JPH07221807A - 一括復調方法および一括復調器 - Google Patents
一括復調方法および一括復調器Info
- Publication number
- JPH07221807A JPH07221807A JP6035388A JP3538894A JPH07221807A JP H07221807 A JPH07221807 A JP H07221807A JP 6035388 A JP6035388 A JP 6035388A JP 3538894 A JP3538894 A JP 3538894A JP H07221807 A JPH07221807 A JP H07221807A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- component
- phase
- output
- carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 回路規模を大とせず、同時に復調可能なキャ
リア数の増減に柔軟に対応する。 【構成】 複数キャリアの変調信号を含んだ信号を取り
込み、ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１０３
と、複数キャリア成分を含んだ変調信号を復調するキャ
リア数だけ時分割処理し、変調波が中心周波数０のＩ成
分とＱ成分のベースバンド信号になるように変換し、Ｉ
成分、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力す
る時分割多重直交周波数変換手段１０５と、得られたＩ
成分、Ｑ成分の信号からベースバンド信号のみを取り出
す低域ろ波手段１０６と、ベースバンド信号を、変調方
式に応じた識別判定により復号符号を出力する識別判定
手段１０７から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサ１０８を備える。
リア数の増減に柔軟に対応する。 【構成】 複数キャリアの変調信号を含んだ信号を取り
込み、ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１０３
と、複数キャリア成分を含んだ変調信号を復調するキャ
リア数だけ時分割処理し、変調波が中心周波数０のＩ成
分とＱ成分のベースバンド信号になるように変換し、Ｉ
成分、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力す
る時分割多重直交周波数変換手段１０５と、得られたＩ
成分、Ｑ成分の信号からベースバンド信号のみを取り出
す低域ろ波手段１０６と、ベースバンド信号を、変調方
式に応じた識別判定により復号符号を出力する識別判定
手段１０７から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサ１０８を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信に用
いられる復調器に関し、特に複数キャリアの変調信号を
同時に復調処理する一括復調器に係る。
いられる復調器に関し、特に複数キャリアの変調信号を
同時に復調処理する一括復調器に係る。
【０００２】
【従来の技術】移動通信等において、基地局受信装置ま
たはマルチキャリア伝送における受信装置のように複数
キャリアの変調信号を同時に復調処理する復調器では、
図６に示すような複数キャリアの信号を同時に復調する
必要がある。同図においてｆ1〜ｆ5 は各キャリア対応
の中心周波数であり、破線のｆ2 ，ｆ5 は空きキャリア
を示す。
たはマルチキャリア伝送における受信装置のように複数
キャリアの変調信号を同時に復調処理する復調器では、
図６に示すような複数キャリアの信号を同時に復調する
必要がある。同図においてｆ1〜ｆ5 は各キャリア対応
の中心周波数であり、破線のｆ2 ，ｆ5 は空きキャリア
を示す。
【０００３】ところで、直交位相変調波は、直交検波を
行なうことにより得られたＩ成分およびＱ成分の各ベー
スバンド信号を用いて復調することができる。以下にそ
の基本原理を説明する。ベースバンド信号の信号空間ダ
イヤグラムにおける瞬時振幅がＡ（ｔ），瞬時位相角が
φ（ｔ），キャリア周波数がｆc である変調波信号ｓ
（ｔ）は、“数１”のように表わされる。
行なうことにより得られたＩ成分およびＱ成分の各ベー
スバンド信号を用いて復調することができる。以下にそ
の基本原理を説明する。ベースバンド信号の信号空間ダ
イヤグラムにおける瞬時振幅がＡ（ｔ），瞬時位相角が
φ（ｔ），キャリア周波数がｆc である変調波信号ｓ
（ｔ）は、“数１”のように表わされる。
【０００４】
【数１】
【０００５】この変調波に対し、直交キャリア信号ｃｏ
ｓ２πｆc ｔおよび−ｓｉｎ２πｆc ｔを乗算すると、
それぞれ“数２”，“数３”のように変形できる。従っ
て、“数２”および“数３”のそれぞれの２項目を低域
通過フィルタを用いて除去することによって２つの直交
ベースバンド信号“数４”，“数５”が得られる。
ｓ２πｆc ｔおよび−ｓｉｎ２πｆc ｔを乗算すると、
それぞれ“数２”，“数３”のように変形できる。従っ
て、“数２”および“数３”のそれぞれの２項目を低域
通過フィルタを用いて除去することによって２つの直交
ベースバンド信号“数４”，“数５”が得られる。
【０００６】
【数２】
【０００７】
【数３】
【０００８】
【数４】
【０００９】
【数５】 これらのベースバンド信号を用いて振幅および位相を識
別し、符号判定することにより復調データを得ることが
できる。
別し、符号判定することにより復調データを得ることが
できる。
【００１０】以上述べたように、キャリア周波数ｆk の
変調波は、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔおよび−
ｓｉｎ２πｆc ｔを用いて直交検波することによって復
調することが可能であり、ｆc を変化させることで異な
るキャリア周波数の変調波にアクセスすることが可能で
ある。
変調波は、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔおよび−
ｓｉｎ２πｆc ｔを用いて直交検波することによって復
調することが可能であり、ｆc を変化させることで異な
るキャリア周波数の変調波にアクセスすることが可能で
ある。
【００１１】従来、複数キャリアの変調波を同時に復調
するために、アクセスするキャリア数だけの復調器を用
意し、それぞれ個別に復調を行なっていた。図８に従来
の複数キャリアを同時に復調する復調器の構成を示す。
同図において入力された受信信号は、ハイブリッド８０
１で分配され、それぞれ復調器８０２に入力される。復
調器８０２は同時にアクセスするキャリア数だけ用意さ
れている。
するために、アクセスするキャリア数だけの復調器を用
意し、それぞれ個別に復調を行なっていた。図８に従来
の複数キャリアを同時に復調する復調器の構成を示す。
同図において入力された受信信号は、ハイブリッド８０
１で分配され、それぞれ復調器８０２に入力される。復
調器８０２は同時にアクセスするキャリア数だけ用意さ
れている。
【００１２】復調器８０２に入力された信号は、直交検
波部８０３で上述した方法で直交検波され、Ｉ成分およ
びＱ成分の２つのベースバンド信号が得られる。これら
のベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１０３でディジタ
ル信号に変換されて識別判定部２１１に入力され、符号
判定されて復調データが得られる。
波部８０３で上述した方法で直交検波され、Ｉ成分およ
びＱ成分の２つのベースバンド信号が得られる。これら
のベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１０３でディジタ
ル信号に変換されて識別判定部２１１に入力され、符号
判定されて復調データが得られる。
【００１３】それぞれの復調器８０２においても同様の
処理が為され、このとき直交検波部８０３に入力される
直交信号の周波数を各変調波のキャリア周波数に応じて
周波数シンセサイザ８０８により個別に設定することに
よってそれぞれの復調データが得られる。
処理が為され、このとき直交検波部８０３に入力される
直交信号の周波数を各変調波のキャリア周波数に応じて
周波数シンセサイザ８０８により個別に設定することに
よってそれぞれの復調データが得られる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】従来の復調器は、上述
したように、キャリア周波数の異なる複数キャリアの信
号を同時に復調する場合、個別に復調処理を行なってい
た。このため、同時に復調するキャリア数が増加すると
復調器の台数が増大し、また復調器の台数より同時に復
調するキャリア数が少ない場合は、使用されない復調器
が存在することになり、使用効率が低下する。すなわ
ち、扱う信号系列の増減に対して柔軟に対応ができない
という欠点があった。
したように、キャリア周波数の異なる複数キャリアの信
号を同時に復調する場合、個別に復調処理を行なってい
た。このため、同時に復調するキャリア数が増加すると
復調器の台数が増大し、また復調器の台数より同時に復
調するキャリア数が少ない場合は、使用されない復調器
が存在することになり、使用効率が低下する。すなわ
ち、扱う信号系列の増減に対して柔軟に対応ができない
という欠点があった。
【００１５】本発明は、ディジタル信号処理によってキ
ャリアアクセスを行なうことにより、高速かつ安定なキ
ャリアアクセスおよびキャリア切り替えが可能であり、
また復調器回路規模を増大することなく、同時に復調可
能なキャリア数の増減に柔軟に対応可能な復調器を提供
することを目的とする。
ャリアアクセスを行なうことにより、高速かつ安定なキ
ャリアアクセスおよびキャリア切り替えが可能であり、
また復調器回路規模を増大することなく、同時に復調可
能なキャリア数の増減に柔軟に対応可能な復調器を提供
することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
目的は、前記特許請求の範囲に記載した手段により達成
される。
目的は、前記特許請求の範囲に記載した手段により達成
される。
【００１７】すなわち、請求項１の発明は複数キャリア
の変調信号を含んだ信号を取り込み、ディジタル信号に
変換して、該信号をディジタル信号処理によって複数キ
ャリアの変調信号を同時に復調しその結果を出力する一
括復調方法であって、
の変調信号を含んだ信号を取り込み、ディジタル信号に
変換して、該信号をディジタル信号処理によって複数キ
ャリアの変調信号を同時に復調しその結果を出力する一
括復調方法であって、
【００１８】前記ディジタル信号処理においては、ディ
ジタル信号に変換された前記変調信号を取り込み、復調
するキャリア数だけ時分割処理し、復調しようとするキ
ャリアの変調信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成分）
および直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号になるよ
うに変換（直交周波数変換）し、その結果をＩ成分ご
と、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力し、
ジタル信号に変換された前記変調信号を取り込み、復調
するキャリア数だけ時分割処理し、復調しようとするキ
ャリアの変調信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成分）
および直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号になるよ
うに変換（直交周波数変換）し、その結果をＩ成分ご
と、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力し、
【００１９】これにより得られたＩ成分およびＱ成分の
信号からそれぞれベースバンド信号のみを取り出し、こ
のＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号から、変調方
式に対応した識別判定方式により復号された符号を出力
して、この各キャリアに対応して時系列出力された復号
符号を、各データ系列に分配して出力する一括復調方法
である。
信号からそれぞれベースバンド信号のみを取り出し、こ
のＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号から、変調方
式に対応した識別判定方式により復号された符号を出力
して、この各キャリアに対応して時系列出力された復号
符号を、各データ系列に分配して出力する一括復調方法
である。
【００２０】請求項２の発明は、上記請求項１の発明に
おいて複数キャリアの変調信号を周波数変換してから入
力するように構成したものである。
おいて複数キャリアの変調信号を周波数変換してから入
力するように構成したものである。
【００２１】請求項３の発明は、複数キャリアの変調信
号を含んだ信号を取り込み、ディジタル信号に変換する
アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）と、ディジタル
信号に変換された前記信号を取り込み、ディジタル信号
処理によって複数キャリアの変調信号を同時に復調しそ
の結果を出力するディジタル信号処理回路とから構成さ
れ、
号を含んだ信号を取り込み、ディジタル信号に変換する
アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）と、ディジタル
信号に変換された前記信号を取り込み、ディジタル信号
処理によって複数キャリアの変調信号を同時に復調しそ
の結果を出力するディジタル信号処理回路とから構成さ
れ、
【００２２】前記ディジタル信号処理回路においては、
ディジタル信号に変換された前記変調信号を取り込み、
復調するキャリア数だけ時分割処理し、復調しようとす
るキャリアの変調信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成
分）および直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号にな
るように変換（直交周波数変換）し、その結果をＩ成分
ごと、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力す
る時分割多重直交周波数変換手段と、
ディジタル信号に変換された前記変調信号を取り込み、
復調するキャリア数だけ時分割処理し、復調しようとす
るキャリアの変調信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成
分）および直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号にな
るように変換（直交周波数変換）し、その結果をＩ成分
ごと、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力す
る時分割多重直交周波数変換手段と、
【００２３】前記時分割多重直交周波数変換手段によっ
て、得られたＩ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベ
ースバンド信号のみを取り出す低域ろ波手段と、前記低
域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定方式に
より復号された符号を出力する識別判定手段と、前記識
別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサとを備えた一括復調器である。
て、得られたＩ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベ
ースバンド信号のみを取り出す低域ろ波手段と、前記低
域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定方式に
より復号された符号を出力する識別判定手段と、前記識
別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサとを備えた一括復調器である。
【００２４】請求項４の発明は、上記請求項３の発明に
おけるアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）の前段に
周波数変換手段を設けて構成したものである。
おけるアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）の前段に
周波数変換手段を設けて構成したものである。
【００２５】請求項５の発明は、上記請求項３および請
求項４の発明における時分割多重直交周波数変換部を各
キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ステ
ップ設定回路２０５と、該各位相ステップ設定回路２０
５ごとにそれぞれ接続される位相アキュムレータ２０６
と、
求項４の発明における時分割多重直交周波数変換部を各
キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ステ
ップ設定回路２０５と、該各位相ステップ設定回路２０
５ごとにそれぞれ接続される位相アキュムレータ２０６
と、
【００２６】位相アキュムレータ２０６の出力を選択す
るセレクタ２０７と、前記位相アキュムレータ２０６に
より得られた瞬時位相データをアドレス入力として、演
算に必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ
２０８と、前記位相アキュムレータ２０６により得られ
た瞬時位相データをアドレス入力として演算に必要なｓ
ｉｎ２πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ２０９と、
るセレクタ２０７と、前記位相アキュムレータ２０６に
より得られた瞬時位相データをアドレス入力として、演
算に必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ
２０８と、前記位相アキュムレータ２０６により得られ
た瞬時位相データをアドレス入力として演算に必要なｓ
ｉｎ２πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ２０９と、
【００２７】ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯ
Ｍ２０８の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａ
と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ２０９
の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとにより構
成したものである。
Ｍ２０８の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａ
と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ２０９
の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとにより構
成したものである。
【００２８】請求項６の発明は、上記請求項３および請
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路（２０５）と、
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路（２０５）と、
【００２９】位相ステップ設定回路（２０５）の出力を
選択するセレクタ（２０７）と、加算器（２１２）と遅
延回路（２１３）とからなり、セレクタ（２０７）の出
力を入力として瞬時位相データを出力する位相アキュム
レータ（２１４）と、該位相アキュムレータ（２１４）
により得られた瞬時位相データをアドレス入力として、
演算に必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯ
Ｍ（２０８）と、
選択するセレクタ（２０７）と、加算器（２１２）と遅
延回路（２１３）とからなり、セレクタ（２０７）の出
力を入力として瞬時位相データを出力する位相アキュム
レータ（２１４）と、該位相アキュムレータ（２１４）
により得られた瞬時位相データをアドレス入力として、
演算に必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯ
Ｍ（２０８）と、
【００３０】前記位相アキュムレータ（２１４）により
得られた瞬時位相データをアドレス入力として演算に必
要なｓｉｎ２πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ（２０
９）と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ
（２０８）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａ
と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ（２０
９）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとによ
り構成したものである。
得られた瞬時位相データをアドレス入力として演算に必
要なｓｉｎ２πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ（２０
９）と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ
（２０８）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａ
と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ（２０
９）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとによ
り構成したものである。
【００３１】請求項７の発明は、上記請求項３および請
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路２０５と、該各位相ステップ設定回
路２０５ごとにそれぞれ接続される位相アキュムレータ
２０６と、
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路２０５と、該各位相ステップ設定回
路２０５ごとにそれぞれ接続される位相アキュムレータ
２０６と、
【００３２】位相アキュムレータ２０６の出力を選択す
るセレクタ２０７と、入力信号の同相成分と信号（ｃｏ
ｓ２πΔｆK ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キ
ャリア指定データに応じて位相ステップ設定回路２０５
および位相アキュムレータ２０６により発生され、セレ
クタ２０７により順次得られるアドレスに応じて乗算結
果を出力するＲＯＭ３０１と、
るセレクタ２０７と、入力信号の同相成分と信号（ｃｏ
ｓ２πΔｆK ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キ
ャリア指定データに応じて位相ステップ設定回路２０５
および位相アキュムレータ２０６により発生され、セレ
クタ２０７により順次得られるアドレスに応じて乗算結
果を出力するＲＯＭ３０１と、
【００３３】入力信号の同相成分と信号（ｓｉｎ２πΔ
ｆk ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路２０５および位
相アキュムレータ２０６により発生されセレクタ２０７
により順次得られるアドレスに応じて乗算結果を出力す
るＲＯＭ３０２とにより構成したものである。
ｆk ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路２０５および位
相アキュムレータ２０６により発生されセレクタ２０７
により順次得られるアドレスに応じて乗算結果を出力す
るＲＯＭ３０２とにより構成したものである。
【００３４】請求項８の発明は、上記請求項３および請
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路（２０５）と、
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路（２０５）と、
【００３５】位相ステップ設定回路（２０５）の出力を
選択するセレクタ（２０７）と、加算器（２１２）と遅
延回路（２１３）からなり、セレクタ（２０７）の出力
を入力として瞬時位相データを出力する位相アキュムレ
