５はＨｉ電圧
を出力する。比較器９６の他の入力端子にはエラースレ
ッシュホールド電圧を決める電圧源Ｖｂを接続する。コ
ンデンサＣ1 の電位がエラースレッシュホールドよりも
低い場合に、比較器９６はＨｉ電圧を出力する。この比
較器９６の出力をＦＦリセット入力に接続する。比較器
９５の出力を判別出力端子とする。
ールド電圧よりも高い場合には、比較器９５はＨｉ電圧
を出力する。比較器９６の他の入力端子にはエラースレ
ッシュホールド電圧を決める電圧源Ｖｂを接続する。コ
ンデンサＣ1 の電位がエラースレッシュホールドよりも
低い場合に、比較器９６はＨｉ電圧を出力する。この比
較器９６の出力をＦＦリセット入力に接続する。比較器
９５の出力を判別出力端子とする。
【０００７】図１０のシステムの動作を図１１と図１２
を用いて説明する。ＩＤ信号を復調する復調ＰＬＬ回路
９１の復調極性は、Ｂ−ＹラインでＨｉ、Ｒ−Ｙライン
でＬｏとする。また、フリップフロップ９４の出力パル
ス極性は、ＨｉでＢ−Ｙラインを、ＬｏでＲ−Ｙライン
を示すものとする。電源投入時からフリップフロップ９
４は分周を開始するが、到来したＳＥＣＡＭ方式クロマ
信号のＢ−ＹかＲ−Ｙなのかのライン位相と、フリップ
フロップ９４の出力位相が上記状態になるかどうかは不
定である。いま仮に上記状態にあったとすると、図１１
のようになる。復調出力（ａ）が復調ＰＬＬ回路９１の
復調波形であり、ライン毎に凸凹の波形になる。
を用いて説明する。ＩＤ信号を復調する復調ＰＬＬ回路
９１の復調極性は、Ｂ−ＹラインでＨｉ、Ｒ−Ｙライン
でＬｏとする。また、フリップフロップ９４の出力パル
ス極性は、ＨｉでＢ−Ｙラインを、ＬｏでＲ−Ｙライン
を示すものとする。電源投入時からフリップフロップ９
４は分周を開始するが、到来したＳＥＣＡＭ方式クロマ
信号のＢ−ＹかＲ−Ｙなのかのライン位相と、フリップ
フロップ９４の出力位相が上記状態になるかどうかは不
定である。いま仮に上記状態にあったとすると、図１１
のようになる。復調出力（ａ）が復調ＰＬＬ回路９１の
復調波形であり、ライン毎に凸凹の波形になる。
【０００８】これに対し、フリップフロップ９４の出力
は１／２のｆＨ信号（ｂ）のようになる。これら２つの
信号をミキサー９２によりかけ算するが、ミキサー９２
は電流出力タイプであるとする。かけ算した結果は
（ｃ）のように、毎ライン充電となる。コンデンサＣ1
にこの充電電流（ｃ）が流れると、その電位は上昇し、
カラースレッシュホールドを越えると比較器９５の出力
がＨｉとなり、判別出力を得ることができる。
は１／２のｆＨ信号（ｂ）のようになる。これら２つの
信号をミキサー９２によりかけ算するが、ミキサー９２
は電流出力タイプであるとする。かけ算した結果は
（ｃ）のように、毎ライン充電となる。コンデンサＣ1
にこの充電電流（ｃ）が流れると、その電位は上昇し、
カラースレッシュホールドを越えると比較器９５の出力
がＨｉとなり、判別出力を得ることができる。
【０００９】クロマ色差ラインの位相が反転していた場
合を、図１２を用いて説明する。図１２には後の説明の
ため、ある時間でクロマ位相が反転した場合を示した。
最初のＢ−Ｙラインの次もＢ−Ｙラインになっており、
最初のラインの間に反転が生じたと仮定する。次のＢ−
Ｙラインでは復調出力は正に出るが、１／２ｆＨ信号は
Ｌｏであり、ミキサー９２の出力電流は（ｃ）のように
負、すなわち放電となる。これ以降のラインではさらに
反転が起こらないとすると、このフリップフロップ９４
とクロマ位相が逆転した状態をとり続ける。毎ライン放
電するので、コンデンサＣ１の電圧は下降を始め、エラ
ースレッシュホールドを越えて下がると比較器９６の出
力がＨｉになる。このときフリップフロップ９４はリセ
ットされ、前の状態を維持する（図示しない）。する
と、次のラインでは正しい位相関係に戻り、フリップフ
ロップ９４の位相の訂正が完了する。この後は図１１で
説明した動作となり、やがては判別出力がＨｉとなる。
合を、図１２を用いて説明する。図１２には後の説明の
ため、ある時間でクロマ位相が反転した場合を示した。
最初のＢ−Ｙラインの次もＢ−Ｙラインになっており、
最初のラインの間に反転が生じたと仮定する。次のＢ−
Ｙラインでは復調出力は正に出るが、１／２ｆＨ信号は
Ｌｏであり、ミキサー９２の出力電流は（ｃ）のように
負、すなわち放電となる。これ以降のラインではさらに
反転が起こらないとすると、このフリップフロップ９４
とクロマ位相が逆転した状態をとり続ける。毎ライン放
電するので、コンデンサＣ１の電圧は下降を始め、エラ
ースレッシュホールドを越えて下がると比較器９６の出
力がＨｉになる。このときフリップフロップ９４はリセ
ットされ、前の状態を維持する（図示しない）。する
と、次のラインでは正しい位相関係に戻り、フリップフ
ロップ９４の位相の訂正が完了する。この後は図１１で
