JPH0721739B2 - ２モ−ド電源装置 - Google Patents
２モ−ド電源装置Info
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- JPH0721739B2 JPH0721739B2 JP59236250A JP23625084A JPH0721739B2 JP H0721739 B2 JPH0721739 B2 JP H0721739B2 JP 59236250 A JP59236250 A JP 59236250A JP 23625084 A JP23625084 A JP 23625084A JP H0721739 B2 JPH0721739 B2 JP H0721739B2
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- voltage
- power supply
- error amplifier
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は，放電現象等の急変するインピーダンスを有
する２モード負荷に電力を供給する電源装置に関するも
のである。
する２モード負荷に電力を供給する電源装置に関するも
のである。
第４図は従来の２モード電源装置を示すブロック回路図
であり，図において（１）は直流電源（以下PSとい
う），（２）は電圧制御用トランジスタ（以下VTRとい
う），（３）はトランス，（４）はリセット用ダイオー
ド，（５）は整流用ダイオード，（６）は回生用ダイオ
ード，（７）はチョークコイル，（８）はコンデンサ，
（９）は（５）（６）（７）（８）からなる電圧制御用
整流回路（以下VFILという），（10）は電流検出用抵
抗，（11）はダイオード，（12）は電圧制御用基準電圧
器（以下VRVという），（13）は電圧制御用誤差増幅器
（以下VERという），（14）は電圧制御用パルス幅変調
器（以下VPWMという），（15）は電圧制御用絶縁器（以
下VISという），（16）は電圧制御用ドライブ回路（以
下VDRという），（17）は電流制御スイッチング用トラ
ンジスタ（以下CTRという），（18）はトランス，（1
9）はリセット用ダイオード，（20）は整流ダイオー
ド，（21）は回生用ダイオード，（22）はチョークコイ
ル，（23）はコンデンサ，（24）は（20）（21）（22）
（23）からなる電流制御用整流回路（以下CFILとい
う），（25）は電流検出用抵抗，（26）はダイオード，
（27）は電流制御用基準電圧器（以下CRVという）（2
8）は電流制御用誤差増幅器（以下CEAという），（29）
は電流制御用パルス幅変調器（以下CPWMという），（3
0）は電流制御用絶縁器（以下CISという），（31）は電
流制御用ドライブ回路（以下CDRという），（32）は電
圧制御と電流制御を切換える切換器（以下SWという），
（33）は負荷である。
であり，図において（１）は直流電源（以下PSとい
う），（２）は電圧制御用トランジスタ（以下VTRとい
う），（３）はトランス，（４）はリセット用ダイオー
ド，（５）は整流用ダイオード，（６）は回生用ダイオ
ード，（７）はチョークコイル，（８）はコンデンサ，
（９）は（５）（６）（７）（８）からなる電圧制御用
整流回路（以下VFILという），（10）は電流検出用抵
抗，（11）はダイオード，（12）は電圧制御用基準電圧
器（以下VRVという），（13）は電圧制御用誤差増幅器
（以下VERという），（14）は電圧制御用パルス幅変調
器（以下VPWMという），（15）は電圧制御用絶縁器（以
下VISという），（16）は電圧制御用ドライブ回路（以
下VDRという），（17）は電流制御スイッチング用トラ
ンジスタ（以下CTRという），（18）はトランス，（1
9）はリセット用ダイオード，（20）は整流ダイオー
ド，（21）は回生用ダイオード，（22）はチョークコイ
ル，（23）はコンデンサ，（24）は（20）（21）（22）
（23）からなる電流制御用整流回路（以下CFILとい
う），（25）は電流検出用抵抗，（26）はダイオード，
（27）は電流制御用基準電圧器（以下CRVという）（2
8）は電流制御用誤差増幅器（以下CEAという），（29）
は電流制御用パルス幅変調器（以下CPWMという），（3
0）は電流制御用絶縁器（以下CISという），（31）は電
流制御用ドライブ回路（以下CDRという），（32）は電
圧制御と電流制御を切換える切換器（以下SWという），
（33）は負荷である。
従来の２モード電源装置は上記のように構成される。