ータ（２１４）と、
選択するセレクタ（２０７）と、加算器（２１２）と遅
延回路（２１３）からなり、セレクタ（２０７）の出力
を入力として瞬時位相データを出力する位相アキュムレ
ータ（２１４）と、
【００３６】入力信号の同相成分と信号（ｃｏｓ２πΔ
ｆK ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２０５）およ
び位相アキュムレータ（２１４）により発生されるアド
レスに応じて乗算結果を出力するＲＯＭ（３０１）と、
ｆK ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２０５）およ
び位相アキュムレータ（２１４）により発生されるアド
レスに応じて乗算結果を出力するＲＯＭ（３０１）と、
【００３７】入力信号の同相成分と信号（ｓｉｎ２πΔ
ｆk ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２０５）およ
び位相アキュムレータ（２０６）により発生されるアド
レスに応じて乗算結果を出力するＲＯＭ（３０２）とに
より構成したものである。
ｆk ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２０５）およ
び位相アキュムレータ（２０６）により発生されるアド
レスに応じて乗算結果を出力するＲＯＭ（３０２）とに
より構成したものである。
【００３８】請求項９の発明は、上記請求項３および請
求項４のいずれかに記載の、時分割多重直交周波数変換
手段と、低域ろ波手段あるいはディジタルフィルタと識
別判定手段と、デマルチプレクサとから成るディジタル
信号処理部を構成要素として集積回路として構成したも
のである。
求項４のいずれかに記載の、時分割多重直交周波数変換
手段と、低域ろ波手段あるいはディジタルフィルタと識
別判定手段と、デマルチプレクサとから成るディジタル
信号処理部を構成要素として集積回路として構成したも
のである。
【００３９】
【作用】図１は本発明の基本構成を示すブロック図であ
る。ここでは、入力信号をＡ／Ｄ変換器で処理可能な周
波数に変換してからディジタル信号処理を行なう場合に
ついて示す。図において、入力信号は複数キャリアの変
調信号を含んだまま周波数変換手段１０１に入力され、
周波数固定発振器１０２で発生された基準の周波数ｆc
により、複数キャリアを含んだまま周波数変換される。
る。ここでは、入力信号をＡ／Ｄ変換器で処理可能な周
波数に変換してからディジタル信号処理を行なう場合に
ついて示す。図において、入力信号は複数キャリアの変
調信号を含んだまま周波数変換手段１０１に入力され、
周波数固定発振器１０２で発生された基準の周波数ｆc
により、複数キャリアを含んだまま周波数変換される。
【００４０】ここで入力信号に“数６”で示すようなそ
れぞれのキャリア周波数が固定周波数ｆc からΔｆi だ
けずれた信号がｎ個含まれるものとし、その入力信号を
“数７”のように表現すると、周波数変換後の信号Ｓc
（ｔ）は“数８”となる。“数３”の第２項目を低域通
過フィルタにより除去すると、“数９”となる。
れぞれのキャリア周波数が固定周波数ｆc からΔｆi だ
けずれた信号がｎ個含まれるものとし、その入力信号を
“数７”のように表現すると、周波数変換後の信号Ｓc
（ｔ）は“数８”となる。“数３”の第２項目を低域通
過フィルタにより除去すると、“数９”となる。
【００４１】
【数６】
【００４２】
【数７】
【００４３】
【数８】
【００４４】
【数９】 この信号はアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０
３でディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部
１０４へ入力される。
３でディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部
１０４へ入力される。
【００４５】ディジタル信号処理部１０４では、まず時
分割多重直交周波数変換手段１０５において、復調しよ
うとするキャリアの信号がＩ成分およびＱ成分のベース
バンド信号になるように変換（直交周波数変換）され
る。
分割多重直交周波数変換手段１０５において、復調しよ
うとするキャリアの信号がＩ成分およびＱ成分のベース
バンド信号になるように変換（直交周波数変換）され
る。
【００４６】今、復調しようとするキャリアの周波数が
国定周波数ｆc からΔｆk だけずれた信号（ｋ番目の信
号）とすると、直交周波数変換されたＩ成分およびＱ成
分の信号、ＩS （ｔ），Ｑs （ｔ）は、Δｆk に対応し
た直交信号ｃｏｓ２πΔｆkｔおよび−ｓｉｎ２πΔｆ
k ｔを用いて、ＩS （ｔ）は“数１０”、ＱS （ｔ）は
“数１１”のように表わされる。
国定周波数ｆc からΔｆk だけずれた信号（ｋ番目の信
号）とすると、直交周波数変換されたＩ成分およびＱ成
分の信号、ＩS （ｔ），Ｑs （ｔ）は、Δｆk に対応し
た直交信号ｃｏｓ２πΔｆkｔおよび−ｓｉｎ２πΔｆ
k ｔを用いて、ＩS （ｔ）は“数１０”、ＱS （ｔ）は
“数１１”のように表わされる。
【００４７】
【数１０】
【００４８】
【数１１】
【００４９】このとき、伝送データ１シンボルの時間内
に同時にアクセスするキャリア数だけΔｆk を変化させ
ると、そのキャリア数を多重度として時分割多重された
Ｉ成分およびＱ成分のベースバンド信号が得られる。図
４はその様子を示すタイミングチャートの一例である。
に同時にアクセスするキャリア数だけΔｆk を変化させ
ると、そのキャリア数を多重度として時分割多重された
Ｉ成分およびＱ成分のベースバンド信号が得られる。図
４はその様子を示すタイミングチャートの一例である。
【００５０】同図では１つの振幅データＡ（ｔ）に対し
て、各キャリアに対応した直交信号としてｃｏｓ２πΔ
ｆ1 ｔ〜ｃｏｓ２πΔｆn ｔが乗算され、ｎ多重の時分
割処理された様子を示している。この直交周波数変換の
演算がなされた以降はデマルチプレクサ１０８へ入力さ
れるまで時分割多重処理される。
て、各キャリアに対応した直交信号としてｃｏｓ２πΔ
ｆ1 ｔ〜ｃｏｓ２πΔｆn ｔが乗算され、ｎ多重の時分
割処理された様子を示している。この直交周波数変換の
演算がなされた以降はデマルチプレクサ１０８へ入力さ
れるまで時分割多重処理される。
【００５１】これらのＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号はそれぞれ低域ろ波手段１０６に入力され、
（９），（１０）式の〔 〕の項を除去することによっ
て希望のキャリアのみのＩ成分、Ｑ成分のベースバンド
信号、Ｉo （ｔ），Ｑo （ｔ）が出力される。
ド信号はそれぞれ低域ろ波手段１０６に入力され、
（９），（１０）式の〔 〕の項を除去することによっ
て希望のキャリアのみのＩ成分、Ｑ成分のベースバンド
信号、Ｉo （ｔ），Ｑo （ｔ）が出力される。
【００５２】Ｉo （ｔ）を“数１２”、Ｑo （ｔ）を
“数１３”に示す。
“数１３”に示す。
【００５３】
【数１２】
【００５４】
【数１３】
【００５５】低域ろ波処理されたＩ成分、Ｑ成分のそれ
ぞれの信号は識別判定手段１０７に取り込まれ、変調方
式に応じて識別および判定され復調データとして出力さ
れる。以上の作用をスペクトラムで説明すると、例えば
図５に示すようなｆc を中心とした複数のキャリアを入
力信号とし、直交周波数変換を行なった結果をアナログ
信号に変換すると図６（ａ）に示すような希望のキャリ
アが０中心となるようなキャリア配置のスペクトラムと
なる。
ぞれの信号は識別判定手段１０７に取り込まれ、変調方
式に応じて識別および判定され復調データとして出力さ
れる。以上の作用をスペクトラムで説明すると、例えば
図５に示すようなｆc を中心とした複数のキャリアを入
力信号とし、直交周波数変換を行なった結果をアナログ
信号に変換すると図６（ａ）に示すような希望のキャリ
アが０中心となるようなキャリア配置のスペクトラムと
なる。
【００５６】この信号を低域ろ波処理した結果をアナロ
グ信号に変換すると図６（ｂ）のような希望のキャリア
のベースバンド信号のみのスペクトラムとなる。この信
号を用いて変調方式に対応して、レベル、位相、周波数
等を識別し、符号判定を行なうことにより、希望のキャ
リアのみを復調することができる。
グ信号に変換すると図６（ｂ）のような希望のキャリア
のベースバンド信号のみのスペクトラムとなる。この信
号を用いて変調方式に対応して、レベル、位相、周波数
等を識別し、符号判定を行なうことにより、希望のキャ
リアのみを復調することができる。
【００５７】識別判定手段１０７からの復調データはア
クセスキャリアごとに時分割多重されており、デマルチ
プレクサ１０８によって各系列に分配され出力される。
なお、入力信号がＡ／Ｄ変換器で処理可能な周波数であ
る場合には、周波数変換手段は不要である。
クセスキャリアごとに時分割多重されており、デマルチ
プレクサ１０８によって各系列に分配され出力される。
なお、入力信号がＡ／Ｄ変換器で処理可能な周波数であ
る場合には、周波数変換手段は不要である。
【００５８】
【実施例】図２は本発明の第１の実施例を示すブロック
図であって、乗算器を用いて直交周波数変換の演算を行
なう構成の場合について示している。
図であって、乗算器を用いて直交周波数変換の演算を行
なう構成の場合について示している。
【００５９】同図において、入力信号は複数キャリアの
変調信号を含んだまま周波数固定発振器１０２で発生さ
れた固定周波数ｆc とミキサ２０１で乗算され、ＬＰＦ
２０２を通過することで周波数変換された信号が得られ
る。この信号はアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
１０３でディジタル信号に変換され、時分割多重直交周
波数変換部２０３へ取り込まれる。
変調信号を含んだまま周波数固定発振器１０２で発生さ
れた固定周波数ｆc とミキサ２０１で乗算され、ＬＰＦ
２０２を通過することで周波数変換された信号が得られ
る。この信号はアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
１０３でディジタル信号に変換され、時分割多重直交周
波数変換部２０３へ取り込まれる。
【００６０】時分割多重直交周波数変換部２０３では
“数１０”，“数１１”の演算が行なわれる。これらの
演算を行なうために必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔ，ｓｉｎ
２πΔｆk ｔ等の信号は位相アキュムレータ２０５によ
り得られた瞬時位相データをアドレス入力としたＲＯＭ
２０８，２０９により発生される。
“数１０”，“数１１”の演算が行なわれる。これらの
演算を行なうために必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔ，ｓｉｎ
２πΔｆk ｔ等の信号は位相アキュムレータ２０５によ
り得られた瞬時位相データをアドレス入力としたＲＯＭ
２０８，２０９により発生される。
【００６１】ここで瞬時位相データは、各キャリア指定
データに応じた位相ステップがそれぞれの位相ステップ
設定回路２０５により得られ、セレクタ２０７により各
キャリア指定データに対応して順次発生される。“数１
０”，“数１１”に従い、ＲＯＭ２０８，２０９により
発生された信号とＩ成分およびＱ成分の信号とが乗算さ
れ、キャリア指定データに対応した希望のキャリアの信
号が中心０のベースバンド信号に変換される。
データに応じた位相ステップがそれぞれの位相ステップ
設定回路２０５により得られ、セレクタ２０７により各
キャリア指定データに対応して順次発生される。“数１
０”，“数１１”に従い、ＲＯＭ２０８，２０９により
発生された信号とＩ成分およびＱ成分の信号とが乗算さ
れ、キャリア指定データに対応した希望のキャリアの信
号が中心０のベースバンド信号に変換される。
【００６２】このベースバンド信号は、アクセスキャリ
ア数だけ時分割多重された信号として得られる。これら
のＩ成分およびＱ成分の信号はそれぞれディジタルフィ
ルタ２１０に入力され、希望のキャリアのみ即ちベース
バンド信号のみのＩ成分およびＱ成分の信号が得られる
ように低域ろ波処理される。
ア数だけ時分割多重された信号として得られる。これら
のＩ成分およびＱ成分の信号はそれぞれディジタルフィ
ルタ２１０に入力され、希望のキャリアのみ即ちベース
バンド信号のみのＩ成分およびＱ成分の信号が得られる
ように低域ろ波処理される。