説明した動作となり、やがては判別出力がＨｉとなる。
【００１０】このように、フリップフロップ９４の位相
が反転した場合でも、これを訂正し正規の判別出力を得
ることができる。実際にはリセットではなく、１ライン
期間フリップフロップ９４の動作を停止する方法がとら
れるが、説明の簡略化のためリセットと表現した。以降
この動作はリセットとして説明する。
が反転した場合でも、これを訂正し正規の判別出力を得
ることができる。実際にはリセットではなく、１ライン
期間フリップフロップ９４の動作を停止する方法がとら
れるが、説明の簡略化のためリセットと表現した。以降
この動作はリセットとして説明する。
【００１１】ＴＶ放送のように、送信される信号にクロ
マライン位相の反転が起こらない場合には、図１０で説
明した回路により充分な性能が得られる。しかし、ＶＣ
Ｒの再生信号のように、スキューが発生して、１フィー
ルドの中で数回もクロマライン位相の反転が起こる場合
には色抜けの現象が起こる。これを図１３を用いて説明
する。
マライン位相の反転が起こらない場合には、図１０で説
明した回路により充分な性能が得られる。しかし、ＶＣ
Ｒの再生信号のように、スキューが発生して、１フィー
ルドの中で数回もクロマライン位相の反転が起こる場合
には色抜けの現象が起こる。これを図１３を用いて説明
する。
【００１２】垂直同期信号周期（ａ）で見ると、位相反
転が起こった時点からエラースレッシュホールドを越え
てコンデンサＣ１の電位が下がるまでには、ミキサー電
流とコンデンサＣ１により決定する時定数により数１０
ラインかかる。カラースレッシュホールドよりもエラー
スレッシュホールド電圧の方が低い電位なので、エラー
スレッシュホールド電圧まで下降する間にエラースレッ
シュホールドを越えて下がる。この状態になると比較器
９５はＬｏを出力し、カラー（ＳＥＣＡＭ）はなく白黒
（Ｂ／Ｗ）と判別してしまう。エラースレッシュホール
ドに到達して再度上昇に転じ、カラースレッシュホール
ドを越えて比較器９５がＨｉを出力するまでには、やは
り数１０ラインが必要になる。ミキサー９２の時定数を
短くすると、このＢ／Ｗ期間を短くすることが可能だ
が、０とすることはできないし、ノイズ等の妨害信号が
入力されたときにＢ／Ｗ状態になりやすくなるので、好
ましくない。
転が起こった時点からエラースレッシュホールドを越え
てコンデンサＣ１の電位が下がるまでには、ミキサー電
流とコンデンサＣ１により決定する時定数により数１０
ラインかかる。カラースレッシュホールドよりもエラー
スレッシュホールド電圧の方が低い電位なので、エラー
スレッシュホールド電圧まで下降する間にエラースレッ
シュホールドを越えて下がる。この状態になると比較器
９５はＬｏを出力し、カラー（ＳＥＣＡＭ）はなく白黒
（Ｂ／Ｗ）と判別してしまう。エラースレッシュホール
ドに到達して再度上昇に転じ、カラースレッシュホール
ドを越えて比較器９５がＨｉを出力するまでには、やは
り数１０ラインが必要になる。ミキサー９２の時定数を
短くすると、このＢ／Ｗ期間を短くすることが可能だ
が、０とすることはできないし、ノイズ等の妨害信号が
入力されたときにＢ／Ｗ状態になりやすくなるので、好
ましくない。
【００１３】ＶＣＲにおいて、キュー／レビューといっ
た特殊再生動作を行うと、ヘッドがトラックを跨ぐとき
にライン位相が反転することがある。１フィールドに数
回これが発生すると、これにより画面の中で数１０ライ
ンずつ色が消えた部分が数箇所発生し、非常に見苦しい
映像になる。ＴＶ受像器によりＳＥＣＡＭ方式を判別す
る場合に限らず、ＶＣＲに搭載された判別回路において
も同じことが発生している。再生信号の処理システムが
多方式対応のＶＣＲであれば、ＶＣＲのマイコンはその
度にＰＡＬ／ＳＥＣＡＭ／ＮＴＳＣのどの方式で再生す
るかを切り換える必要がある。異なる方式で再生された
場合には、色画質を著しく損ねる結果になる。
た特殊再生動作を行うと、ヘッドがトラックを跨ぐとき
にライン位相が反転することがある。１フィールドに数
回これが発生すると、これにより画面の中で数１０ライ
ンずつ色が消えた部分が数箇所発生し、非常に見苦しい
映像になる。ＴＶ受像器によりＳＥＣＡＭ方式を判別す
る場合に限らず、ＶＣＲに搭載された判別回路において
も同じことが発生している。再生信号の処理システムが
多方式対応のＶＣＲであれば、ＶＣＲのマイコンはその
度にＰＡＬ／ＳＥＣＡＭ／ＮＴＳＣのどの方式で再生す
るかを切り換える必要がある。異なる方式で再生された
場合には、色画質を著しく損ねる結果になる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来のＳＥＣ
ＡＭ方式判別回路においては、キュー／レビューといっ
た特殊な再生動作を行うと、ヘッドがトラックを跨ぐと
きにライン位相が反転することがあり、１フィールドに