ところで負荷（33）が放電現象を呈するようなインピー
ダンスが急変する場合で説明する。
ダンスが急変する場合で説明する。
第３図に負荷（33）の動作領域を示す。図中，領域Ａは
放電前の暗電流領域で，図中領域Ｂは放電後のアーク放
電領域を示し，この第３図において，暗電流領域Ａにお
いてはそのインピーダンスが数10KΩ以上の値を示し，
アーク放電領域Ｂにおいては，数10Ω以下の値を示す。
このような暗電流領域Ａの微小電流をアーク放電領域Ｂ
の大電流を共有する負荷においては、従来暗電流領域Ａ
の高インピーダンス時に専用の電圧供給型電源で供給
し，アーク放電領域Ｂの低インピーダンス時にも専用の
電流供給型電源で供給し，上記２つの電源の切換には、
インピーダンスの変化を検出して制御する切換器（32）
を用いて行ってきた。
放電前の暗電流領域で，図中領域Ｂは放電後のアーク放
電領域を示し，この第３図において，暗電流領域Ａにお
いてはそのインピーダンスが数10KΩ以上の値を示し，
アーク放電領域Ｂにおいては，数10Ω以下の値を示す。
このような暗電流領域Ａの微小電流をアーク放電領域Ｂ
の大電流を共有する負荷においては、従来暗電流領域Ａ
の高インピーダンス時に専用の電圧供給型電源で供給
し，アーク放電領域Ｂの低インピーダンス時にも専用の
電流供給型電源で供給し，上記２つの電源の切換には、
インピーダンスの変化を検出して制御する切換器（32）
を用いて行ってきた。
次に上記のように構成された２モード電源装置の動作の
詳細について説明する。たとえば，負荷（33）が放電前
の高インピーダンスで定電圧制御を必要とするときは,S
W（32）がVPWM（14）を動作させることにより,PS（１）
の直流電圧をVTR（２）により断続し，断続された直流
電圧をVFIL（９）により再び平滑し，ダイオード（11）
を介して負荷（33）に供給する。このとき負荷（33）の
電圧とVRV（12）の電圧との差をVEA（13）によって増幅
し,VPWM（14）から出力するパルス幅を負荷（33）の電
圧が一定となるように制御する。VIS（15）は入力側のP
S（１）と負荷（33）を絶縁するもので,VIS（15）によ
って絶縁されたパルスがVDR（16）をオンオフする。
詳細について説明する。たとえば，負荷（33）が放電前
の高インピーダンスで定電圧制御を必要とするときは,S
W（32）がVPWM（14）を動作させることにより,PS（１）
の直流電圧をVTR（２）により断続し，断続された直流
電圧をVFIL（９）により再び平滑し，ダイオード（11）
を介して負荷（33）に供給する。このとき負荷（33）の
電圧とVRV（12）の電圧との差をVEA（13）によって増幅
し,VPWM（14）から出力するパルス幅を負荷（33）の電
圧が一定となるように制御する。VIS（15）は入力側のP
S（１）と負荷（33）を絶縁するもので,VIS（15）によ
って絶縁されたパルスがVDR（16）をオンオフする。
負荷（33）が放電前の高インピーダスから急激にアーク
放電の低インピーダンスに変化した場合は，負荷（33）
の電流を電流検出抵抗（10）によって電圧として負荷
（33）のインピーダンスが変化したことを検出し,SW（3
2）でVPWM（14）からCPWM（29）への切換を行う。
放電の低インピーダンスに変化した場合は，負荷（33）
の電流を電流検出抵抗（10）によって電圧として負荷
（33）のインピーダンスが変化したことを検出し,SW（3
2）でVPWM（14）からCPWM（29）への切換を行う。
また,SW（32）がCPWM（29）を動作させているときは,PS
（１）の直流電圧をCTR（17）によって断続し，断続さ
れた直流電圧をCFIL（24）により再び平滑し，ダイオー
ド（26）を介して負荷（33）に供給する。このとき負荷
（33）に流れる電流を電流検出抵抗（25）によって電圧
として検出し，その電圧とCRV（27）の電圧との差をCEA
（28）で増幅し,CPWM（29）から出力するパルス幅を負
荷（33）に流れる電流が一定となるように制御する。CI
S（30）は入力側のPS（１）と負荷（33）を絶縁するも
ので,CIS（30）によって絶縁されたパルスがCDR（31）
を介してCTR（17）をオンオフする。
（１）の直流電圧をCTR（17）によって断続し，断続さ
れた直流電圧をCFIL（24）により再び平滑し，ダイオー
ド（26）を介して負荷（33）に供給する。このとき負荷
（33）に流れる電流を電流検出抵抗（25）によって電圧
として検出し，その電圧とCRV（27）の電圧との差をCEA