【００６３】低域ろ波処理されたＩ成分およびＱ成分の
それぞれの信号は識別判定部２１１に取り込まれ、変調
方式に応じて識別および判定される。識別判定部２１１
から得られる、時分割多重された復調データは、デマル
チプレクサ１０８によって各系列に分配されて出力され
る。
それぞれの信号は識別判定部２１１に取り込まれ、変調
方式に応じて識別および判定される。識別判定部２１１
から得られる、時分割多重された復調データは、デマル
チプレクサ１０８によって各系列に分配されて出力され
る。
【００６４】図３は本発明の第２の実施例を示すブロッ
ク図であって、ＲＯＭを用いて直交周波数変換の演算を
行なう構成の場合について示している。同図において、
入力信号は、上述した第１の実施例と同様に複数キャリ
アの信号を含んだまま周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器１
０３によりディジタル信号に変換されて時分割多重直交
周波数変換部２０３に取り込まれ、“数１０”，“数１
１”に従って直交周波数変換の演算が行なわれる。
ク図であって、ＲＯＭを用いて直交周波数変換の演算を
行なう構成の場合について示している。同図において、
入力信号は、上述した第１の実施例と同様に複数キャリ
アの信号を含んだまま周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器１
０３によりディジタル信号に変換されて時分割多重直交
周波数変換部２０３に取り込まれ、“数１０”，“数１
１”に従って直交周波数変換の演算が行なわれる。
【００６５】ここで、Ｉ成分およびＱ成分の信号とｃｏ
ｓ２πΔｆk ｔ，ｓｉｎ２πΔｆkｔ等との乗算結果
は、予めＲＯＭ３０１，３０２に書き込んでおき、キャ
リア指定データに応じて位相ステップ設定回路２０５、
および、位相アキュムレータ２０６により発生されセレ
クタにより順次得られた読み出しアドレスに対応して乗
算結果を出力する。以降の動作は、上述した第１の実施
例と同様であるので省略する。
ｓ２πΔｆk ｔ，ｓｉｎ２πΔｆkｔ等との乗算結果
は、予めＲＯＭ３０１，３０２に書き込んでおき、キャ
リア指定データに応じて位相ステップ設定回路２０５、
および、位相アキュムレータ２０６により発生されセレ
クタにより順次得られた読み出しアドレスに対応して乗
算結果を出力する。以降の動作は、上述した第１の実施
例と同様であるので省略する。
【００６６】図５は瞬時位相データの生成回路について
示す図である。同図において２０５は位相ステップ設定
回路、２０７はセレクタ、２１３は遅延回路、２１２は
加算器、２１４は位相アキュムレータを表わしている。
この位相アキュムレータは遅延回路２１３と加算器２１
２によりｎ個まえのデータを蓄積するから、１番のステ
ップで写しこまれたデータ、２番のステップで写しこま
れたデータ、のように順次瞬時位相データを得ることが
できる。
示す図である。同図において２０５は位相ステップ設定
回路、２０７はセレクタ、２１３は遅延回路、２１２は
加算器、２１４は位相アキュムレータを表わしている。
この位相アキュムレータは遅延回路２１３と加算器２１
２によりｎ個まえのデータを蓄積するから、１番のステ
ップで写しこまれたデータ、２番のステップで写しこま
れたデータ、のように順次瞬時位相データを得ることが
できる。
【００６７】本発明の各部の構成の細部は上述した回路
等に限るものではなく、従来から知られている各種回路
技術によっても実現可能なものであり、本発明がこれら
を含むものであることは言う迄もない。
等に限るものではなく、従来から知られている各種回路
技術によっても実現可能なものであり、本発明がこれら
を含むものであることは言う迄もない。
【００６８】本発明のディジタル信号処理部は、その総
てをディジタル処理によっているので、集積回路化が容
易であり、これによって小形で安定した品質の製品を提
供することが可能となり、また保守作業も容易になるこ
とが見込まれる。
てをディジタル処理によっているので、集積回路化が容
易であり、これによって小形で安定した品質の製品を提
供することが可能となり、また保守作業も容易になるこ
とが見込まれる。
【００６９】
【発明の効果】上述したように、本発明は、複数キャリ
アを含んだ信号を一つの直交周波数変換手段で直交周波
数変換を行ない、かつ時分割多重処理を行なうことによ
って、復調回路の規模を増大することなく同時に復調す
るキャリア数の増減に柔軟に対応することができる。
アを含んだ信号を一つの直交周波数変換手段で直交周波
数変換を行ない、かつ時分割多重処理を行なうことによ
って、復調回路の規模を増大することなく同時に復調す
るキャリア数の増減に柔軟に対応することができる。
【００７０】また、ディジタル信号処理によってキャリ
アアクセスを行なうため、高速かつ高精度なキャリア周
波数の切り換えが可能である。
アアクセスを行なうため、高速かつ高精度なキャリア周
波数の切り換えが可能である。
【図１】本発明の基本構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】ディジタル信号処理部におけるタイミングの例
を示す図である。
を示す図である。
【図５】瞬時位相データの生成回路の例を示す図であ
る。
る。
【図６】ＲＦ（ＩＦ）帯における複数キャリアの変調波
のスペクトラムの例を示す図である。
のスペクトラムの例を示す図である。
【図７】複数のキャリアを含んだまま直交周波数変換し
た信号をアナログ信号に変換した場合のスペクトラム
と、直交周波数変換後低域ろ波処理した信号をアナログ
信号に変換した場合のスペクトラムの例を示す図であ
る。
た信号をアナログ信号に変換した場合のスペクトラム
と、直交周波数変換後低域ろ波処理した信号をアナログ
信号に変換した場合のスペクトラムの例を示す図であ
る。
【図８】従来の複数キャリア同時処理を行なう復調器の
基本構成を示すブロック図である。
基本構成を示すブロック図である。
１０１ 周波数変換手段 １０２ 周波数固定発振器 １０３ アナログ／ディジタル変換器 １０４ ディジタル信号処理部 １０５ 時分割多重直交周波数変換手段 １０６ 低域ろ波手段 １０７ 識別判定手段 １０８ デマルチプレクサ ２０１，８０５ ミキサ ２０２，８０７ ＬＰＦ ２０３ 時分割多重直交周波数変換部 ２０４ ディジタル乗算器 ２０５ 位相ステップ設定回路 ２０６，２１４ 位相アキュムレータ ２０７ セレクタ ２０８〜２０９，３０１〜３０２ ＲＯＭ ２１０ ディジタルフィルタ ２１１ 識別判定部 ２１２ 加算器 ２１３ 遅延回路 ８０１，８０４ ハイブリッド ８０３ 直交検波部 ８０６ π／２位相器 ８０８ 周波数シンセサイザ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年３月３０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の詳細な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信に用
いられる復調器に関し、特に複数キャリアの変調信号を
同時に復調処理する一括復調器に係る。
いられる復調器に関し、特に複数キャリアの変調信号を
同時に復調処理する一括復調器に係る。
【０００２】
【従来の技術】移動通信等において、基地局受信装置ま
たはマルチキャリア伝送における受信装置のように複数
キャリアの変調信号を同時に復調処理する復調器では、
図６に示すような複数キャリアの信号を同時に復調する
必要がある。同図においてｆ1〜ｆ5 は各キャリア対応
の中心周波数であり、破線のｆ2 ，ｆ5 は空きキャリア
を示す。
たはマルチキャリア伝送における受信装置のように複数
キャリアの変調信号を同時に復調処理する復調器では、
図６に示すような複数キャリアの信号を同時に復調する
必要がある。同図においてｆ1〜ｆ5 は各キャリア対応
の中心周波数であり、破線のｆ2 ，ｆ5 は空きキャリア
を示す。
【０００３】ところで、直交位相変調波は、直交検波を
行なうことにより得られたＩ成分およびＱ成分の各ベー
スバンド信号を用いて復調することができる。以下にそ
の基本原理を説明する。ベースバンド信号の信号空間ダ
イヤグラムにおける瞬時振幅がＡ（ｔ），瞬時位相角が
φ（ｔ），キャリア周波数がｆc である変調波信号ｓ
（ｔ）は、“数１”のように表わされる。
行なうことにより得られたＩ成分およびＱ成分の各ベー
スバンド信号を用いて復調することができる。以下にそ
の基本原理を説明する。ベースバンド信号の信号空間ダ
イヤグラムにおける瞬時振幅がＡ（ｔ），瞬時位相角が
φ（ｔ），キャリア周波数がｆc である変調波信号ｓ
（ｔ）は、“数１”のように表わされる。
【０００４】
【数１】
【０００５】この変調波に対し、直交キャリア信号ｃｏ
ｓ２πｆc ｔおよび−ｓｉｎ２πｆ c ｔを乗算すると、
それぞれ“数２”，“数３”のように変形できる。従っ
て、“数２”および“数３”のそれぞれの２項目を低域
通過フィルタを用いて除去することによって２つの直交
ベースバンド信号“数４”，“数５”が得られる。
ｓ２πｆc ｔおよび−ｓｉｎ２πｆ c ｔを乗算すると、
それぞれ“数２”，“数３”のように変形できる。従っ
て、“数２”および“数３”のそれぞれの２項目を低域
通過フィルタを用いて除去することによって２つの直交
ベースバンド信号“数４”，“数５”が得られる。
【０００６】
【数２】
【０００７】
【数３】
【０００８】
【数４】
【０００９】
【数５】 これらのベースバンド信号を用いて振幅および位相を識
別し、符号判定することにより復調データを得ることが
できる。
別し、符号判定することにより復調データを得ることが
できる。
【００１０】以上述べたように、キャリア周波数ｆk の
変調波は、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔおよび−
ｓｉｎ２πｆc ｔを用いて直交検波することによって復
調することが可能であり、ｆc を変化させることで異な
るキャリア周波数の変調波にアクセスすることが可能で
ある。
変調波は、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔおよび−
ｓｉｎ２πｆc ｔを用いて直交検波することによって復
調することが可能であり、ｆc を変化させることで異な
るキャリア周波数の変調波にアクセスすることが可能で
ある。
【００１１】従来、複数キャリアの変調波を同時に復調
するために、アクセスするキャリア数だけの復調器を用
意し、それぞれ個別に復調を行なっていた。図８に従来
の複数キャリアを同時に復調する復調器の構成を示す。
同図において入力された受信信号は、ハイブリッド８０
１で分配され、それぞれ復調器８０２に入力される。復
調器８０２は同時にアクセスするキャリア数だけ用意さ
れている。
するために、アクセスするキャリア数だけの復調器を用
意し、それぞれ個別に復調を行なっていた。図８に従来
の複数キャリアを同時に復調する復調器の構成を示す。
同図において入力された受信信号は、ハイブリッド８０
１で分配され、それぞれ復調器８０２に入力される。復
調器８０２は同時にアクセスするキャリア数だけ用意さ
れている。
【００１２】復調器８０２に入力された信号は、直交検
波部８０３で上述した方法で直交検波され、Ｉ成分およ
びＱ成分の２つのベースバンド信号が得られる。これら
のベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１０３でディジタ
ル信号に変換されて識別判定部２１１に入力され、符号
判定されて復調データが得られる。
波部８０３で上述した方法で直交検波され、Ｉ成分およ
びＱ成分の２つのベースバンド信号が得られる。これら
のベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１０３でディジタ
ル信号に変換されて識別判定部２１１に入力され、符号
判定されて復調データが得られる。
【００１３】それぞれの復調器８０２においても同様の
処理が為され、このとき直交検波部８０３に入力される
直交信号の周波数を各変調波のキャリア周波数に応じて
周波数シンセサイザ８０８により個別に設定することに
よってそれぞれの復調データが得られる。
処理が為され、このとき直交検波部８０３に入力される
直交信号の周波数を各変調波のキャリア周波数に応じて
周波数シンセサイザ８０８により個別に設定することに
よってそれぞれの復調データが得られる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】従来の復調器は、上述