数回発生すると、画面の中で数１０ラインずつ色が消え
た部分が数箇所発生し、非常に見苦しい映像になる。ま
た、再生信号の処理システムが多方式対応のＶＣＲであ
れば、ＶＣＲのマイコンはその度にどの方式で再生する
かを切り換える必要があり、異なる方式で再生された場
合には、色画質を著しく損ねる、などの問題があった。
ＡＭ方式判別回路においては、キュー／レビューといっ
た特殊な再生動作を行うと、ヘッドがトラックを跨ぐと
きにライン位相が反転することがあり、１フィールドに
数回発生すると、画面の中で数１０ラインずつ色が消え
た部分が数箇所発生し、非常に見苦しい映像になる。ま
た、再生信号の処理システムが多方式対応のＶＣＲであ
れば、ＶＣＲのマイコンはその度にどの方式で再生する
かを切り換える必要があり、異なる方式で再生された場
合には、色画質を著しく損ねる、などの問題があった。
【００１５】この発明は、ＶＣＲの特殊再生信号に対し
ても安定に判別結果を出力し、色抜けや再生方式誤動作
の起こらないＳＥＣＡＭ方式判別回路を提供することを
目的とする。
ても安定に判別結果を出力し、色抜けや再生方式誤動作
の起こらないＳＥＣＡＭ方式判別回路を提供することを
目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この発明のＳＥＣＡＭ方
式判別回路は、ＳＥＣＡＭ方式のクロマＩＤＥＮＴ信号
を復調する周波数弁別回路と、１／２の水平走査周波数
の信号を発生する信号発生手段と、前記周波数弁別回路
の出力と前記信号発生手段の出力信号をそれぞれかけ算
する第１および第２のかけ算手段と、前記第１および第
２のかけ算手段の出力をそれぞれ平滑する第１および第
２の時定数回路と、前記第１および第２の時定数回路の
出力をそれぞれ所定のレベルと比較する第１および第２
の比較器と、前記第２比較器の出力により前記信号発生
手段を制御する制御手段とからなることを特徴とする。
式判別回路は、ＳＥＣＡＭ方式のクロマＩＤＥＮＴ信号
を復調する周波数弁別回路と、１／２の水平走査周波数
の信号を発生する信号発生手段と、前記周波数弁別回路
の出力と前記信号発生手段の出力信号をそれぞれかけ算
する第１および第２のかけ算手段と、前記第１および第
２のかけ算手段の出力をそれぞれ平滑する第１および第
２の時定数回路と、前記第１および第２の時定数回路の
出力をそれぞれ所定のレベルと比較する第１および第２
の比較器と、前記第２比較器の出力により前記信号発生
手段を制御する制御手段とからなることを特徴とする。
【００１７】
【作用】上記した手段により、第１の時定数回路の電圧
がカラースレッシュホールド電圧を越えて下がってＢ／
Ｗとなる前に、エラー検出を行う第２の時定数回路によ
りエラー状態を検出できる。エラーを起こした場合でも
Ｂ／Ｗになる前にいち早く、１／２の水平走査周波数の
信号を発生する信号発生手段を訂正して、カラー状態に
復帰させられるので、判別結果がＬｏに落ちることがな
く、安定な性能・画面品位を得ることができる。
がカラースレッシュホールド電圧を越えて下がってＢ／
Ｗとなる前に、エラー検出を行う第２の時定数回路によ
りエラー状態を検出できる。エラーを起こした場合でも
Ｂ／Ｗになる前にいち早く、１／２の水平走査周波数の
信号を発生する信号発生手段を訂正して、カラー状態に
復帰させられるので、判別結果がＬｏに落ちることがな
く、安定な性能・画面品位を得ることができる。
【００１８】
【実施例】以下、この発明の実施例について図面を参照
して詳細に説明する。図１はこの発明の一実施例を説明
するための回路構成図である。入力端子ＩＮａに入力さ
れたクロマ信号のＩＤ信号はＰＬＬ復調回路１１に入力
する。復調ＰＬＬ回路１１により復調された出力は、ミ
キサー１２，１３に供給する。入力端子ＩＮｂに入力さ
れた複合同期信号は水平ＰＬＬ回路１４に入力し、ｆＨ
信号にロックしたクロックＨＣＫを生成する。
して詳細に説明する。図１はこの発明の一実施例を説明
するための回路構成図である。入力端子ＩＮａに入力さ
れたクロマ信号のＩＤ信号はＰＬＬ復調回路１１に入力
する。復調ＰＬＬ回路１１により復調された出力は、ミ
キサー１２，１３に供給する。入力端子ＩＮｂに入力さ
れた複合同期信号は水平ＰＬＬ回路１４に入力し、ｆＨ
信号にロックしたクロックＨＣＫを生成する。
【００１９】クロックＨＣＫをフリップフロップ回路１
５に入力し、ここで分周して１ライン毎に出力が変化す
る１／２ｆＨパルスを、ミキサー１２および１３に出力
する。ミキサー１２は電流出力タイプであるとする。ミ
キサー１２の出力をコンデンサＣ１により平滑（ホール
ド）し、比較器１６に入力する。比較器１６の他の入力
端子にはカラースレッシュホールド電圧を設定する電圧
源Ｖａを接続する。コンデンサＣ１の電圧がこの電圧源
Ｖａの電圧よりも高い場合に比較器１６はＨｉ電圧を出