（28）で増幅し,CPWM（29）から出力するパルス幅を負
荷（33）に流れる電流が一定となるように制御する。CI
S（30）は入力側のPS（１）と負荷（33）を絶縁するも
ので,CIS（30）によって絶縁されたパルスがCDR（31）
を介してCTR（17）をオンオフする。
そして負荷（33）がアーク放電の低インピーダンスから
急激に放電前の高インピーダンスに変化した場合，負荷
（33）の電圧によって負荷（33）のインピーダンスが変
化したことをSW（32）で判定し,CPWM（29）からVPWM（1
4）を動作させるように切換を行う。
急激に放電前の高インピーダンスに変化した場合，負荷
（33）の電圧によって負荷（33）のインピーダンスが変
化したことをSW（32）で判定し,CPWM（29）からVPWM（1
4）を動作させるように切換を行う。
上記のように従来の２モード電源装置は，放電現象を呈
する負荷に対して,2つの電源があり，切換器を必要とし
た。このため切換器を必要とし，定電圧と定電流の切換
時においては無制御の時間帯があるという問題点があっ
た。この無制御時にはノイズを発生し，負荷にラッシュ
電流が流れる問題点があった。また、スイッチング用ト
ランジスタ，トランス，整流回路，パルス幅変調器，絶
縁器，ドライブ回路を定電圧制御と定電流制御の時に各
々，別々に必要とし重量，体積が重く，大きくなり，部
品点数が多くなることより，信頼度が低くなる問題点が
あった。
する負荷に対して,2つの電源があり，切換器を必要とし
た。このため切換器を必要とし，定電圧と定電流の切換
時においては無制御の時間帯があるという問題点があっ
た。この無制御時にはノイズを発生し，負荷にラッシュ
電流が流れる問題点があった。また、スイッチング用ト
ランジスタ，トランス，整流回路，パルス幅変調器，絶
縁器，ドライブ回路を定電圧制御と定電流制御の時に各
々，別々に必要とし重量，体積が重く，大きくなり，部
品点数が多くなることより，信頼度が低くなる問題点が
あった。
この発明はかかる問題点を解決するためになされたもの
で，従来の２電源切換方式を１電源方式にし，切換器を
不要とし，定電圧，定電流切換時におけるノイズとラッ
シュ電流を防止し，無制御時間帯をなくすことを目的と
し，さらに重量体積を減らし，部品点数を少なくするこ
とにより，信頼度を高くすることを目的とする。
で，従来の２電源切換方式を１電源方式にし，切換器を
不要とし，定電圧，定電流切換時におけるノイズとラッ
シュ電流を防止し，無制御時間帯をなくすことを目的と
し，さらに重量体積を減らし，部品点数を少なくするこ
とにより，信頼度を高くすることを目的とする。
この発明に係る２モード電源装置は本質的に定電力型で
あり，第２図に示した電圧，電流出力特性を有する１電
源方式の電源装置とした。
あり，第２図に示した電圧，電流出力特性を有する１電
源方式の電源装置とした。
この発明においては，本質的に定電力特性となる電源で
あるため，負荷のインピーダンスで電圧をかえることが
でき１電源方式で２モードの負荷に電力を供給できる。
これにより切換器を不要とすることができる。また,1電
源方式であるから重量，体積を軽減し，部品点数を減ら
すことができ，信頼度を良くできる。
あるため，負荷のインピーダンスで電圧をかえることが
でき１電源方式で２モードの負荷に電力を供給できる。
これにより切換器を不要とすることができる。また,1電
源方式であるから重量，体積を軽減し，部品点数を減ら
すことができ，信頼度を良くできる。
また，定電圧制御と定電流制御の切換時においては、定
電力制御をすることができる。
電力制御をすることができる。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック回路図であ
り，（１），（12），（13），（27），（28），（33）
は上記従来装置と全く同一のものである。（34）はスイ
ッチング用トランジスタ（以下STRという），（35）は
トランス，（36）は整流用ダイオード，（37）はコンデ
ンサ，（38）は（36）と（37）からなる整流回路，（3
9）はパルス幅変調器（以下PWMという），（40）は絶縁
器（以下ISという），（41）はドライブ回路（以下DRと
いう）である。
り，（１），（12），（13），（27），（28），（33）
は上記従来装置と全く同一のものである。（34）はスイ
ッチング用トランジスタ（以下STRという），（35）は
トランス，（36）は整流用ダイオード，（37）はコンデ
ンサ，（38）は（36）と（37）からなる整流回路，（3