したように、キャリア周波数の異なる複数キャリアの信
号を同時に復調する場合、個別に復調処理を行なってい
た。このため、同時に復調するキャリア数が増加すると
復調器の台数が増大し、また復調器の台数より同時に復
調するキャリア数が少ない場合は、使用されない復調器
が存在することになり、使用効率が低下する。すなわ
ち、扱う信号系列の増減に対して柔軟に対応ができない
という欠点があった。
したように、キャリア周波数の異なる複数キャリアの信
号を同時に復調する場合、個別に復調処理を行なってい
た。このため、同時に復調するキャリア数が増加すると
復調器の台数が増大し、また復調器の台数より同時に復
調するキャリア数が少ない場合は、使用されない復調器
が存在することになり、使用効率が低下する。すなわ
ち、扱う信号系列の増減に対して柔軟に対応ができない
という欠点があった。
【００１５】本発明は、ディジタル信号処理によってキ
ャリアアクセスを行なうことにより、高速かつ安定なキ
ャリアアクセスおよびキャリア切り替えが可能であり、
また復調器回路規模を増大することなく、同時に復調可
能なキャリア数の増減に柔軟に対応可能な復調器を提供
することを目的とする。
ャリアアクセスを行なうことにより、高速かつ安定なキ
ャリアアクセスおよびキャリア切り替えが可能であり、
また復調器回路規模を増大することなく、同時に復調可
能なキャリア数の増減に柔軟に対応可能な復調器を提供
することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
目的は、前記特許請求の範囲に記載した手段により達成
される。
目的は、前記特許請求の範囲に記載した手段により達成
される。
【００１７】すなわち、請求項１の発明は複数キャリア
の変調信号を含んだ信号を取り込み、ディジタル信号に
変換して、該信号をディジタル信号処理によって複数キ
ャリアの変調信号を同時に復調しその結果を出力する一
括復調方法であって、
の変調信号を含んだ信号を取り込み、ディジタル信号に
変換して、該信号をディジタル信号処理によって複数キ
ャリアの変調信号を同時に復調しその結果を出力する一
括復調方法であって、
【００１８】前記ディジタル信号処理においては、ディ
ジタル信号に変換された前記変調信号を取り込み、復調
するキャリア数だけ時分割処理し、復調しようとするキ
ャリアの変調信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成分）
および直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号になるよ
うに変換（直交周波数変換）し、その結果をＩ成分ご
と、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力し、
ジタル信号に変換された前記変調信号を取り込み、復調
するキャリア数だけ時分割処理し、復調しようとするキ
ャリアの変調信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成分）
および直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号になるよ
うに変換（直交周波数変換）し、その結果をＩ成分ご
と、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力し、
【００１９】これにより得られたＩ成分およびＱ成分の
信号からそれぞれベースバンド信号のみを取り出し、こ
のＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号から、変調方
式に対応した識別判定方式により復号された符号を出力
して、この各キャリアに対応して時系列出力された復号
符号を、各データ系列に分配して出力する一括復調方法
である。
信号からそれぞれベースバンド信号のみを取り出し、こ
のＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号から、変調方
式に対応した識別判定方式により復号された符号を出力
して、この各キャリアに対応して時系列出力された復号
符号を、各データ系列に分配して出力する一括復調方法
である。
【００２０】請求項２の発明は、上記請求項１の発明に
おいて複数キャリアの変調信号を周波数変換してから入
力するように構成したものである。
おいて複数キャリアの変調信号を周波数変換してから入
力するように構成したものである。
【００２１】請求項３の発明は、複数キャリアの変調信
号を含んだ信号を取り込み、ディジタル信号に変換する
アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）と、ディジタル
信号に変換された前記信号を取り込み、ディジタル信号
処理によって複数キャリアの変調信号を同時に復調しそ
の結果を出力するディジタル信号処理回路とから構成さ
れ、
号を含んだ信号を取り込み、ディジタル信号に変換する
アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）と、ディジタル
信号に変換された前記信号を取り込み、ディジタル信号
処理によって複数キャリアの変調信号を同時に復調しそ
の結果を出力するディジタル信号処理回路とから構成さ
れ、
【００２２】前記ディジタル信号処理回路においては、
ディジタル信号に変換された前記変調信号を取り込み、
復調するキャリア数だけ時分割処理し、復調しようとす
るキャリアの変調信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成
分）および直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号にな
るように変換（直交周波数変換）し、その結果をＩ成分
ごと、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力す
る時分割多重直交周波数変換手段と、
ディジタル信号に変換された前記変調信号を取り込み、
復調するキャリア数だけ時分割処理し、復調しようとす
るキャリアの変調信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成
分）および直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号にな
るように変換（直交周波数変換）し、その結果をＩ成分
ごと、Ｑ成分ごとに各キャリアに対応して時系列出力す
る時分割多重直交周波数変換手段と、
【００２３】前記時分割多重直交周波数変換手段によっ
て、得られたＩ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベ
ースバンド信号のみを取り出す低域ろ波手段と、前記低
域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定方式に
より復号された符号を出力する識別判定手段と、前記識
別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサとを備えた一括復調器である。
て、得られたＩ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベ
ースバンド信号のみを取り出す低域ろ波手段と、前記低
域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定方式に
より復号された符号を出力する識別判定手段と、前記識
別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサとを備えた一括復調器である。
【００２４】請求項４の発明は、上記請求項３の発明に
おけるアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）の前段に
周波数変換手段を設けて構成したものである。
おけるアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）の前段に
周波数変換手段を設けて構成したものである。
【００２５】請求項５の発明は、上記請求項３および請
求項４の発明における時分割多重直交周波数変換部を各
キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ステ
ップ設定回路２０５と、該各位相ステップ設定回路２０
５ごとにそれぞれ接続される位相アキュムレータ２０６
と、
求項４の発明における時分割多重直交周波数変換部を各
キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ステ
ップ設定回路２０５と、該各位相ステップ設定回路２０
５ごとにそれぞれ接続される位相アキュムレータ２０６
と、
【００２６】位相アキュムレータ２０６の出力を選択す
るセレクタ２０７と、前記位相アキュムレータ２０６に
より得られた瞬時位相データをアドレス入力として、演
算に必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ
２０８と、前記位相アキュムレータ２０６により得られ
た瞬時位相データをアドレス入力として演算に必要なｓ
ｉｎ２πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ２０９と、
るセレクタ２０７と、前記位相アキュムレータ２０６に
より得られた瞬時位相データをアドレス入力として、演
算に必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ
２０８と、前記位相アキュムレータ２０６により得られ
た瞬時位相データをアドレス入力として演算に必要なｓ
ｉｎ２πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ２０９と、
【００２７】ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯ
Ｍ２０８の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａ
と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ２０９
の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとにより構
成したものである。
Ｍ２０８の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａ
と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ２０９
の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとにより構
成したものである。
【００２８】請求項６の発明は、上記請求項３および請
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路（２０５）と、
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路（２０５）と、
【００２９】位相ステップ設定回路（２０５）の出力を
選択するセレクタ（２０７）と、加算器（２１２）と遅
延回路（２１３）とからなり、セレクタ（２０７）の出
力を入力として瞬時位相データを出力する位相アキュム
レータ（２１４）と、該位相アキュムレータ（２１４）
により得られた瞬時位相データをアドレス入力として、
演算に必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯ
Ｍ（２０８）と、
選択するセレクタ（２０７）と、加算器（２１２）と遅
延回路（２１３）とからなり、セレクタ（２０７）の出
力を入力として瞬時位相データを出力する位相アキュム
レータ（２１４）と、該位相アキュムレータ（２１４）
により得られた瞬時位相データをアドレス入力として、
演算に必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯ
Ｍ（２０８）と、
【００３０】前記位相アキュムレータ（２１４）により
得られた瞬時位相データをアドレス入力として演算に必
要なｓｉｎ２πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ（２０