力端子ＯＵＴに出力する。
５に入力し、ここで分周して１ライン毎に出力が変化す
る１／２ｆＨパルスを、ミキサー１２および１３に出力
する。ミキサー１２は電流出力タイプであるとする。ミ
キサー１２の出力をコンデンサＣ１により平滑（ホール
ド）し、比較器１６に入力する。比較器１６の他の入力
端子にはカラースレッシュホールド電圧を設定する電圧
源Ｖａを接続する。コンデンサＣ１の電圧がこの電圧源
Ｖａの電圧よりも高い場合に比較器１６はＨｉ電圧を出
力端子ＯＵＴに出力する。
【００２０】ミキサー１３も同様に電流出力タイプであ
るとする。ミキサー１３の出力にコンデンサＣ2 により
平滑した電圧を比較器１７に一方の比較入力に入力す
る。比較器１７の他方の比較入力にはエラースレッシュ
ホールド電圧を設定する電圧源Ｖｂを供給する。コンデ
ンサＣ2 の電圧がエラースレッシュホールドより下がっ
た場合に、比較器１７はＨｉのリセット信号を発生す
る。リセット信号をフリップフロップ回路１５のリセッ
ト入力端子に接続する。
るとする。ミキサー１３の出力にコンデンサＣ2 により
平滑した電圧を比較器１７に一方の比較入力に入力す
る。比較器１７の他方の比較入力にはエラースレッシュ
ホールド電圧を設定する電圧源Ｖｂを供給する。コンデ
ンサＣ2 の電圧がエラースレッシュホールドより下がっ
た場合に、比較器１７はＨｉのリセット信号を発生す
る。リセット信号をフリップフロップ回路１５のリセッ
ト入力端子に接続する。
【００２１】図１のシステムの動作について図２ととも
に説明する。ＰＬＬ復調回路１１の出力信号は（ａ）の
ように毎ライン凸凹の波形になる。これと１／２ｆＨの
出力（ｂ）の位相関係は図１０において説明した通り、
正しい関係にあるとする。このとき、ミキサー１２の出
力電流は（ｃ）のように正（充電）の連続となる。コン
デンサＣ１にこの充電電流が流れるので、コンデンサＣ
1 の充電電圧は（ｄ）のように上昇する。この電圧が電
圧源Ｖａを越えると比較器１６の出力がＨｉとなり、判
別出力を出力端子ＯＵＴに得ることができる。
に説明する。ＰＬＬ復調回路１１の出力信号は（ａ）の
ように毎ライン凸凹の波形になる。これと１／２ｆＨの
出力（ｂ）の位相関係は図１０において説明した通り、
正しい関係にあるとする。このとき、ミキサー１２の出
力電流は（ｃ）のように正（充電）の連続となる。コン
デンサＣ１にこの充電電流が流れるので、コンデンサＣ
1 の充電電圧は（ｄ）のように上昇する。この電圧が電
圧源Ｖａを越えると比較器１６の出力がＨｉとなり、判
別出力を出力端子ＯＵＴに得ることができる。
【００２２】このとき、ミキサー１３の出力電流も
（ｃ）のように正（充電）の連続となり、コンデンサＣ
２にこの充電電流が流れるので、コンデンサＣ２の充電
電圧は（ｄ）のように上昇する。この電圧は電圧源Ｖｂ
より高くなって状態を維持し、比較器１７の出力をＬｏ
とする。これによりフリップフロップ回路１５は、リセ
ットされることはなく１／２ｆＨを出力する。
（ｃ）のように正（充電）の連続となり、コンデンサＣ
２にこの充電電流が流れるので、コンデンサＣ２の充電
電圧は（ｄ）のように上昇する。この電圧は電圧源Ｖｂ
より高くなって状態を維持し、比較器１７の出力をＬｏ
とする。これによりフリップフロップ回路１５は、リセ
ットされることはなく１／２ｆＨを出力する。
【００２３】これに対し、フリップフロップ回路１５と
クロマライン位相の位相関係が反転している場合を図３
に示す。２ライン目のＢ−ＹラインでＩＤ信号を復調し
た出力（ａ）と、フリップフロップ回路１５の出力
（ｂ）とをかけ算すると、その出力は（ｃ）のような放
電電流となり、（ｄ）のように上昇しきっていた電位を
下げる方向になる。このライン以降放電を続けるので、
コンデンサＣ２の電位は下降し続ける。この電位が電圧
源Ｖｂの電圧を越えて下がった所で、比較器１７の出力
がＨｉとなり、フリップフロップ回路１５をリセットす
る。リセットが発生すると、フリップフロップ回路１５
は１ライン動作を停止するので、次のＢ−Ｙラインから
正常位相関係に戻り、コンデンサＣ２の電位は上昇に転
じてリセット信号は解除されることになる。
クロマライン位相の位相関係が反転している場合を図３
に示す。２ライン目のＢ−ＹラインでＩＤ信号を復調し
た出力（ａ）と、フリップフロップ回路１５の出力
（ｂ）とをかけ算すると、その出力は（ｃ）のような放
電電流となり、（ｄ）のように上昇しきっていた電位を
下げる方向になる。このライン以降放電を続けるので、
コンデンサＣ２の電位は下降し続ける。この電位が電圧
源Ｖｂの電圧を越えて下がった所で、比較器１７の出力
がＨｉとなり、フリップフロップ回路１５をリセットす
る。リセットが発生すると、フリップフロップ回路１５
は１ライン動作を停止するので、次のＢ−Ｙラインから
正常位相関係に戻り、コンデンサＣ２の電位は上昇に転