9）はパルス幅変調器（以下PWMという），（40）は絶縁
器（以下ISという），（41）はドライブ回路（以下DRと
いう）である。
上記のように構成された２モード電源装置において，負
荷（33）が放電前の高インピーダンスの定電圧制御時
は,PS（１）の直流電圧をSTR（34）により断続し，断続
された直流電圧を整流回路（38）によって再び平滑し，
負荷（33）に供給する。このとき負荷（33）の電圧を従
来装置と同様にVEA（13）によってVRV（12）の電圧との
差を増幅しPWM（39）から出力するパルス幅を負荷電圧
が一定となるように制御する。IS（40）は入力側のPS
（１）と負荷（33）を絶縁するもので,IS（40）によっ
て絶縁されたパルスがDR（41）を介してSTR（34）をオ
ンオフする。
荷（33）が放電前の高インピーダンスの定電圧制御時
は,PS（１）の直流電圧をSTR（34）により断続し，断続
された直流電圧を整流回路（38）によって再び平滑し，
負荷（33）に供給する。このとき負荷（33）の電圧を従
来装置と同様にVEA（13）によってVRV（12）の電圧との
差を増幅しPWM（39）から出力するパルス幅を負荷電圧
が一定となるように制御する。IS（40）は入力側のPS
（１）と負荷（33）を絶縁するもので,IS（40）によっ
て絶縁されたパルスがDR（41）を介してSTR（34）をオ
ンオフする。
そして負荷（33）が放電前の高インピーダンスからアー
ク放電の低インピーダンスに急変した場合，今まで定電
圧制御で動作していたPWM（39）が定電流制御で動作す
る。この動作の詳細を次に説明する。
ク放電の低インピーダンスに急変した場合，今まで定電
圧制御で動作していたPWM（39）が定電流制御で動作す
る。この動作の詳細を次に説明する。
第１図において，トランス（35）の１次と２次で逆接続
であるため,STR（34）がオン期間には整流ダイオード
（36）が逆電圧印加となり，トランス（35）の２次側へ
電流は流れずトランス（35）の１次巻線に式（１）に示
されるエネルギーが蓄積される。
であるため,STR（34）がオン期間には整流ダイオード
（36）が逆電圧印加となり，トランス（35）の２次側へ
電流は流れずトランス（35）の１次巻線に式（１）に示
されるエネルギーが蓄積される。
（１）式においてＰは蓄積エネルギー，L1はトランス
（35）の１次巻線のインダクタンス,VinはPS（１）の直
流電圧,TonはSTR（34）のオン時間である。
（35）の１次巻線のインダクタンス,VinはPS（１）の直
流電圧,TonはSTR（34）のオン時間である。
STR（34）がオン後にターンオフすると，トランスの各
巻線には逆起電力が発生し，電位が今までと反転する。
そこで２次側の整流ダイオード（36）が正方向電圧印加
となり導通し負荷（33）へ電力を供給する。
巻線には逆起電力が発生し，電位が今までと反転する。
そこで２次側の整流ダイオード（36）が正方向電圧印加
となり導通し負荷（33）へ電力を供給する。
ここで前式（１）はSTR（34）が１回オンした時のトラ
ンス（35）への蓄積エネルギーであるが，単位時間あた
りの総エネルギー量はPWM（39）の動作周波数を
（２）式とすると ToffはSTR（34）のオフ時間 （３）式によってあらわされる。
ンス（35）への蓄積エネルギーであるが，単位時間あた
りの総エネルギー量はPWM（39）の動作周波数を
（２）式とすると ToffはSTR（34）のオフ時間 （３）式によってあらわされる。
P1：単位時間当りの総エネルギー量 また，ある負荷抵抗RL（以下RLという）に消費される電
力P0は（４）式によって表わされる。
力P0は（４）式によって表わされる。
V0：負荷（33）の電圧 定電圧制御時は，この（３）式と（４）式が等しいこと
より，出力電圧すなわち負荷（33）の電圧は（５）式に
変形される。
より，出力電圧すなわち負荷（33）の電圧は（５）式に
変形される。
よって負荷（33）の電圧はSTR（34）のオンオフのパル
ス時間をパルス幅変調器（39）によって変化させること
により制御できる。また（３）式に表わされているよう
に単位時間あたりの総エネルギーは,Vinが一定ならばST
R（34）のオン時間によって負荷（33）へ供給できる最
大電力が制限できる。つまり上記説明において負荷（3
3）が高インピーダンスより低インピーダンスに変化し
た場合，ある負荷インピーダンス以下では定電圧制御が
できなくなる。これにより負荷（33）の電圧は負荷（3
3）のインピーダンスが下がることにより負荷（33）が
単位時間最大エネルギー量以上の電力を必要とすると負