９）と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ
（２０８）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａ
と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ（２０
９）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとによ
り構成したものである。
得られた瞬時位相データをアドレス入力として演算に必
要なｓｉｎ２πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ（２０
９）と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ
（２０８）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａ
と、ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ（２０
９）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとによ
り構成したものである。
【００３１】請求項７の発明は、上記請求項３および請
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路２０５と、該各位相ステップ設定回
路２０５ごとにそれぞれ接続される位相アキュムレータ
２０６と、
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路２０５と、該各位相ステップ設定回
路２０５ごとにそれぞれ接続される位相アキュムレータ
２０６と、
【００３２】位相アキュムレータ２０６の出力を選択す
るセレクタ２０７と、入力信号の同相成分と信号（ｃｏ
ｓ２πΔｆK ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キ
ャリア指定データに応じて位相ステップ設定回路２０５
および位相アキュムレータ２０６により発生され、セレ
クタ２０７により順次得られるアドレスに応じて乗算結
果を出力するＲＯＭ３０１と、
るセレクタ２０７と、入力信号の同相成分と信号（ｃｏ
ｓ２πΔｆK ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キ
ャリア指定データに応じて位相ステップ設定回路２０５
および位相アキュムレータ２０６により発生され、セレ
クタ２０７により順次得られるアドレスに応じて乗算結
果を出力するＲＯＭ３０１と、
【００３３】入力信号の同相成分と信号（ｓｉｎ２πΔ
ｆk ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路２０５および位
相アキュムレータ２０６により発生されセレクタ２０７
により順次得られるアドレスに応じて乗算結果を出力す
るＲＯＭ３０２とにより構成したものである。
ｆk ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路２０５および位
相アキュムレータ２０６により発生されセレクタ２０７
により順次得られるアドレスに応じて乗算結果を出力す
るＲＯＭ３０２とにより構成したものである。
【００３４】請求項８の発明は、上記請求項３および請
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路（２０５）と、
求項４の発明において、時分割多重直交周波数変換部
を、各キャリア指定データごとに対応して設けられた位
相ステップ設定回路（２０５）と、
【００３５】位相ステップ設定回路（２０５）の出力を
選択するセレクタ（２０７）と、加算器（２１２）と遅
延回路（２１３）からなり、セレクタ（２０７）の出力
を入力として瞬時位相データを出力する位相アキュムレ
ータ（２１４）と、
選択するセレクタ（２０７）と、加算器（２１２）と遅
延回路（２１３）からなり、セレクタ（２０７）の出力
を入力として瞬時位相データを出力する位相アキュムレ
ータ（２１４）と、
【００３６】入力信号の同相成分と信号（ｃｏｓ２πΔ
ｆK ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２０５）およ
び位相アキュムレータ（２１４）により発生されるアド
レスに応じて乗算結果を出力するＲＯＭ（３０１）と、
ｆK ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２０５）およ
び位相アキュムレータ（２１４）により発生されるアド
レスに応じて乗算結果を出力するＲＯＭ（３０１）と、
【００３７】入力信号の同相成分と信号（ｓｉｎ２πΔ
ｆk ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２０５）およ
び位相アキュムレータ（２０６）により発生されるアド
レスに応じて乗算結果を出力するＲＯＭ（３０２）とに
より構成したものである。
ｆk ｔ）との乗算結果を予め記憶していて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２０５）およ
び位相アキュムレータ（２０６）により発生されるアド
レスに応じて乗算結果を出力するＲＯＭ（３０２）とに
より構成したものである。
【００３８】請求項９の発明は、上記請求項３および請
求項４のいずれかに記載の、時分割多重直交周波数変換
手段と、低域ろ波手段あるいはディジタルフィルタと識
別判定手段と、デマルチプレクサとから成るディジタル
信号処理部を構成要素として集積回路として構成したも
のである。
求項４のいずれかに記載の、時分割多重直交周波数変換
手段と、低域ろ波手段あるいはディジタルフィルタと識
別判定手段と、デマルチプレクサとから成るディジタル
信号処理部を構成要素として集積回路として構成したも
のである。
【００３９】
【作用】図１は本発明の基本構成を示すブロック図であ
る。ここでは、入力信号をＡ／Ｄ変換器で処理可能な周
波数に変換してからディジタル信号処理を行なう場合に
ついて示す。図において、入力信号は複数キャリアの変
調信号を含んだまま周波数変換手段１０１に入力され、
周波数固定発振器１０２で発生された基準の周波数ｆc
により、複数キャリアを含んだまま周波数変換される。
る。ここでは、入力信号をＡ／Ｄ変換器で処理可能な周
波数に変換してからディジタル信号処理を行なう場合に
ついて示す。図において、入力信号は複数キャリアの変
調信号を含んだまま周波数変換手段１０１に入力され、
周波数固定発振器１０２で発生された基準の周波数ｆc
により、複数キャリアを含んだまま周波数変換される。
【００４０】ここで入力信号に“数６”で示すようなそ
れぞれのキャリア周波数が固定周波数ｆc からΔｆi だ
けずれた信号がｎ個含まれるものとし、その入力信号を
“数７”のように表現すると、周波数変換後の信号Ｓc
（ｔ）は“数８”となる。“数３”の第２項目を低域通
過フィルタにより除去すると、“数９”となる。
れぞれのキャリア周波数が固定周波数ｆc からΔｆi だ
けずれた信号がｎ個含まれるものとし、その入力信号を
“数７”のように表現すると、周波数変換後の信号Ｓc
（ｔ）は“数８”となる。“数３”の第２項目を低域通
過フィルタにより除去すると、“数９”となる。
【００４１】
【数６】
【００４２】
【数７】
【００４３】
【数８】
【００４４】
【数９】 この信号はアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０
３でディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部
１０４へ入力される。
３でディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部
１０４へ入力される。
【００４５】ディジタル信号処理部１０４では、まず時
分割多重直交周波数変換手段１０５において、復調しよ
うとするキャリアの信号がＩ成分およびＱ成分のベース
バンド信号になるように変換（直交周波数変換）され
る。
分割多重直交周波数変換手段１０５において、復調しよ
うとするキャリアの信号がＩ成分およびＱ成分のベース
バンド信号になるように変換（直交周波数変換）され
る。
【００４６】今、復調しようとするキャリアの周波数が
国定周波数ｆc からΔｆk だけずれた信号（ｋ番目の信
号）とすると、直交周波数変換されたＩ成分およびＱ成
分の信号、ＩS （ｔ），Ｑs （ｔ）は、Δｆk に対応し
た直交信号ｃｏｓ２πΔｆkｔおよび−ｓｉｎ２πΔｆ
k ｔを用いて、ＩS （ｔ）は“数１０”、ＱS （ｔ）は
“数１１”のように表わされる。
国定周波数ｆc からΔｆk だけずれた信号（ｋ番目の信
号）とすると、直交周波数変換されたＩ成分およびＱ成
分の信号、ＩS （ｔ），Ｑs （ｔ）は、Δｆk に対応し
た直交信号ｃｏｓ２πΔｆkｔおよび−ｓｉｎ２πΔｆ
k ｔを用いて、ＩS （ｔ）は“数１０”、ＱS （ｔ）は
“数１１”のように表わされる。
【００４７】
【数１０】
【００４８】
【数１１】
【００４９】このとき、伝送データ１シンボルの時間内
に同時にアクセスするキャリア数だけΔｆk を変化させ
ると、そのキャリア数を多重度として時分割多重された
Ｉ成分およびＱ成分のベースバンド信号が得られる。図
４はその様子を示すタイミングチャートの一例である。
に同時にアクセスするキャリア数だけΔｆk を変化させ
ると、そのキャリア数を多重度として時分割多重された
Ｉ成分およびＱ成分のベースバンド信号が得られる。図
４はその様子を示すタイミングチャートの一例である。
【００５０】同図では１つの振幅データＡ（ｔ）に対し
て、各キャリアに対応した直交信号としてｃｏｓ２πΔ
ｆ1 ｔ〜ｃｏｓ２πΔｆn ｔが乗算され、ｎ多重の時分
割処理された様子を示している。この直交周波数変換の
演算がなされた以降はデマルチプレクサ１０８へ入力さ
れるまで時分割多重処理される。
て、各キャリアに対応した直交信号としてｃｏｓ２πΔ
ｆ1 ｔ〜ｃｏｓ２πΔｆn ｔが乗算され、ｎ多重の時分
割処理された様子を示している。この直交周波数変換の
演算がなされた以降はデマルチプレクサ１０８へ入力さ
れるまで時分割多重処理される。
【００５１】これらのＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号はそれぞれ低域ろ波手段１０６に入力され、
（９），（１０）式の〔 〕の項を除去することによっ
て希望のキャリアのみのＩ成分、Ｑ成分のベースバンド
信号、Ｉo （ｔ），Ｑo （ｔ）が出力される。
ド信号はそれぞれ低域ろ波手段１０６に入力され、
（９），（１０）式の〔 〕の項を除去することによっ
て希望のキャリアのみのＩ成分、Ｑ成分のベースバンド
信号、Ｉo （ｔ），Ｑo （ｔ）が出力される。
【００５２】Ｉo （ｔ）を“数１２”、Ｑo （ｔ）を
“数１３”に示す。
“数１３”に示す。
【００５３】
【数１２】
【００５４】
【数１３】
【００５５】低域ろ波処理されたＩ成分、Ｑ成分のそれ
ぞれの信号は識別判定手段１０７に取り込まれ、変調方
式に応じて識別および判定され復調データとして出力さ
れる。以上の作用をスペクトラムで説明すると、例えば
図５に示すようなｆc を中心とした複数のキャリアを入
力信号とし、直交周波数変換を行なった結果をアナログ
信号に変換すると図６（ａ）に示すような希望のキャリ
アが０中心となるようなキャリア配置のスペクトラムと
なる。
ぞれの信号は識別判定手段１０７に取り込まれ、変調方
式に応じて識別および判定され復調データとして出力さ
れる。以上の作用をスペクトラムで説明すると、例えば
図５に示すようなｆc を中心とした複数のキャリアを入
力信号とし、直交周波数変換を行なった結果をアナログ
信号に変換すると図６（ａ）に示すような希望のキャリ
アが０中心となるようなキャリア配置のスペクトラムと
なる。
【００５６】この信号を低域ろ波処理した結果をアナロ
グ信号に変換すると図６（ｂ）のような希望のキャリア
のベースバンド信号のみのスペクトラムとなる。この信
号を用いて変調方式に対応して、レベル、位相、周波数
等を識別し、符号判定を行なうことにより、希望のキャ
リアのみを復調することができる。
グ信号に変換すると図６（ｂ）のような希望のキャリア
のベースバンド信号のみのスペクトラムとなる。この信
号を用いて変調方式に対応して、レベル、位相、周波数