じてリセット信号は解除されることになる。
【００２４】図２（ｄ）の時定数が図ではやや誇張して
あるが数十ライン程度であり、図３（ｄ）の時定数は数
ライン程度と仮定する。このようなシステムでＶＣＲ特
殊再生のような信号を処理した場合を図４に示す。位相
反転が発生した時点でコンデンサＣ２の電位は下降を始
めるが、カラースレッシュホールドを越えて下がる前
に、数ライン後にはエラー訂正されるので、すぐさま上
昇に転じる。このようにすればスキューのある信号でも
その度にＢ／Ｗになることが避けられ、色抜けやシステ
ム誤動作を避けることができる。
あるが数十ライン程度であり、図３（ｄ）の時定数は数
ライン程度と仮定する。このようなシステムでＶＣＲ特
殊再生のような信号を処理した場合を図４に示す。位相
反転が発生した時点でコンデンサＣ２の電位は下降を始
めるが、カラースレッシュホールドを越えて下がる前
に、数ライン後にはエラー訂正されるので、すぐさま上
昇に転じる。このようにすればスキューのある信号でも
その度にＢ／Ｗになることが避けられ、色抜けやシステ
ム誤動作を避けることができる。
【００２５】図５はこの発明の他の実施例を説明するた
めの回路構成図である。この実施例は、比較器１７の出
力を一方の入力に通常再生時にＬｏ、特殊再生時にＨｉ
の制御信号を供給するＡＮＤゲート１８の他方の制御入
力Ｃｔに接続し、ＡＮＤゲート１８の出力をラッチ回路
１９を介してＯＲゲート２０の一方の入力に接続する。
ＯＲゲート２０の他方の入力には、一方の比較入力にミ
キサー１２の出力を、他方の比較入力にエラースレッシ
ュホールド電圧を設定する電圧源Ｖｃを接続した比較器
２１の出力を接続する。また、ＯＲゲート２０の出力
を、フリップフロップ回路１５のリセット入力端子に接
続する。以上の構成の部分が図１の構成と異なる。
めの回路構成図である。この実施例は、比較器１７の出
力を一方の入力に通常再生時にＬｏ、特殊再生時にＨｉ
の制御信号を供給するＡＮＤゲート１８の他方の制御入
力Ｃｔに接続し、ＡＮＤゲート１８の出力をラッチ回路
１９を介してＯＲゲート２０の一方の入力に接続する。
ＯＲゲート２０の他方の入力には、一方の比較入力にミ
キサー１２の出力を、他方の比較入力にエラースレッシ
ュホールド電圧を設定する電圧源Ｖｃを接続した比較器
２１の出力を接続する。また、ＯＲゲート２０の出力
を、フリップフロップ回路１５のリセット入力端子に接
続する。以上の構成の部分が図１の構成と異なる。
【００２６】ミキサー１３の出力をコンデンサＣ２によ
り平滑し、比較器１７により電圧源Ｖｂとの比較を行
う。この出力をＡＮＤゲート１８の一方の入力に接続
し、他方は制御入力Ｃｔとして、通常再生（Ｌｏ）か特
殊再生（Ｈｉ）対応動作かを切り換える制御信号を印加
する。ＡＮＤゲート１８の出力をラッチ回路１９に入力
し、別途与えるクロックによりラッチする。ラッチ回路
１９の出力をＯＲゲート２０の一方の入力端子に接続
し、もう一方の入力端子には、比較器１７の出力を接続
する。
り平滑し、比較器１７により電圧源Ｖｂとの比較を行
う。この出力をＡＮＤゲート１８の一方の入力に接続
し、他方は制御入力Ｃｔとして、通常再生（Ｌｏ）か特
殊再生（Ｈｉ）対応動作かを切り換える制御信号を印加
する。ＡＮＤゲート１８の出力をラッチ回路１９に入力
し、別途与えるクロックによりラッチする。ラッチ回路
１９の出力をＯＲゲート２０の一方の入力端子に接続
し、もう一方の入力端子には、比較器１７の出力を接続
する。
【００２７】ＶＣＲに搭載するＳＥＣＡＭ方式判別回路
の場合には、特殊再生しているか、通常再生しているか
の制御情報が内在するので、これを制御信号として用い
れば、従来回路との混成が可能である。エラー訂正まで
の処理時間（コンデンサＣ２の時定数）を短くすると、
比較器１７のリセット信号が短期間しか発生しなくなる
可能性があり、これを検出するにはラッチなどのトリガ
動作が必要になる。コンデンサＣ２の時定数を極端に短
くすると、ノイズ等の不要信号に対してもエラー検出回
路が誤動作しやすくなるので、この場合には従来回路と
の切換動作が望ましい。
の場合には、特殊再生しているか、通常再生しているか
の制御情報が内在するので、これを制御信号として用い
れば、従来回路との混成が可能である。エラー訂正まで
の処理時間（コンデンサＣ２の時定数）を短くすると、
比較器１７のリセット信号が短期間しか発生しなくなる
可能性があり、これを検出するにはラッチなどのトリガ
動作が必要になる。コンデンサＣ２の時定数を極端に短
くすると、ノイズ等の不要信号に対してもエラー検出回
路が誤動作しやすくなるので、この場合には従来回路と
の切換動作が望ましい。
【００２８】図５の動作について図６を用いて説明す
る。コンデンサＣ２の時定数を短くした場合を仮定し
た。クロマ位相が反転したとき、ミキサー１３の出力波