荷（33）の電圧は下がり，定電圧制御から式（３）によ
る単位時間最大エネルギー量の定電力制御となる。第２
図に示している本発明における電圧電流特性の双曲線カ
ーブがそれに当る。
ス時間をパルス幅変調器（39）によって変化させること
により制御できる。また（３）式に表わされているよう
に単位時間あたりの総エネルギーは,Vinが一定ならばST
R（34）のオン時間によって負荷（33）へ供給できる最
大電力が制限できる。つまり上記説明において負荷（3
3）が高インピーダンスより低インピーダンスに変化し
た場合，ある負荷インピーダンス以下では定電圧制御が
できなくなる。これにより負荷（33）の電圧は負荷（3
3）のインピーダンスが下がることにより負荷（33）が
単位時間最大エネルギー量以上の電力を必要とすると負
荷（33）の電圧は下がり，定電圧制御から式（３）によ
る単位時間最大エネルギー量の定電力制御となる。第２
図に示している本発明における電圧電流特性の双曲線カ
ーブがそれに当る。
この後，放電現象等の負荷（33）はますます低インピー
ダンスになるが，電流検出抵抗（25）によって負荷（3
3）に流れる電流を電圧として検出し,VRV（27）の電圧
との差をCEA（28）によって増幅し,PWM（39）から出力
するパルス幅を負荷（33）に流れる電流がある電流で一
定となるように制御する。
ダンスになるが，電流検出抵抗（25）によって負荷（3
3）に流れる電流を電圧として検出し,VRV（27）の電圧
との差をCEA（28）によって増幅し,PWM（39）から出力
するパルス幅を負荷（33）に流れる電流がある電流で一
定となるように制御する。
そして逆に負荷（33）が低インピーダンスから高インピ
ーダンスに急変した場合においては，負荷（33）が高イ
ンピーダンスになるにつれてPWM（39）よりSTR（34）の
オン時間を長くするが定電圧制御時と同様に単位時間当
りの最大エネルギー量を越えてしまうと定電力制御とな
り，ある負荷（33）の電圧で先に説明した定電圧制御と
なる。
ーダンスに急変した場合においては，負荷（33）が高イ
ンピーダンスになるにつれてPWM（39）よりSTR（34）の
オン時間を長くするが定電圧制御時と同様に単位時間当
りの最大エネルギー量を越えてしまうと定電力制御とな
り，ある負荷（33）の電圧で先に説明した定電圧制御と
なる。
この発明は以上説明したとおり，負荷に放電現象等の急
変するインピーダンスを有する２モード負荷に対して１
電源で電力を供給できるという効果がある。
変するインピーダンスを有する２モード負荷に対して１
電源で電力を供給できるという効果がある。
このため切換器が不要となり，トランス，パルス幅変調
器等を１つにすることにより重量，体積を軽減する効
果，及び部品点数が少なくなったことにより，信頼度を
高くできる効果がある。
器等を１つにすることにより重量，体積を軽減する効
果，及び部品点数が少なくなったことにより，信頼度を
高くできる効果がある。
また，従来の無制御時間をなくした効果がある。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック回路図，第
２図はこの発明の出力電圧電流特性を示した図，第３図
は放電現象等の負荷の動作領域を示した図，第４図は従
来の２モード電源装置を示すブロック回路図である。 図において，（１）は直流電源，（２）（17）（34）は
トランジスタ，（３）（18）（35）はトランス，（４）
（５）（６）（11）（19）（20）（21）（26）（36）は
ダイオード，（７）（22）はチョークコイル，（８）
（23）（37）はコンデンサ，（10）（25）は抵抗，（1
2）（27）は基準電圧器，（13）（28）は誤差増幅器，
（14）（29）（39）はパルス幅変調器，（15）（30）
（40）は絶縁器，（16）（31）（41）はドライブ回路，
（33）は負荷である。 なお，図中同一あるいは相当部分には同一符号を付して
示してある。
２図はこの発明の出力電圧電流特性を示した図，第３図
は放電現象等の負荷の動作領域を示した図，第４図は従
来の２モード電源装置を示すブロック回路図である。 図において，（１）は直流電源，（２）（17）（34）は
トランジスタ，（３）（18）（35）はトランス，（４）
（５）（６）（11）（19）（20）（21）（26）（36）は
ダイオード，（７）（22）はチョークコイル，（８）
（23）（37）はコンデンサ，（10）（25）は抵抗，（1
2）（27）は基準電圧器，（13）（28）は誤差増幅器，