等を識別し、符号判定を行なうことにより、希望のキャ
リアのみを復調することができる。
【００５７】識別判定手段１０７からの復調データはア
クセスキャリアごとに時分割多重されており、デマルチ
プレクサ１０８によって各系列に分配され出力される。
なお、入力信号がＡ／Ｄ変換器で処理可能な周波数であ
る場合には、周波数変換手段は不要である。
クセスキャリアごとに時分割多重されており、デマルチ
プレクサ１０８によって各系列に分配され出力される。
なお、入力信号がＡ／Ｄ変換器で処理可能な周波数であ
る場合には、周波数変換手段は不要である。
【００５８】
【実施例】図２は本発明の第１の実施例を示すブロック
図であって、乗算器を用いて直交周波数変換の演算を行
なう構成の場合について示している。
図であって、乗算器を用いて直交周波数変換の演算を行
なう構成の場合について示している。
【００５９】同図において、入力信号は複数キャリアの
変調信号を含んだまま周波数固定発振器１０２で発生さ
れた固定周波数ｆc とミキサ２０１で乗算され、ＬＰＦ
２０２を通過することで周波数変換された信号が得られ
る。この信号はアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
１０３でディジタル信号に変換され、時分割多重直交周
波数変換部２０３へ取り込まれる。
変調信号を含んだまま周波数固定発振器１０２で発生さ
れた固定周波数ｆc とミキサ２０１で乗算され、ＬＰＦ
２０２を通過することで周波数変換された信号が得られ
る。この信号はアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
１０３でディジタル信号に変換され、時分割多重直交周
波数変換部２０３へ取り込まれる。
【００６０】時分割多重直交周波数変換部２０３では
“数１０”，“数１１”の演算が行なわれる。これらの
演算を行なうために必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔ，ｓｉｎ
２πΔｆk ｔ等の信号は位相アキュムレータ２０５によ
り得られた瞬時位相データをアドレス入力としたＲＯＭ
２０８，２０９により発生される。
“数１０”，“数１１”の演算が行なわれる。これらの
演算を行なうために必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔ，ｓｉｎ
２πΔｆk ｔ等の信号は位相アキュムレータ２０５によ
り得られた瞬時位相データをアドレス入力としたＲＯＭ
２０８，２０９により発生される。
【００６１】ここで瞬時位相データは、各キャリア指定
データに応じた位相ステップがそれぞれの位相ステップ
設定回路２０５により得られ、セレクタ２０７により各
キャリア指定データに対応して順次発生される。“数１
０”，“数１１”に従い、ＲＯＭ２０８，２０９により
発生された信号とＩ成分およびＱ成分の信号とが乗算さ
れ、キャリア指定データに対応した希望のキャリアの信
号が中心０のベースバンド信号に変換される。
データに応じた位相ステップがそれぞれの位相ステップ
設定回路２０５により得られ、セレクタ２０７により各
キャリア指定データに対応して順次発生される。“数１
０”，“数１１”に従い、ＲＯＭ２０８，２０９により
発生された信号とＩ成分およびＱ成分の信号とが乗算さ
れ、キャリア指定データに対応した希望のキャリアの信
号が中心０のベースバンド信号に変換される。
【００６２】このベースバンド信号は、アクセスキャリ
ア数だけ時分割多重された信号として得られる。これら
のＩ成分およびＱ成分の信号はそれぞれディジタルフィ
ルタ２１０に入力され、希望のキャリアのみ即ちベース
バンド信号のみのＩ成分およびＱ成分の信号が得られる
ように低域ろ波処理される。
ア数だけ時分割多重された信号として得られる。これら
のＩ成分およびＱ成分の信号はそれぞれディジタルフィ
ルタ２１０に入力され、希望のキャリアのみ即ちベース
バンド信号のみのＩ成分およびＱ成分の信号が得られる
ように低域ろ波処理される。
【００６３】低域ろ波処理されたＩ成分およびＱ成分の
それぞれの信号は識別判定部２１１に取り込まれ、変調
方式に応じて識別および判定される。識別判定部２１１
から得られる、時分割多重された復調データは、デマル
チプレクサ１０８によって各系列に分配されて出力され
る。
それぞれの信号は識別判定部２１１に取り込まれ、変調
方式に応じて識別および判定される。識別判定部２１１
から得られる、時分割多重された復調データは、デマル
チプレクサ１０８によって各系列に分配されて出力され
る。
【００６４】図３は本発明の第２の実施例を示すブロッ
ク図であって、ＲＯＭを用いて直交周波数変換の演算を
行なう構成の場合について示している。同図において、
入力信号は、上述した第１の実施例と同様に複数キャリ
アの信号を含んだまま周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器１
０３によりディジタル信号に変換されて時分割多重直交
周波数変換部２０３に取り込まれ、“数１０”，“数１
１”に従って直交周波数変換の演算が行なわれる。
ク図であって、ＲＯＭを用いて直交周波数変換の演算を
行なう構成の場合について示している。同図において、
入力信号は、上述した第１の実施例と同様に複数キャリ
アの信号を含んだまま周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器１
０３によりディジタル信号に変換されて時分割多重直交
周波数変換部２０３に取り込まれ、“数１０”，“数１
１”に従って直交周波数変換の演算が行なわれる。
【００６５】ここで、Ｉ成分およびＱ成分の信号とｃｏ
ｓ２πΔｆk ｔ，ｓｉｎ２πΔｆkｔ等との乗算結果
は、予めＲＯＭ３０１，３０２に書き込んでおき、キャ
リア指定データに応じて位相ステップ設定回路２０５、
および、位相アキュムレータ２０６により発生されセレ
クタにより順次得られた読み出しアドレスに対応して乗
算結果を出力する。以降の動作は、上述した第１の実施
例と同様であるので省略する。
ｓ２πΔｆk ｔ，ｓｉｎ２πΔｆkｔ等との乗算結果
は、予めＲＯＭ３０１，３０２に書き込んでおき、キャ
リア指定データに応じて位相ステップ設定回路２０５、
および、位相アキュムレータ２０６により発生されセレ
クタにより順次得られた読み出しアドレスに対応して乗
算結果を出力する。以降の動作は、上述した第１の実施
例と同様であるので省略する。
【００６６】図５は瞬時位相データの生成回路について
示す図である。同図において２０５は位相ステップ設定
回路、２０７はセレクタ、２１３は遅延回路、２１２は
加算器、２１４は位相アキュムレータを表わしている。
この位相アキュムレータは遅延回路２１３と加算器２１
２によりｎ個まえのデータを蓄積するから、１番のステ
ップで写しこまれたデータ、２番のステップで写しこま
れたデータ、のように順次瞬時位相データを得ることが
できる。
示す図である。同図において２０５は位相ステップ設定
回路、２０７はセレクタ、２１３は遅延回路、２１２は
加算器、２１４は位相アキュムレータを表わしている。
この位相アキュムレータは遅延回路２１３と加算器２１
２によりｎ個まえのデータを蓄積するから、１番のステ
ップで写しこまれたデータ、２番のステップで写しこま
れたデータ、のように順次瞬時位相データを得ることが
できる。
【００６７】先に図面２、図３に基づいて説明した第１
および第２の実施例において、瞬時位相データを、この
ような回路構成により生成する方式を採れば、位相アキ
ュムレータは１個で済み回路をより簡潔なものとするこ
とができる。
および第２の実施例において、瞬時位相データを、この
ような回路構成により生成する方式を採れば、位相アキ
ュムレータは１個で済み回路をより簡潔なものとするこ
とができる。
【００６８】前記請求項６の発明は図２における位相ス
テップ設定回路２０５、位相アキュムレータ２０６、お
よび、セレクタ２０７からなる瞬時位相データ生成回路
を、本図に示す回路に置き換えて構成したものであり、
また、請求項８の発明は図３における上記同様の構成に
よる瞬時位相データ生成回路を本図に示す回路と置き換
えたものである。
テップ設定回路２０５、位相アキュムレータ２０６、お
よび、セレクタ２０７からなる瞬時位相データ生成回路
を、本図に示す回路に置き換えて構成したものであり、
また、請求項８の発明は図３における上記同様の構成に
よる瞬時位相データ生成回路を本図に示す回路と置き換
えたものである。
【００６９】本発明の各部の構成の細部は上述した回路
等に限るものではなく、従来から知られている各種回路
技術によっても実現可能なものであり、本発明がこれら
を含むものであることは言う迄もない。
等に限るものではなく、従来から知られている各種回路
技術によっても実現可能なものであり、本発明がこれら
を含むものであることは言う迄もない。
【００７０】本発明のディジタル信号処理部は、その総
てをディジタル処理によっているので、集積回路化が容
易であり、これによって小形で安定した品質の製品を提
供することが可能となり、また保守作業も容易になるこ
とが見込まれる。
てをディジタル処理によっているので、集積回路化が容
易であり、これによって小形で安定した品質の製品を提
供することが可能となり、また保守作業も容易になるこ
とが見込まれる。
【００７１】
【発明の効果】上述したように、本発明は、複数キャリ
アを含んだ信号を一つの直交周波数変換手段で直交周波
数変換を行ない、かつ時分割多重処理を行なうことによ
って、復調回路の規模を増大することなく同時に復調す
るキャリア数の増減に柔軟に対応することができる。ま
た、ディジタル信号処理によってキャリアアクセスを行
なうため、高速かつ高精度なキャリア周波数の切り換え
が可能である。
アを含んだ信号を一つの直交周波数変換手段で直交周波
数変換を行ない、かつ時分割多重処理を行なうことによ
って、復調回路の規模を増大することなく同時に復調す
るキャリア数の増減に柔軟に対応することができる。ま
た、ディジタル信号処理によってキャリアアクセスを行
なうため、高速かつ高精度なキャリア周波数の切り換え
が可能である。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正内容】
【図５】
Claims (9)
- 【請求項１】 複数キャリアの変調信号を含んだ信号を
取り込み、ディジタル信号に変換して、 該信号をディジタル信号処理によって複数キャリアの変
調信号を同時に復調しその結果を出力する一括復調方法
であって、 前記ディジタル信号処理においては、ディジタル信号に
変換された前記変調信号を取り込み、復調するキャリア
数だけ時分割処理し、復調しようとするキャリアの変調
信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成分）および直交成
分（Ｑ成分）のベースバンド信号になるように変換（直
交周波数変換）し、その結果をＩ成分ごと、Ｑ成分ごと
に各キャリアに対応して時系列出力し、 これにより得られたＩ成分およびＱ成分の信号からそれ
ぞれベースバンド信号のみを取り出し、 このＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号から、変調
方式に対応した識別判定方式により復号された符号を出
力して、 この各キャリアに対応して時系列出力された復号符号
を、各データ系列に分配して出力することを特徴とする
一括復調方法。 - 【請求項２】 複数キャリアの変調信号を周波数変換し
てから入力する請求項１記載の一括復調方法。 - 【請求項３】 複数キャリアの変調信号を含んだ信号を
取り込み、ディジタル信号に変換するアナログ・ディジ
タル変換器（Ａ／Ｄ）と、 ディジタル信号に変換された前記信号を取り込み、ディ
ジタル信号処理によって複数キャリアの変調信号を同時
に復調しその結果を出力するディジタル信号処理回路と
から構成され、 前記ディジタル信号処理回路においては、ディジタル信
号に変換された前記変調信号を取り込み、復調するキャ
リア数だけ時分割処理し、復調しようとするキャリアの
変調信号が中心周波数０の同相成分（Ｉ成分）および直
交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号になるように変換
（直交周波数変換）し、その結果をＩ成分ごと、Ｑ成分
ごとに各キャリアに対応して時系列出力する時分割多重
直交周波数変換手段と、 前記時分割多重直交周波数変換手段によって、得られた