形は（ｃ）のようになる。この信号を比較器１７でスラ
イスすると、その出力は（ｄ）のように、図４に比べ短
くなる。このままであると、次の１／２ｆＨの切り換わ
り時点までリセット信号が発生しないので、（ｅ）のク
ロックで（ｄ）信号をラッチする。ラッチ出力は（ｆ）
のようになり、次のラインでフリップフロップ回路１５
の出力を（ｂ）のように停止することができ、正常な位
相に復帰させることができる。
る。コンデンサＣ２の時定数を短くした場合を仮定し
た。クロマ位相が反転したとき、ミキサー１３の出力波
形は（ｃ）のようになる。この信号を比較器１７でスラ
イスすると、その出力は（ｄ）のように、図４に比べ短
くなる。このままであると、次の１／２ｆＨの切り換わ
り時点までリセット信号が発生しないので、（ｅ）のク
ロックで（ｄ）信号をラッチする。ラッチ出力は（ｆ）
のようになり、次のラインでフリップフロップ回路１５
の出力を（ｂ）のように停止することができ、正常な位
相に復帰させることができる。
【００２９】このときＡＮＤゲート１８の制御入力Ｃｔ
はＨｉであり、特殊再生を示す。通常再生時には、制御
信号をＬｏとし、比較器１７からのエラー誤動作検出信
号を除去する。このときには、比較器１７が従来通りエ
ラー検出を行う。ＯＲゲート２０で比較器１７とラッチ
出力のどちらでエラー信号が出ても、フリップフロップ
回路１５にリセットがかかるようにしている。
はＨｉであり、特殊再生を示す。通常再生時には、制御
信号をＬｏとし、比較器１７からのエラー誤動作検出信
号を除去する。このときには、比較器１７が従来通りエ
ラー検出を行う。ＯＲゲート２０で比較器１７とラッチ
出力のどちらでエラー信号が出ても、フリップフロップ
回路１５にリセットがかかるようにしている。
【００３０】比較器１７と図１および図５の実施例に用
いたミキサー１３の回路は、エラー検出のみ行う回路で
あることから、カラー検出と異なり、回路の簡略化が可
能である。カラー検出はスレッシュホールドレベルの設
定や温度依存性など、性能面で制約されることが多い
が、エラー検出回路にはそれほどの厳しい制約がない。
そこで、簡略化したミキサー１３と比較器１７の具体的
な回路例を、図７に示し説明する。
いたミキサー１３の回路は、エラー検出のみ行う回路で
あることから、カラー検出と異なり、回路の簡略化が可
能である。カラー検出はスレッシュホールドレベルの設
定や温度依存性など、性能面で制約されることが多い
が、エラー検出回路にはそれほどの厳しい制約がない。
そこで、簡略化したミキサー１３と比較器１７の具体的
な回路例を、図７に示し説明する。
【００３１】トランジスタＱ1 〜Ｑ8 はミキサー１３
を、トランジスタＱ9 は比較器１７を構成する。コンデ
ンサＣ2 の電位は正しい位相関係時にはＶccにあり、反
転すると下降する。下降電位がＶＦ（順方向動作のＶｂ
ｅ）を越えると、トランジスタＱ9 がオンして抵抗Ｒ2
に電流を供給し、電圧出力を得る。このようにすれば比
較的少ない素子数で実現できる。このとき、エラースレ
ッシュホールドはＶＦとなる。ＶＦの温度依存性により
エラースレッシュホールドがドリフトするが、これを避
けたい場合には、ミキサー１３のバイアス電流ＩｏをＶ
Ｆ／Ｒで生成すればよい。ここで、コンデンサＣ2 は電
源投入時などにエラーと誤検出するのを避けるため、コ
ンデンサＣ2 電位の下降を検出するときはＶcc側に、上
昇を検出するときにはＧＮＤ側に接続することが望まし
い。
を、トランジスタＱ9 は比較器１７を構成する。コンデ
ンサＣ2 の電位は正しい位相関係時にはＶccにあり、反
転すると下降する。下降電位がＶＦ（順方向動作のＶｂ
ｅ）を越えると、トランジスタＱ9 がオンして抵抗Ｒ2
に電流を供給し、電圧出力を得る。このようにすれば比
較的少ない素子数で実現できる。このとき、エラースレ
ッシュホールドはＶＦとなる。ＶＦの温度依存性により
エラースレッシュホールドがドリフトするが、これを避
けたい場合には、ミキサー１３のバイアス電流ＩｏをＶ
Ｆ／Ｒで生成すればよい。ここで、コンデンサＣ2 は電
源投入時などにエラーと誤検出するのを避けるため、コ
ンデンサＣ2 電位の下降を検出するときはＶcc側に、上
昇を検出するときにはＧＮＤ側に接続することが望まし
い。
【００３２】上記した各実施例では、２つのミキサー１
２，１３を用いたが、１つのミキサーにより実現した、
この発明のもう一つの他の実施例について図８を用いて
説明する。
２，１３を用いたが、１つのミキサーにより実現した、
この発明のもう一つの他の実施例について図８を用いて
説明する。
【００３３】ミキサー１２の出力は、かけ算した電流で
あることから、平滑コンデンサＣ1と直列に抵抗Ｒ1 を
挿入すれば、電圧信号が得られる。これをコンデンサＣ
2 を含む積分器７１により積分して図５と同じく比較器