（14）（29）（39）はパルス幅変調器，（15）（30）
（40）は絶縁器，（16）（31）（41）はドライブ回路，
（33）は負荷である。 なお，図中同一あるいは相当部分には同一符号を付して
示してある。
Claims (2)
- 【請求項１】直流電源と、上記直流電源の電圧を断続す
るスイッチング素子と、上記スイッチング素子によって
断続された電圧を伝送する１次と２次の極性を互いに逆
接続したトランスと、上記トランスによる断続された電
圧を上記スイッチング素子がターンオフしたときに整流
ダイオードが導通することにより整流する整流回路と、
上記整流回路より出力される電力を受ける負荷と、上記
負荷に流れる電流を検出する抵抗と、上記抵抗の両端に
発生する電圧と比較する第１の基準電圧器と、上記抵抗
の両端の電圧と上記第１の基準電圧器の電圧との差を増
幅する第１の誤差増幅器と、上記負荷の電圧と比較する
第２の基準電圧器と、上記負荷の電圧と上記第２の基準
電圧器の電圧との差を増幅する第２の誤差増幅器と、上
記第１の誤差増幅器と上記第２の誤差増幅器の出力によ
りパルス幅が制御されるパルス幅変調器と、上記パルス
幅変調器のパルスを上記負荷とし絶縁する絶縁器と、上
記絶縁器からのパルスを上記スイッチング素子を動作さ
せるためのパルスにするドライブ回路とを備え、上記パ
ルス幅変調器は負荷が高インピーダンス時には上記第２
の誤差増幅器の出力を受けて負荷電圧が一定となるよう
に定電圧制御を行う手段と、負荷が低インピーダンス時
には上記第１の誤差増幅器の出力を受けて負荷電流が一
定となるように定電流制御を行う手段と、上記負荷が高
または低インピーダンスから低または高インピーダンス
に変化し、単位時間最大エネルギー量を越えた時には定
電力制御を行う手段とを有することを特徴とする２モー
ド電源装置。 - 【請求項２】スイッチング素子がトランジスタであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の２モー
ド電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59236250A JPH0721739B2 (ja) | 1984-11-09 | 1984-11-09 | ２モ−ド電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59236250A JPH0721739B2 (ja) | 1984-11-09 | 1984-11-09 | ２モ−ド電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61115109A JPS61115109A (ja) | 1986-06-02 |
| JPH0721739B2 true JPH0721739B2 (ja) | 1995-03-08 |
Family
ID=16997996
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59236250A Expired - Lifetime JPH0721739B2 (ja) | 1984-11-09 | 1984-11-09 | ２モ−ド電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0721739B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2554543B2 (ja) * | 1989-09-29 | 1996-11-13 | ソニー・テクトロニクス株式会社 | 電源回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58119466A (ja) * | 1982-01-11 | 1983-07-15 | Daihen Corp | 直流ア−ク溶接用電源 |
-
1984
- 1984-11-09 JP JP59236250A patent/JPH0721739B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58119466A (ja) * | 1982-01-11 | 1983-07-15 | Daihen Corp | 直流ア−ク溶接用電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61115109A (ja) | 1986-06-02 |
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