Ｉ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベースバンド信
号のみを取り出す低域ろ波手段と、 前記低域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベー
スバンド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定
方式により復号された符号を出力する識別判定手段と、 前記識別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力
された復号符号を、各データ系列に分配して出力するデ
マルチプレクサと、を備えたことを特徴とする一括復調
器。 - 【請求項４】 アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
の前段に周波数変換手段を設けた請求項３記載の一括復
調器。 - 【請求項５】 時分割多重直交周波数変換部は、 各キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ス
テップ設定回路（２０５）と、 該各位相ステップ設定回路（２０５）ごとにそれぞれ接
続される位相アキュムレータ（２０６）と、 位相アキュムレータ（２０６）の出力を選択するセレク
タ（２０７）と、 前記位相アキュムレータ（２０６）により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として、演算に必要なｃｏｓ
２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２０８）と、 前記位相アキュムレータ（２０６）により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として演算に必要なｓｉｎ２
πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ（２０９）と、 ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ（２０８）
の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａと、 ディジタル変換された入力信号と、前記ＲＯＭ（２０
９）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとによ
り構成される請求項３〜請求項４記載の一括復調器。 - 【請求項６】 時分割多重直交周波数変換部は、 各キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ス
テップ設定回路（２０５）と、 位相ステップ設定回路（２０５）の出力を選択するセレ
クタ（２０７）と、 加算器（２１２）と遅延回路（２１３）とからなり、セ
レクタ（２０７）の出力を入力として瞬時位相データを
出力する位相アキュムレータ（２１４）と、 該位相アキュムレータ（２１４）により得られた瞬時位
相データをアドレス入力として、演算に必要なｃｏｓ２
πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２０８）と、 前記位相アキュムレータ（２１４）により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として演算に必要なｓｉｎ２
πΔｆK ｔの信号を発生するＲＯＭ（２０９）と、 ディジタル変換された入力信号と前記ＲＯＭ（２０８）
の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ａと、 ディジタル変換された入力信号と、前記ＲＯＭ（２０
９）の出力とを乗算して出力する乗算器２０４ｂとによ
り構成される請求項３〜請求項４記載の一括復調器。 - 【請求項７】 時分割多重直交周波数変換部は、 各キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ス
テップ設定回路（２０５）と、 該各位相ステップ設定回路（２０５）ごとにそれぞれ接
続される位相アキュムレータ（２０６）と、 位相アキュムレータ（２０６）の出力を選択するセレク
タ（２０７）と、 入力信号の同相成分と信号（ｃｏｓ２πΔｆK ｔ）との
乗算結果を予め記憶していて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２０５）および位相アキュ
ムレータ（２０６）により発生され、セレクタ（２０
７）により順次得られるアドレスに応じて乗算結果を出
力するＲＯＭ（３０１）と、 入力信号の同相成分と信号（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）との
乗算結果を予め記憶していて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２０５）および位相アキュ
ムレータ（２０６）により発生されセレクタ（２０７）
により順次得られるアドレスに応じて乗算結果を出力す
るＲＯＭ（３０２）とにより構成される請求項３〜請求
項４記載の一括復調器。 - 【請求項８】 時分割多重直交周波数変換部は、 各キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ス
テップ設定回路（２０５）と、 位相ステップ設定回路（２０５）の出力を選択するセレ
クタ（２０７）と、 加算器（２１２）と遅延回路（２１３）からなり、セレ
クタ（２０７）の出力を入力として瞬時位相データを出
力する位相アキュムレータ（２１４）と、 入力信号の同相成分と信号（ｃｏｓ２πΔｆK ｔ）との
乗算結果を予め記憶していて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２０５）および位相アキュ
ムレータ（２１４）により発生されるアドレスに応じて
乗算結果を出力するＲＯＭ（３０１）と、 入力信号の同相成分と信号（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）との
乗算結果を予め記憶していて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２０５）および位相アキュ
ムレータ（２０６）により発生されるアドレスに応じ
て、乗算結果を出力するＲＯＭ（３０２）とにより構成
される請求項３〜請求項４記載の一括復調器。 - 【請求項９】 請求項３〜請求項４のいずれかに記載
の、時分割多重直交周波数変換手段と、低域ろ波手段、
あるいは、ディジタルフィルタと識別判定手段と、デマ
ルチプレクサとから成るディジタル信号処理手段を構成
要素とする集積回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6035388A JPH07221807A (ja) | 1994-02-08 | 1994-02-08 | 一括復調方法および一括復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6035388A JPH07221807A (ja) | 1994-02-08 | 1994-02-08 | 一括復調方法および一括復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07221807A true JPH07221807A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=12440533
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6035388A Pending JPH07221807A (ja) | 1994-02-08 | 1994-02-08 | 一括復調方法および一括復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07221807A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006262331A (ja) * | 2005-03-18 | 2006-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | 受信装置 |
-
1994
- 1994-02-08 JP JP6035388A patent/JPH07221807A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006262331A (ja) * | 2005-03-18 | 2006-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | 受信装置 |
| JP4541199B2 (ja) * | 2005-03-18 | 2010-09-08 | 三菱電機株式会社 | 受信装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5444415A (en) | Modulation and demodulation of plural channels using analog and digital components | |
| US5748623A (en) | Code division multiple access transmitter and receiver | |
| US5172070A (en) | Apparatus for digitally demodulating a narrow band modulated signal | |
| EP0708534A2 (en) | Spread spectrum receiving apparatus | |
| GB2350986A (en) | Demodulating spread spectrum signal | |
| JPH09200285A (ja) | 受信無線周波の改良型サンプリング・システム | |
| KR940019099A (ko) | 시분할 다중 통신 채널용 디지탈 복조방법 및 회로 | |
| JP3058870B1 (ja) | Ａｆｃ回路 | |
| JPH11205403A (ja) | 周波数変換装置 | |
| KR20060121126A (ko) | 대역통과 샘플링 수신기 및 샘플링 방법 | |
| JP3388508B2 (ja) | ディジタル復調器 | |
| JP2003509908A (ja) | 通信システムおよびそれに用いる受信機 | |
| US6922451B1 (en) | Frequency shifting circuit and method | |
| JPH07221807A (ja) | 一括復調方法および一括復調器 | |
| US6728321B2 (en) | Receiving device for angle-modulated signals | |
| JPH07221806A (ja) | 一括復調方法および一括復調器 | |
| EP1077561A2 (en) | Removal of a DC component in a multicarrier receiver | |
| JPH0746286A (ja) | ディジタル復調器 | |
| US5666386A (en) | Digital demodulating apparatus capable of selecting proper sampling clock for data transmission speed | |
| JP2003318762A (ja) | イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式 | |
| JP4206578B2 (ja) | デジタル復調装置 | |
| US5107521A (en) | Single analog path multi-data rate matched filtered demodulator | |
| JPH0646096A (ja) | デジタル復調器 | |
| WO2009066945A2 (en) | Apparatus and method for down-converting frequency in wireless communication system | |
| JP2003152817A (ja) | 受信機及びその搬送波再生方法 |