１７の比較入力に接続すれば等価な効果が得られる。図
２に示すようにミキサーの出力は正しい位相関係であれ
ば充電の連続であり、反転していれば放電となる。抵抗
Ｒ１の両端の電位を検出して積分すれば、どちらの状態
にあるのか検出が可能である。
あることから、平滑コンデンサＣ1と直列に抵抗Ｒ1 を
挿入すれば、電圧信号が得られる。これをコンデンサＣ
2 を含む積分器７１により積分して図５と同じく比較器
１７の比較入力に接続すれば等価な効果が得られる。図
２に示すようにミキサーの出力は正しい位相関係であれ
ば充電の連続であり、反転していれば放電となる。抵抗
Ｒ１の両端の電位を検出して積分すれば、どちらの状態
にあるのか検出が可能である。
【００３４】図９は、図８の積分器７１の具体的な回路
例を示すものである。すなわち、積分器７１は、共通エ
ミッタに電流源Ｉｏが接続された差動のトランジスタＱ
1 ，Ｑ2 の一方のベースに抵抗Ｒ1 の一端を、他方のベ
ースに抵抗Ｒ1 の他端を接続するとともに、トランジス
タＱ1 のコレクタに入力が接続されたカレントミラーＣ
Ｍの出力とトランジスタＱ2 のコレクタとの接続点を第
３の比較器１７の比較入力に接続したものである。
例を示すものである。すなわち、積分器７１は、共通エ
ミッタに電流源Ｉｏが接続された差動のトランジスタＱ
1 ，Ｑ2 の一方のベースに抵抗Ｒ1 の一端を、他方のベ
ースに抵抗Ｒ1 の他端を接続するとともに、トランジス
タＱ1 のコレクタに入力が接続されたカレントミラーＣ
Ｍの出力とトランジスタＱ2 のコレクタとの接続点を第
３の比較器１７の比較入力に接続したものである。
【００３５】この実施例では、ミキサーを１つとした代
わりに積分器７１を追加したが、図７の構成と比較して
も明らかなように、積分器７１はミキサーより簡単な回
路構成により実現できる。
わりに積分器７１を追加したが、図７の構成と比較して
も明らかなように、積分器７１はミキサーより簡単な回
路構成により実現できる。
【００３６】図８の実施例では、特殊再生のときの図５
の実施例を変形したが、図１の実施例を変形して、ミキ
サー１３に代えて積分器７１と抵抗Ｒ１を接続し、通常
再生のみの構成であれば、ＡＮＤゲート１８、ラッチ回
路１９、ＯＲゲート２０、比較器２１は不要なものとな
る。
の実施例を変形したが、図１の実施例を変形して、ミキ
サー１３に代えて積分器７１と抵抗Ｒ１を接続し、通常
再生のみの構成であれば、ＡＮＤゲート１８、ラッチ回
路１９、ＯＲゲート２０、比較器２１は不要なものとな
る。
【００３７】
【発明の効果】以上詳細に説明したとおり、この発明の
ＳＥＣＡＭ方式判別回路によれば、ＶＣＲの特殊再生信
号に対しても安定な判別結果を得ることができることか
ら、色抜けや再生状態の違いによる誤動作の起こらな
い、ＳＥＣＡＭ方式判別回路を提供することができる。
ＳＥＣＡＭ方式判別回路によれば、ＶＣＲの特殊再生信
号に対しても安定な判別結果を得ることができることか
ら、色抜けや再生状態の違いによる誤動作の起こらな
い、ＳＥＣＡＭ方式判別回路を提供することができる。
【図１】この発明の一実施例を説明するシステム図。
【図２】図１の動作を説明するための信号波形図。
【図３】図１の動作を説明するための信号波形図。
【図４】図１の動作を説明するための信号波形図。
【図５】この発明の他の実施例を説明するためのシステ
ム図。
ム図。
【図６】動作を説明するための信号波形図。
【図７】図１および図５のミキサーの具体例を説明する
ための回路図。
ための回路図。
【図８】この発明のもう一つの他の実施例を説明するた
めのシステム図。
めのシステム図。
【図９】図８の積分器の具体例を説明するための回路
図。
図。
【図１０】従来のＳＥＣＡＭ方式判別回路を説明するた
めのシステム図。
めのシステム図。
【図１１】図１０の動作を説明するために用いた信号波
形図。
形図。
【図１２】図１０の動作を説明するために用いた信号波
形図。
形図。
【図１３】図１０の動作を説明するために用いた信号波
形図。
形図。
ＩＮａ，ＩＮｂ…入力端子、１１…ＰＬＬ復調回路、１
２，１３…ミキサー、１４…水平ＰＬＬ回路，１５…フ
リップフロップ回路、１６，１７，２１…比較器、１８
…ＡＮＤゲート、１９…ラッチ回路、２０…ＯＲゲー
ト、Ｃ1 ，Ｃ2 …コンデンサ、Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ…電圧
源、ＯＵＴ…出力端子。
２，１３…ミキサー、１４…水平ＰＬＬ回路，１５…フ
リップフロップ回路、１６，１７，２１…比較器、１８
…ＡＮＤゲート、１９…ラッチ回路、２０…ＯＲゲー
ト、Ｃ1 ，Ｃ2 …コンデンサ、Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ…電圧
源、ＯＵＴ…出力端子。
Claims (10)
- 【請求項１】 ＳＥＣＡＭ方式のクロマＩＤＥＮＴ信号
を復調する周波数弁別回路と、 １／２の水平走査周波数の信号を発生する信号発生手段
と、 前記周波数弁別回路の出力と前記信号発生手段の出力信
号をそれぞれかけ算する第１および第２のかけ算手段
と、 前記第１および第２のかけ算手段の出力をそれぞれ平滑
する第１および第２の時定数回路と、 前記第１および第２の時定数回路の出力をそれぞれ所定
のレベルと比較する第１および第２の比較器と、 前記第２比較器の出力により前記信号発生手段を制御す
る制御手段とから成ることを特徴とするＳＥＣＡＭ方式
判別回路。 - 【請求項２】 ＳＥＣＡＭ方式のクロマＩＤＥＮＴ信号
を復調する周波数弁別回路と、 １／２の水平走査周波数の信号を発生する信号発生手段
と、 前記周波数弁別回路の出力と前記信号発生手段の出力信
号をそれぞれかけ算する第１および第２のかけ算手段
と、 前記第１および第２のかけ算手段の出力をそれぞれ平滑
する第１および第２の時定数回路と、 前記第１および第２の時定数回路の出力をそれぞれ所定
のレベルと比較する第１および第２の比較器と、 前記第１の時定数回路の出力を所定のレベルと比較する
第３の比較器と、第３の比較器と前記第２の比較器の少
なくとも一方の比較出力により前記信号発生手段を制御
してなることを特徴とするＳＥＣＡＭ方式判別回路。 - 【請求項３】 ＳＥＣＡＭ方式のクロマＩＤＥＮＴ信号
を復調する周波数弁別回路と、 １／２の水平走査周波数の信号を発生する信号発生手段
と、 前記周波数弁別回路の出力と前記信号発生手段の出力信
号をかけ算するかけ算手段と、 前記かけ算手段の出力を平滑する時定数回路と、 前記時定数回路の出力をそれぞれ所定のレベルと比較す
る第１および第２の比較器と、 前記かけ算器出力と前記時定数回路との間に挿入した電
流電圧変換素子と、 前記電流電圧変換素子の両端電圧を入力して積分する積
分器と、 前記積分器の出力と所定のレベルと比較する第３比較器
と、 前記第２および第３の比較器の少なくとも一方の出力に
より前記信号発生手段を制御する制御手段とから成るこ
とを特徴とするＳＥＣＡＭ方式判別回路。 - 【請求項４】 前記第１の時定数は第２の時定数より長
く設定してなることを特徴とする請求項１〜３のいずれ
かに記載のＳＥＣＡＭ方式判別回路。 - 【請求項５】 １／２の水平走査周波数を水平同期信号
にロックするＰＬＬ回路から分周合成して生成してなる
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のＳＥ
ＣＡＭ方式判別回路。 - 【請求項６】 前記第２の比較器の出力の発生を阻止／
通過を制御する論理手段を備えてなることを特徴とする
請求項２または３記載のＳＥＣＡＭ方式判別回路。 - 【請求項７】 第１比較器の比較レベルが第３比較器の
比較レベルよりも高いことを特徴とする請求項２または
３記載のＳＥＣＡＭ方式判別回路。 - 【請求項８】 特殊再生時の制御信号により論理手段を
構成したことを特徴とする請求項２または３記載のＳＥ
ＣＡＭ方式判別回路。 - 【請求項９】 前記積分器の時定数は第１の時定数より
短く設定したことを特徴とする請求項３記載のＳＥＣＡ
Ｍ方式判別回路。 - 【請求項１０】 前記積分器の時定数は第２の時定数と
同であることを特徴とする請求項３記載のＳＥＣＡＭ方
式判別回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5781894A JPH07274189A (ja) | 1994-03-28 | 1994-03-28 | Ｓｅｃａｍ方式判別回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5781894A JPH07274189A (ja) | 1994-03-28 | 1994-03-28 | Ｓｅｃａｍ方式判別回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07274189A true JPH07274189A (ja) | 1995-10-20 |
Family
ID=13066509
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5781894A Pending JPH07274189A (ja) | 1994-03-28 | 1994-03-28 | Ｓｅｃａｍ方式判別回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07274189A (ja) |
-
1994
- 1994-03-28 JP JP5781894A patent/JPH07274189A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20011002 |